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Hintergrund der Erfindung:
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1. Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung bezieht sich allgemein auf drahtlose Kommunikationsgeräte und insbesondere auf Mischschaltkreise für integrierte Schaltkreise, die zur Umwandlung zwischen Funkfrequenzsignalen und Basisbandsignalen in drahtlosen Kommunikationsgeräten verwendet werden.
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2. Beschreibung des Standes der Technik
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Die zunehmende Verwendung drahtloser Kommunikationsgeräte, wie mobilen Telefonen und anderen Arten drahtloser Kommunikationsgeräte, basiert auf deutlich verbesserten Technologien, die ermöglichen, integrierte Schaltkreise bereitzustellen, die die Elektronik implementieren, die für eine drahtlose Kommunikation mit einer kleineren Größe und zur gleichen Zeit mit einem verminderten Preis notwendig ist. Eine Schlüsselkomponente eines drahtlosen Kommunikationsschaltkreises ist ein Mischschaltkreis. Der Mischschaltkreis kann zur Sendeumsetzung betrieben werden, die eine Umwandlung einer Eingangsfrequenz in eine Funkfrequenz ermöglicht, oder zur Empfangsumsetzung, die eine Umwandlung der Frequenz zwischen der Funkfrequenz, die von der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung empfangen wurde, und Basisbandsignalen oder Zwischenfrequenzsignalen ermöglicht, die von der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung weiter verarbeitet werden. Die Empfangsumsetzung von Funksignalen ist wesentlich für die Extraktion der Information, die auf einem gewünschten Funksignal übertragen wird, aus der gesamten anderen Information, die von anderen Funksignalen übertragen wird.
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Obwohl der Superheterodyne-Empfänger immer noch der am meisten gebräuchliche Aufbau ist, hat der Direct-Conversion-Empfänger in den letzten Jahren viel Aufmerksamkeit als mögliche Lösung für einen Ein-Chip-Empfänger erfahren, da der Direct-Conversion-Empfänger keine zusätzlichen Strukturen außerhalb des Chips in dem Signalpfad erfordert. Eine direkte Umwandlung bietet viele Vorteile gegenüber der Vorgängertechnologie, dem Superheterodyne-Aufbau. Sie beseitigt das Erfordernis für eine Vielzahl von Komponenten, wodurch drahtlose Kommunikationsgeräte mit geringeren Kosten und verminderter Größe ermöglicht werden. Insbesondere erübrigt sich der gesamte Zwischenfrequenzunterabschnitt.
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Obwohl der Direct-Conversion-Aufbau nicht die Verwendung externer Filter erfordert, gibt es immer noch eine Anzahl von zu lösenden Problemen, unter denen der erzeugte Gleichstromversatz und Flicker-Rauschen die kritischen sind.
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Die Frequenzumsetzung in eine Direct-Conversion-Empfänger oder einem Super-Heterodyne-Empfänger wird von einem Mischer ausgeführt. Mischer-Topologien werden in Aktive und Passive in Abhängigkeit von der Fähigkeit des Mischers zur Verstärkung eingeteilt. Beide Typen können in CMOS-Technologie realisiert werden. Aktive Mischer erreichen eine Umwandlungsverstärkung und erfordern eine geringere Leistung des lokalen Oszillators (LO). Der Hauptvorteil passiver Mischer ist der erhöhte Dynamikbereich auf Kosten der LO-Leistung.
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Es muss außerdem zwischen einfach abgestimmten Mischern und doppelt abgestimmten Mischern unterschieden werden. Einfach abgestimmte Mischer unterdrücken das Eingangs- oder LO-Signal in der Ausgabe, während doppelt abgestimmte Mischer beide unterdrücken. Einfach und doppelt abgestimmte Mischer werden beide in der Praxis verwendet. Ein besonderer doppelt abgestimmter Mischeraufbau, der in integrierten Empfängern häufig verwendet wird, ist als Gilbert-Cell-Mischer bekannt.
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Bei den meisten Ausführungsformen führt ein Mischer eine Frequenzumsetzung über eine Umschaltung eines Stromsignals mit einem schaltenden differenziellen Paar durch, das von einer starken LO-Spannung angesteuert wird. Das Operationsprinzip ist dasselbe für Bipolar- und CMOS-Technologien.
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Eine beispielhafte Ausführungsform einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung ist in 1 gezeigt. Die Kommunikationsvorrichtung 1 ist mit einer Station 2 über eine drahtlose Kommunikationsverbindung 3 verbunden. Die Kommunikationsvorrichtung 1 ist zur Übertragung und zum Empfang von Signalen über eine Antenne 4 ausgelegt. Ein Kommunikationssignal, das von der Station 2 zur Kommunikationsvorrichtung 1 übertragen ist, wird über die Antenne 4 empfangen und zu einem Low-Noise-Verstärker (LNA) 5 zur Verstärkung des empfangenen Funksignals weitergeleitet. Ein Emfangsumsetzer-Mischer 6 setzt die Funkfrequenz in eine niedrigere Frequenz um. Die Empfangsumsetzung wird in dem Mischer 6 durch Multiplikation des empfangenen Funksignals mit einem lokalen Oszillator(LO)-Signal durchgeführt, das von einem LO-Signalgenerator 7 bereitgestellt wird. In der umgekehrten Richtung wird ein Eingangssignal mit einer niedrigen Frequenz von einem Sendeumsetzer 8 empfangen und in eine Funkfrequenz (RF) umgesetzt. Die Sendeumsetzung wird von einem Sendeumsetzer-Mischer 8 durch Multiplikation des Eingangssignals und des LO-Signals, das von einem LO-Signalgenerator 9 bereitgestellt wird, ausgeführt. Das Ausgangsfunksignal wird einem Leistungsverstärker (PA) 10 zugeführt und über die Antenne 4 zur Station 2 übertragen.
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Unter Bezugnahme auf 2 ist das Grundprinzip eines Mischers, das beispielsweise in dem oben erwähnten Sendeumsetzer 8 und Empfangsumsetzer 6 verwendet wird, wiedergegeben. Der Mischer 11 empfängt zwei Eingangssignale, nämlich ein erstes Eingangssignal 12 mit einer Frequenz F1 und ein zweites Eingangssignal 13 mit einer Frequenz F2. Der Mischer transformiert diese Frequenzen durch Multiplikation in ein Ausgangssignal 14. Das Ausgangssignal umfasst eine differenzielle Frequenz (entweder F1 – F2 oder F2 – F1) und eine Summenfrequenz (F1 + F2) der Eingangsfrequenzen F1 und F2.
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Bei einem Sender, der beispielsweise in 1 beschrieben ist, wird die Basisbandfrequenz in eine Funkfrequenz umgesetzt. Zu diesem Zweck wird die Summenfrequenz des Mischers in dem Sendeumsetzer-Mischer verwendet. Im Gegensatz dazu setzt ein Empfänger die empfangene Funkfrequenz in ein Basisbandsignal um. Zu diesem Zweck wird die Differenzfrequenz, die von dem Mischer ausgegeben wird, verwendet.
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Das unerwünschte Signal, die Spiegelfrequenz, kann bei einem Umsetzer-Mischer ebenfalls vorliegen. Das unerwünschte Signal bei der Spiegelfrequenz kann durch einen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer unterdrückt werden, dessen Prinzip in 3 gezeigt ist. Solch ein Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer dient der Umwandlung von Signalen mit Quadratursignalkomponenten. Wenn beide Signale mit einem LO-Signal gemischt werden, besitzen Sie eine 180 Grad Verzögerung am Ausgang zwischen dem Spiegelsignal und dem erwünschten Signal. Eine einfache Subtraktion der Ausgabe bewirkt die Unterdrückung des Spiegelsignals.
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Ein Beispiel für einen doppelt abgestimmten aktiven Mischer ist in 4 gezeigt. Der in 4 dargestellte Mischer ist allgemein als Gilbert-Cell-Mischer bekannt. Der Gilbert-Cell-Mischer umfasst ein Mischerkern mit vier Transistoren Q1, Q2, Q3, Q4 und einen Funkfrequenzeingabeabschnitt mit den Transistoren Q5 und Q6. Die Transistoren des Mischerkerns Q1, Q2, Q3 und Q4 sind differenziell in einer Emitter-Konfiguration geschaltet und in Reihe mit einem differenziell geschalteten Paar von Transistoren Q5 und Q6 verbunden.
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Wie in 4 gezeigt, besitzt der Gilbert-Cell-Mixer zwei Eingangsports 16, 17 und einen Ausgangsport 18. Das LO-Signal wird dem LO-Eingangsport 17 zugeführt, und bei Verwendung in einem Sendeempfänger wird das Funksignal dem Funkeingangsport 16 zugeführt. Das resultierende Zwischenfrequenzsignal wird einem Zwischenfrequenz(IF)-Eingangsport 18 zugeführt. Außerdem umfasst der Mischerschaltkreis einen Spannungsversorgungseingang 19.
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Der Funkfrequenzeingangsport 16 empfängt zwei Funkfrequenzsignale von einer Antenne, während der LO-Eingangsport 17 zwei LO-Signale erhält, die von einem LO-Schaltkreis zugeführt werden. Solch ein LO-Schaltkreis ist in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung enthalten, wie beispielsweise in 1 gezeigt. Die zwei Funkfrequenzsignale sind zueinander invertiert (d. h. um 180 Grad in der Phase versetzt), wie auch die beiden LO-Signale. Der doppelt abgestimmte Mischer 15 multipliziert das Funkfrequenzsignal und das LO-Signal, die an dem Funkfrequenz- und LO-Eingangsport 16, 17 jeweils anliegen, um ein erstes und zweites Zwischenfrequenzsignal am Zwischenfrequenzausgangsport 18 zu erzeugen.
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Solche Mischer weisen immer noch eine Anzahl von Problemen auf. Ein Problem ist, dass Gilbert-Cell-Mischer Störsignale aufgrund einer unangepassten Transistorgröße und anderer Schaltkreisungenauigkeiten erzeugt. Diese Störsignale verschlechtern die Leistung eines Direct-Conversion-Empfängers.
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Ein weiteres Problem eines Gilbert-Cell-Mischers ist Umschaltrauschen (flicker noise) von den Umschaltern des Mischers, insbesondere bei CMOS-Realisierungen. Das MOS-Transistor-Flicker-Rauschen verschlechtert die Rauschunterdrückung bei niedrigen Ausgabefrequenzen, die bei einem Direct-Conversion-Empfänger verwendet werden. Flicker-Rauschen verschlechtert nicht nur die Rauschunterdrückung dieser Mischer, sondern fügt Rauschen direkt dem Basisband hinzu.
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Ein zusätzliches wohlbekanntes Problem des Gilbert-Cell-Mischer-Aufbaus sind Gleichstrom-Offsets.
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EP-A-1 073 205 beschreibt einen Übertragungsmischer, der eine Zwischenfrequenz in zwei verschiedene Übertragungsfrequenzen umwandelt. Der Übertragungsmischer besitzt einen lokalen Eingangsanschluss für ein Signal von einem lokalen Oszillator, einen Zwischenfrequenzeingangsanschluss für ein Signal mit einer Zwischenfrequenz und zwei Ausgangsanschlüsse zum Ausgeben eines Signals mit einer ersten Frequenz und einer zweiten Frequenz. Die verschiedenen Ausgabefrequenzen für einen Zweibandbetrieb werden durch Zuführung entweder eines ersten oder eines zweiten Signals von einem lokalen Oszillator bewirkt. Die jeweiligen Ausgangsfrequenzen werden über jeweilige Ausgangskondensatoren ausgegeben.
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Ein aktiver Mischerschaltkreis ist aus
US-B-6 205 325 bekannt. Der Mischer umfasst eine Mischstufe, eine Mischsteilheitsstufe, ein Rückkopplungselement und eine Rückkopplungsleitung. Der Mischaltkreis empfängt ein Funkfrequenzsignal über eine Kapazität und leitet das empfangene Signal der Mischsteilheitsstufe zu. Die Mischsteilheitsstufe und das Rückkopplungselement erhöhen die Linearität des Mischschaltkreises, um einen größeren Dynamikbereich zu ermöglichen. Die Mischstufe enthält zwei Bipolar-Schalttransistoren. Die Signale eines lokalen Oszillators werden den Basis-Elektroden beider Transistoren invertiert zugeführt. Während die Emitter-Elektroden des Transistors gemeinsam mit der Mischsteilheitsstufe verbunden sind, sind die Kollektor-Elektroden über Lastelemente auf eine Vorspannung gelegt.
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Ein Funkfrequenz-Mischer mit zwei Schalttransistoren ist in
EP-A-0 698 964 beschrieben. Die Basiselektroden beider Transistoren werden durch ein Signal eines lokalen Oszillators gesteuert, das jeweils über Impedanzen zugeführt wird. Das Eingangssignal wird über einen Kondensator einem Knoten zugeführt, der die beiden Emitter-Elektroden der Transistoren verbindet. Das Ausgangssignal von den Kollektor-Elektroden beider Transistoren ist über einen Kondensator miteinander verbunden.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten Mischerschaltkreis anzugeben. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst.
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Gemäß einem Beispiel wird ein Mischerschaltkreis für den Empfang eines ersten und zweiten Eingangssignals, die zu mischen sind, und zur Erzeugung eines gemischten Ausgabesignals angegeben. Der Mischerschaltkreis umfasst ein Paar von Schalttransistoren, von denen jeder einen ersten, zweiten und dritten Anschluss aufweist. Der Mischerschaltkreis umfasst außerdem einen Single-Ended-Eingang, der mit den ersten Anschlüssen des Paars von Schalttransistoren verbunden ist, einen lokalen Oszillator-Eingang, der mit den zweiten Anschlüssen des Paars von Schalttransistoren zur Steuerung der Umschaltung der Transistoren verbunden ist, einen Serienkondensator, der in Reihe zwischen dem Single-Ended-Eingang und den ersten Anschlüssen des Paars von Schalttransistoren geschaltet ist, ein Paar von Ausgangskondensatoren, von denen jeder mit einem dritten Anschluss des Paars der Schalttransistoren verbunden ist. Die dritten Anschlüsse des Paars der Schalttransistoren bilden ein Ausgangs-Port.
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In einem weiteren Beispiel ist ein Direct-Conversion-Empfänger angegeben, der einen Mischerschaltkreis enthält. Der Mischerschaltkreis umfasst ein Paar von Schalttransistoren, von denen jeder einen ersten, einen zweiten und einen dritten Anschluss aufweist. Der Mischerschaltkreis weist außerdem einen ”Single-Ended”-Eingang, der mit den ersten Anschlüssen des Paars der Schalttransistoren verbunden ist, einen lokalen Oszillator-Eingang, der mit den zweiten Anschlüssen des Paars der Schalttransistoren zur Steuerung der Umschaltung der Transistoren verbunden ist, einen seriellen Kondensator, der in der Serienschaltung zwischen den ”Single-Ended”-Eingang und die ersten Anschlüsse des Paars der Schalttransistoren geschaltet ist, ein Paar von Ausgangskondensatoren, von denen jeder mit einem dritten Anschluss des Paars der Schalttransistoren verbunden ist, auf. Die dritten Anschlüsse des Paars der Schalttransistoren bilden einen Ausgangs-Port zur Ausgabe des umgewandelten Signals. In noch einem weiteren Beispiel ist eine Einrichtung zum Mischen eines ersten und eines zweiten Eingangssignals und zur Erzeugung eines gemischten Ausgangssignals angegeben. Die Einrichtung umfasst ein Schaltpaar, einen ”Single-Ended”-Eingang, der mit dem Schaltpaar verbunden ist, einen Local-Oszillator-Eingang zur Steuerung des Schaltpaars, einen seriellen Kondensator, der in Serienschaltung zwischen den ”Single-Ended”-Eingang und das Schaltpaar geschaltet ist, und ein Paar von Ausgangskondensatoren, von denen jeder mit einem Ausgang eines der Schalter des Schaltpaars verbunden ist.
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In noch einem weiteren Beispiel ist ein Verfahren zum Betreiben eines Mischerschaltkreises zur Umwandlung einer Frequenz eines Eingangssignals angegeben. Das Verfahren empfängt ein Eingangssignal einer ersten Frequenz, schaltet den Eingangsstrom, der durch den Serienkondensator fließt, über das Paar der Schalttransistoren um, die jeweils von Oszillatorsignalen einer zweiten Frequenz gesteuert werden, und gibt den umgeschalteten Eingangsstrom jeweils einen der Ausgangskondensatoren aus, um ein differenzielles Ausgangssignal zu erzeugen.
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Weitere Beispiele sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Die beiliegenden Zeichnungen werden hierin mitaufgenommen und bilden einen Teil dieser Beschreibung für den Zweck der Erläuterung der Grundlage der Erfindung. Die Zeichnungen sind nicht zur Einschränkung der Erfindung nur auf die dargestellten und beschriebenen Beispiele zur Ausführung und Verwendung der Erfindung auszulesen. Weitere Merkmale und Vorteile werden aus der nachfolgenden, detaillierteren Beschreibung der Erfindung deutlich, die in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt ist, wobei:
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1 ein Blockdiagramm ist, das den allgemeinen Aufbau einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung mit einem Empfangsumsetzermischer und einem Sendeumsetzermischer darstellt;
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2 ein Blockdiagramm ist, das allgemein den Aufbau eines Mischschaltkreises darstellt;
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3 ein Blockdiagramm ist, das allgemein den Aufbau eines Spiegeldetektionsmischers darstellt;
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4 ein schematisches Diagramm ist, das den Schaltkreisaufbau eines Gilbert-Cell-Mixers darstellt;
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5 ein schematisches Diagramm ist, das den Schaltkreisaufbau eines Mischers darstellt; und
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6 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Verfahren zum Betreiben eines Mischschaltkreises darstellt.
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Ausführliche Beschreibung der Erfindung
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Die erläuternden Ausführungsformen der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben.
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Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen und insbesondere auf 5 ist eine Ausführungsform eines Mischerschaltkreises 20 dargestellt. Der Mischer enthält einen RF-Eingang 21 und einen LO-Eingangs-Port 22. Der RF-Eingang 21 empfängt ein RF-Signal von einer Antenne, wohingegen der LO-Eingangs-Port 22 zwei LO-Signale empfängt, die von dem LO-Schaltkreis zugeführt werden. Die zwei LO-Signale sind zueinander invertiert (d. h. um 180 Grad phasenversetzt).
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Der Mischer enthält außerdem ein Paar von Schalttransistoren M1, M2, deren Basisanschlüsse den LO-Eingangs-Port 22 bilden. Insbesondere empfängt der Transistor M1 ein erstes LO-Eingangssignal und der Transistor M2 empfängt ein zweites LO-Eingangssignal, wobei die beiden LO-Eingangssignale zueinander invertiert sind.
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Die Source-Anschlüsse der Transistoren M1, M2 sind über einen Kondensator C1 mit dem RF-Eingang verbunden. Der Drain-Anschluss der Transistoren M1, M2 bildet einen Ausgangs-Port 23. Jeder der Kollektor-Anschlüsse der Transistoren M1, M2 ist außerdem mit Masse über entsprechende Ausgabekondensatoren C2 und C3 verbunden.
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Der Mischerschaltkreis 20 umfasst außerdem einen Bias-Widerstand R1, der mit einer Versorgungsspannung 24 und mit einem gemeinsamen Knoten eines Serienwiderstandes C1 und der Source-Anschlüsse beider Transistoren M1, M2 verbunden ist.
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Der Mischerschaltkreis 20 wird zur Multiplikation des ”Single-Ended”-RF-Signals am RF-Eingang 21 und der LO-Signale am LO-Eingangs-Port 22 betrieben, um ein differenzielles Ausgangssignal am Ausgangs-Port 23 zu erzeugen. Das Ausgangssignal ist eine Spannung und wird von einem Verstärker (nicht gezeigt) mit hohem Widerstand erfasst. Die beiden MOS-Transistoren M1, M2 schalten den RF-Eingangsstrom, der durch den Kondensator C1 fließt, zu den Ausgangskondensatoren C2, C3 um. Die MOS-Transistor-Gate-Anschlüsse werden von dem LO-Signal angesteuert. Der Gleichstrombetriebspunkt wird so eingestellt, dass nur einer der beiden Transistoren M1, M2 zur gleichen Zeit leitend geschaltet ist.
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Der serielle Kondensator C1, der zwischen den RF-Eingang und beide Source-Anschlüsse geschaltet ist, hat einen großen Einfluss auf die Mischerleistung. Der serielle Kondensator C1 bildet zusammen mit den beiden Ausgangskondensatoren C2, C3 ein Tiefpassfilter erster Ordnung. Die Grenzfrequenz fc des Tiefpassfilters wird durch die folgende Formel bestimmt: fc = K·fLO· C1 / C2
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In dieser Formel bezeichnet K einen Faktor, der die Abhängigkeit von der Transistorgröße und der LO-Signalgröße beschreibt. Insbesondere, da das Laden und Entladen von C1 in jedem LO-Signalzyklus nicht vollständig durchgeführt wird. Dieses Tiefpassfilterverhalten kann in einem Empfänger verwendet werden, um Nachbarkanalsignale abzuschwächen, die normalerweise stärker als das gewünschte Signal sind.
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Ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Betreiben eines Mischerschaltkreises darstellt, ist in 6 gezeigt. Ein Eingangssignal einer ersten Frequenz F1 (Schritt S1) wird über einen Eingang 21 empfangen. Der Eingangsstrom, der durch den Serienkondensator C1 fließt, wird im Schritt S2 von dem Paar der Umschalttransistoren M1, M2 umgeschaltet. Die Schalttransistoren werden durch die Local-Oszillator-Signale angesteuert, die eine zweite Frequenz F2 aufweisen. Das resultierende Mischsignal wird im Schritt S3 zu Kondensatoren C2, C3 ausgegeben, um ein differenzielles Ausgangssignal zu erzeugen.
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Der oben beschriebene Mischerschaltkreis 20 erhöht die Arbeitsgeschwindigkeit und verbessert die Effizienz, Genauigkeit und das Signal/Rausch-Verhältnis. Insbesondere ist es ein Hauptvorteil des Mischerschaltkreises 20 gegenüber herkömmlichen Mischertopologien, wie dem Gilbert-Cell-Mischer, dass der Mischer 20 ein passiver Mischer ist. Der Mischer 20 besitzt keinen Gleichstrom-Bias-Strom, der durch die Mischer-Transistoren M1, M2 fließt. Bei nicht passenden Transistoren in einem Gilbert-Cell-Mixer erzeugt der Gleichstrom eine Nichtlinearität zweiter Ordnung, einen Gleichstromversatz des LO-Signals oder jeder Art von Verschlechterung der LO-Signalbalance. Aufgrund der passiven Natur des Mischerschaltkreises 20 ist die Empfindlichkeit gegenüber den oben erwähnten Unvollkommenheiten deutlich vermindert. Zusätzlich tragen die Transistoren nicht zu einem Flicker-Rauschen im Ausgangssignal bei. Das Flicker-Rauschen rührt von den Transistor-Gate-Anschlüssen her, und erscheint an dem Drain-Anschluss nur, wenn es durch die Transistorsteilheit verstärkt wird, die proportional zur Quadratwurzel des Drain-Anschluss-Gleichstroms ist.
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Der Mischerschaltkreis 20 gibt somit ein Mischerprinzip mit verbesserten Eigenschaften, insbesondere verbessertem Rauschverhalten an.
