Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung und
eine Ansteuerschaltung für einen Schalter einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung
(Power Factor Controller, PFC).The
The present invention relates to a method of driving and
a drive circuit for a switch of a power factor correction circuit
(Power Factor Controller, PFC).
Eine
Leistungsfaktorkorrekturschaltung ist üblicherweise als
Hochsetzsteller (Boost Converter) ausgebildet und umfasst ein induktives
Speicherelement, eine an das induktive Speicherelement angeschlossene Gleichrichteranordnung
zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung und einen an das induktive
Speicherelement angeschlossenen Schalter. Der Schalter regelt die
Stromaufnahme des induktiven Speicherelements abhängig
von der Ausgangsspannung und ist so verschaltet, dass das Speicherelement
bei geschlossenem Schalter Energie über Eingangsklemmen
aufnimmt, und dadurch magnetisiert wird, und die aufgenommene Energie
bei anschließend geöffnetem Schalter an die Gleichrichteranordnung
abgibt, und dadurch entmagnetisiert wird.A
Power factor correction circuit is commonly referred to as
Step-up converter (Boost Converter) is formed and includes an inductive
Memory element, a rectifier device connected to the inductive storage element
for providing an output voltage and one to the inductive
Memory element connected switch. The switch controls the
Current consumption of the inductive storage element dependent
from the output voltage and is connected so that the memory element
with the switch closed, energy via input terminals
and thereby magnetizes, and the absorbed energy
at subsequently opened switch to the rectifier arrangement
and thereby demagnetized.
Zur
Regelung der Leistungsaufnahme, und damit der Ausgangsspannung,
wird bei einem solchen Power Factor Controller ein Regelsignal erzeugt,
das abhängig von der Ausgangsspannung ist und das insbesondere
die Zeitdauern der Magnetisierungsphasen des induktiven Speicherelements
bestimmt. Derartige Power Factor Controller sind beispielsweise
beschrieben in US 6,043,633 , DE 100 32 846 A1 , US 6,388,429 , EP 1 387 476 A1 .To regulate the power consumption, and thus the output voltage, a control signal is generated in such a power factor controller, which is dependent on the output voltage and in particular determines the durations of the magnetization phases of the inductive storage element. Such power factor controllers are described, for example, in US Pat US 6,043,633 . DE 100 32 846 A1 . US 6,388,429 . EP 1 387 476 A1 ,
Die
Eingangsspannung eines Power Factor Controllers ist üblicherweise
eine gleichgerichtete Netzspannung und besitzt damit einen sinusbetragförmigen
Spannungsverlauf. Die Regelung der Stromaufnahme soll bei einem
Power Factor Controller idealerweise so erfolgen, dass ein Mittelwert
eines Eingangs stromes proportional ist zu der anliegenden Eingangsspannung.
Bei einer idealen Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der die
bei geschlossenem Schalter von dem induktiven Speicherelement aufgenommene
Energie bei geöffnetem Schalter vollständig an
die Gleichrichteranordnung abgegeben wird, kann dies erreicht werden,
wenn die Einschaltdauer bei gleichbleibender Last auf einen von
der Ausgangsspannung abhängigen Wert eingestellt wird und
wenn der Schalter nach dem Öffnen dann wieder eingeschaltet
wird, wenn das induktive Speicherelement energiefrei bzw. entmagnetisiert
ist. Die Leistungsaufnahme ist dann proportional zum Quadrat der
Eingangsspannung und besitzt einen sinusförmigen Verlauf
mit einer Frequenz, die der doppelten Netzfrequenz entspricht.The
Input voltage of a power factor controller is usually
a rectified mains voltage and thus has a sinusoidal-shaped
Voltage curve. The regulation of the current consumption should be at a
Power Factor Controller ideally made so that an average
An input current is proportional to the applied input voltage.
In an ideal power factor correction circuit where the
taken with the switch closed by the inductive storage element
Power on when the switch is fully open
the rectifier arrangement is delivered, this can be achieved
if the duty cycle at a constant load on one of
the output voltage dependent value is set and
when the switch is turned on again after opening
is when the inductive storage element energy-free or demagnetized
is. The power consumption is then proportional to the square of the
Input voltage and has a sinusoidal shape
with a frequency equal to twice the network frequency.
Bei
einer realen Leistungsfaktorkorrekturschaltung treten allerdings
Verluste auf, die beispielsweise bedingt sind durch eine parallel
zu dem Schalter vorhandene parasitäre Kapazität.
Solche Verluste machen sich um so stärker bemerkbar, je
kleiner der Momentanwert der Leistungsaufnahme ist und führen
zu einer Verzerrung des Stromverlaufs des Eingangsstroms gegenüber
dem sinusförmigen Verlauf der Netzspannung. Ein Klirrfaktor
des Eingangsstromes ist dadurch deutlich größer
als Null.at
However, a real power factor correction circuit occur
Losses, for example, are caused by a parallel
parasitic capacitance present to the switch.
Such losses are the more noticeable, ever
the instantaneous power consumption is smaller and leads
to a distortion of the current waveform of the input stream opposite
the sinusoidal course of the mains voltage. A harmonic distortion
the input current is thus significantly larger
as zero.
Um
solche den Stromverlauf verzerrenden Verluste zu kompensieren, ist
es bekannt, die Einschaltdauer gegenüber einer durch das
Regelsignal eingestellten Einschaltdauer zu verlängern.
Leistungsfaktorkorrekturschaltungen mit einer solchen Funktionalität
sind beispielsweise beschrieben in der EP 1 189 485 B1 , der US 20040012347A1 oder
der US 6,956,336 .In order to compensate for such losses distorting the current profile, it is known to extend the switch-on duration in relation to a switch-on duration set by the control signal. Power factor correction circuits having such a functionality are described, for example, in US Pat EP 1 189 485 B1 , of the US 20040012347A1 or the US 6,956,336 ,
Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung
eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung
zu stellen, das einfach realisierbar ist und das eine effiziente Reduktion
des Klirrfaktors der Stromaufnahme bewirkt, und eine ein solches
Verfahren realisierende Ansteuerschaltung für einen Schalter
in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung
zu stellen.task
The present invention is a method for driving
a switch in a power factor correction circuit
which is easy to implement and which is an efficient reduction
the harmonic distortion causes the current consumption, and such a
Method realizing drive circuit for a switch
in a power factor correction circuit
to deliver.
Diese
Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine
Ansteuerschaltung nach Anspruch 6 gelöst. Ausgestaltungen
der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.These
The object is achieved by a method according to claim 1 and by a
Drive circuit solved according to claim 6. refinements
The invention are the subject of the dependent claims.
Ein
Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren
zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters
in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen
zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen
einer Ausgangsspannung aufweist, bei dem der Schalter zyklisch jeweils
für eine Einschaltdauer eingeschaltet und eine Ausschaltdauer
ausgeschaltet wird, bei dem ein von der Ausgangsspannung abhängiges
Regelsignal erzeugt wird, und bei dem die Einschaltdauer einen ersten
Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt
unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt
aufweist. Eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts
ist hierbei von dem Regelsignal abhängig, und eine Länge
des zweiten Einschaltdauerabschnitts ist wenigstens für
einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung
proportional zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten
Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion
ersten Grades dieses Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte
der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.An embodiment of the invention relates to a method for driving a power consumption regulating switch in a power factor correction circuit having input terminals for applying an input voltage and output terminals for providing an output voltage, in which the switch is cyclically switched on for a duty cycle and an off duration is turned off, in which an output voltage dependent control signal is generated, and wherein the duty cycle has a first duty cycle and a second duty cycle immediately following the first duty cycle. A length of the first duty cycle is in this case dependent on the control signal, and a length of the second duty cycle is proportional to the input voltage at least for a predetermined value range of an instantaneous value to a quotient with a first function of the first degree of this instantaneous value in the denominator and a second function of the first degree of this instantaneous value in the numerator, with function values of the first function increasing with increasing instantaneous value.
Eine
Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden
Schalter in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen
zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen
einer Ausgangsspannung aufweist, umfasst bei einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung einen Regelsignaleingang zum Zuführen eines
Regelsignals, einen Eingangsspannungssignaleingang zum Zuführen
eines von der Eingangsspannung abhängigen Signals und einen
Ausgang zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für den
Schalter. Die An steuerschaltung umfasst außerdem Mittel
zum zyklischen Erzeugen eines Einschaltpegels eines den Schalter
ansteuernden Signals für eine Einschaltdauer, die einen
ersten Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt
unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt
aufweist, wobei eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts
von dem Regelsignal abhängig ist und wobei eine Länge
des zweiten Einschaltdauerabschnitts wenigstens für einen
vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung
proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten
Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion
ersten Grades des Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte
der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.A
Control circuit for regulating the power consumption
Switch in a power factor correction circuit, the input terminals
for applying an input voltage and output terminals for providing
an output voltage comprises in one embodiment
the invention a control signal input for supplying a
Control signal, an input voltage signal input for feeding
a signal dependent on the input voltage and a
Output for providing a drive signal for the
Switch. The drive circuit also includes means
for cyclically generating a turn-on level of the switch
driving signal for a duty cycle, the one
first duty cycle and a to the first duty cycle
immediately following second duty cycle
wherein a length of the first duty cycle section
is dependent on the control signal and wherein a length
of the second duty cycle section for at least one
predetermined value range of an instantaneous value of the input voltage
is proportional to a quotient with a first function first
Degree of this instantaneous value in the denominator and a second function
first degree of the instantaneous value in the counter, where function values
of the first function increase with increasing instantaneous value.
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand von Figuren
näher erläutert.embodiments
The present invention will be described below with reference to FIGS
explained in more detail.
1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung
mit einem Schalter, einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung des
Schalters und einer Regelanordnung zur Bereitstellung eines der
Ansteuerschaltung zugeführten Regelsignals. 1 shows an embodiment of a power factor correction circuit with a switch, a drive circuit for driving the switch and a control arrangement for providing a control circuit supplied to the control signal.
2 zeigt
ein Realisierungsbeispiel der Regelanordnung. 2 shows an implementation example of the rule arrangement.
3 veranschaulicht
zeitliche Verläufe einer Netzspannung und eines Eingangsstromes
einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der keine Schaltungsmaßnahmen
zur Reduktion eines Klirrfaktors des Eingangsstroms vorhanden sind. 3 FIG. 10 illustrates time histories of a line voltage and an input current of a power factor correction circuit in which there are no circuit measures for reducing a harmonic distortion of the input current.
4 veranschaulicht
den zeitlichen Verlauf eines durch eine Ansteuerschaltung nach einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugten Ansteuersignals
sowie daraus resultierende zeitliche Verläufe des Eingangsstroms
und eines Magnetisierungssignals. 4 FIG. 2 illustrates the time profile of a drive signal generated by a drive circuit according to an exemplary embodiment of the invention and resulting time profiles of the input current and of a magnetization signal.
5 veranschaulicht die Erzeugung eines
Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals abhängig von
einer Eingangsspannung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung (5A)
und Verläufe einer Zählerfunktion und einer Nennerfunktion,
von denen die Einschaltdauer abhängig ist, abhängig
von einer Eingangsspannung (5B). 5 illustrates the generation of a duty ratio portion of the drive signal depending on an input voltage of the power factor correction circuit (FIG. 5A ) and curves of a counter function and a denominator function, on which the duty cycle depends, depending on an input voltage ( 5B ).
6 zeigt
ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung mit einer
ersten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines ersten Einschaltdauerabschnitts
und einer zweiten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines
zweiten Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals. 6 shows an embodiment of the drive circuit with a first signal generating circuit for generating a first duty cycle and a second signal generating circuit for generating a second duty cycle of the drive signal.
7 zeigt
ein Ausführungsbeispiel der ersten Signalerzeugungsschaltung. 7 shows an embodiment of the first signal generating circuit.
8 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 8th shows a first embodiment of the second signal generating circuit.
9 veranschaulicht
die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 8 anhand
von zeitlichen Signalverläufen. 9 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 8th based on temporal signal curves.
10 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 10 shows a second embodiment of the second signal generating circuit.
11 zeigt
ein drittes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 11 shows a third embodiment of the second signal generating circuit.
12 zeigt
ein viertes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 12 shows a fourth embodiment of the second signal generating circuit.
13 veranschaulicht
die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 12 anhand
von zeitlichen Signalverläufen. 13 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 12 based on temporal signal curves.
14 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Ansteuerschaltung. 14 shows a further embodiment of a drive circuit according to the invention.
15 zeigt
eine Abwandlung der in 12 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung. 15 shows a modification of the in 12 illustrated second signal generating circuit.
16 veranschaulicht
die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 15 anhand
von zeitlichen Signalverläufen. 16 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 15 based on temporal signal curves.
17 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Ansteuerschaltung. 17 shows a further embodiment of a drive circuit according to the invention.
18 veranschaulicht
die Funktionsweise der in 17 dargestellten
Ansteuerschaltung anhand von Signalverläufen. 18 illustrates the operation of in 17 shown drive circuit based on signal waveforms.
19 veranschaulicht
den Verlauf der Zählerfunktion abhängig von der
Eingangsspannung für ein weiteres Ausführungsbeispiel,
bei dem die Zählerfunktion zwei linear verlaufende Abschnitte
unterschiedlicher Steigung aufweist. 19 illustrates the course of the counter function depending on the input voltage for a further embodiment in which the counter function has two linearly extending sections of different pitch.
20 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 20 shows another embodiment of the second signal generating circuit.
In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.In
denote the figures, unless otherwise indicated, like reference numerals
same circuit components and signals with the same meaning.
1 zeigt
ein Beispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor
Controller, PFC). Der dargestellte Power Factor Controller ist als
Hochsetzsteller ausgebildet und weist Eingangsklemmen 101, 102 zum
Anlegen einer Eingangsspannung Vin, ein induktives Speicherelement 11 und
eine an das induktive Speicherelement 11 angeschlossene
Gleichrichteranordnung 20 auf. Das induktive Speicherelement 11 und
die Gleichrichteranordnung 20 sind hierbei in Reihe zueinander
zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 geschaltet.
Die Gleichrichteranordnung 20 weist in dem dargestellten
Beispiel eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 21,
beispielsweise einer Diode, und einem kapazitiven Speicherelement 22,
beispielsweise einem Kondensator, auf. Eine Ausgangsspannung Vout
des Schaltwandlers zur Versorgung einer Last Z (gestrichelt dargestellt)
ist an Ausgangsklemmen 103, 104 der Gleichrichteranordnung 20 abgreifbar.
Diese Ausgangsspannung Vout entspricht in dem dargestellten Beispiel
einer Spannung über dem kapazitiven Speicherelement 22 der
Gleichrichteranordnung 20. 1 shows an example of a Power Factor Controller (PFC). The Power Factor Controller shown is designed as a boost converter and has input terminals 101 . 102 for applying an input voltage Vin, an inductive storage element 11 and one to the inductive storage element 11 connected rectifier arrangement 20 on. The inductive storage element 11 and the rectifier assembly 20 are here in series with each other between the input terminals 101 . 102 connected. The rectifier arrangement 20 has in the illustrated example a series circuit with a rectifier element 21 , for example, a diode, and a capacitive storage element 22 , For example, a capacitor on. An output voltage Vout of the switching converter for supplying a load Z (shown in phantom) is at output terminals 103 . 104 the rectifier arrangement 20 tapped. In the example shown, this output voltage Vout corresponds to a voltage across the capacitive storage element 22 the rectifier arrangement 20 ,
Zur
Regelung einer Stromaufnahme des induktiven Speicherelements 10,
und damit zur Regelung der Leistungsaufnahme über die Eingangsklemmen 101, 102,
und damit zur Regelung der Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers
ist eine Schaltanordnung mit einem Schalter 12 und einer
Ansteuerschaltung 40 für den Schalter 12 vorhanden.
Diese Schaltanordnung dient dazu, das induktive Speicherelement 11,
das beispielsweise als Speicherdrossel realisiert ist, zyklisch
jeweils während einer Magnetisierungsdauer zu magnetisieren
und anschließend für eine Entmagnetisierungsdauer
zu entmagnetisieren. Der Schalter 12 ist hierzu in Reihe
zu dem induktiven Speicherelement 11 zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 und
parallel zu der Gleichrichteranordnung 20 geschaltet. Bei
leitend angesteuertem bzw. geschlossenem Schalter 12 liegt
annähernd die gesamte die Eingangsspannung Vin über
dem induktiven Speicherelement 11 an, das induktive Speicherelement
nimmt dabei Energie über die Eingangsklemmen 101, 102 auf
und wird dadurch magnetisiert. Bei anschließend sperrend
angesteuertem bzw. geöffnetem Schalter 12 gibt
das induktive Speicherele ment 11 die zuvor aufgenommene
Energie an die Gleichrichteranordnung 20 ab und wird dadurch
entmagnetisiert.For controlling a current consumption of the inductive storage element 10 , and thus to regulate the power consumption via the input terminals 101 . 102 , and thus for controlling the output voltage Vout of the switching converter is a switching arrangement with a switch 12 and a drive circuit 40 for the switch 12 available. This switching arrangement serves to the inductive storage element 11 , which is realized, for example, as a storage choke to cyclize each time during a magnetization time and then to demagnetize for a demagnetization. The desk 12 this is in series with the inductive storage element 11 between the input terminals 101 . 102 and in parallel with the rectifier arrangement 20 connected. With conductive activated or closed switch 12 approximately all of the input voltage Vin is above the inductive storage element 11 on, the inductive storage element takes energy through the input terminals 101 . 102 and is magnetized by it. In the event of a blocking or open switch 12 gives the inductive Speicherele element 11 the previously absorbed energy to the rectifier arrangement 20 and is thereby demagnetized.
Die
Ansteuerschaltung 40 erzeugt ein Ansteuersignal S12 für
den Schalter 12, nach dessen Maßgabe der Schalter 12 leitend
und sperrend angesteuert ist. Dieser Schalter 12 kann insbesondere
als MOS-Transistor, beispielsweise als MOSFET oder IGBT realisiert
sein. Eine Laststrecke bzw. Drain-Source-Strecke eines solchen MOS-Transistors
ist hierbei in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 11 geschaltet,
einem Steueranschluss bzw. Gate-Anschluss eines solchen MOS-Transistors
ist das Ansteuersignal S12 zur leitenden und sperrenden Ansteuerung
zugeführt. Optional kann dem Steueranschluss des Schaltelements 31 eine
Treiberschaltung (nicht dargestellt) vorgeschaltet sein, die dazu
dient, Signalpegel des Ansteuersignals S40 auf zur Ansteuerung des
Schaltelements geeignete Signalpegel umzusetzen.The drive circuit 40 generates a drive signal S12 for the switch 12 , according to the switch 12 is controlled conductive and blocking. This switch 12 can be realized in particular as a MOS transistor, for example as a MOSFET or IGBT. A load path or drain-source path of such a MOS transistor is in this case in series with the inductive storage element 11 connected, a control terminal or gate terminal of such a MOS transistor, the drive signal S12 is supplied to the conductive and blocking control. Optionally, the control terminal of the switching element 31 a driver circuit (not shown), which serves to convert signal levels of the drive signal S40 to suitable signal levels for driving the switching element.
Die
dargestellte Ansteuerschaltung 40 ist zur Regelung der
Ausgangsspannung Vout ein Regelsignal S30 zugeführt, das
durch eine Regelanordnung 30 erzeugt wird, der die Ausgangsspannung
Vout als Eingangssignal zugeführt ist. Dieses Regelsignal
S30 enthält eine Information über eine momentan über
das Tastverhältnis des Schalters einzustellende Leistungsaufnahme,
mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout konstant zu halten. Das Regelsignal
wird beispielsweise aus einer Information über eine momentane
Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert
und/oder aus einer Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber
einem Sollwert innerhalb eines zurückliegenden Zeitfensters
ermittelt.The illustrated drive circuit 40 is for regulating the output voltage Vout a control signal S30 supplied by a control arrangement 30 is generated, which is supplied with the output voltage Vout as an input signal. This control signal S30 contains information about a currently about the duty cycle of the switch to be set power consumption, with the aim of the output voltage Vout kon to keep constant. The control signal is determined, for example, from information about a momentary deviation of the output voltage Vout from a setpoint value and / or from a deviation of the output voltage Vout from a setpoint value within a past time window.
Die
Regelanordnung 30 umfasst Bezug nehmend auf 2 zur
Erzeugung des Regelsignals S30 beispielsweise einen Spannungsteiler 31, 32 zum
Herunterteilen der Ausgangsspannung Vout, eine Referenzspannungsquelle 33 zur
Bereitstellung einer Referenzspannung V33 sowie einen Regelverstärker 34,
dem die heruntergeteilte Ausgangsspannung sowie die Referenzspan nung
V33 zugeführt sind. Die Referenzspannung V33 repräsentiert
hierbei einen Sollwert der Ausgangsspannung Vout. Dieser Referenzspannung
und die heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout sind einem Regelverstärker 34 zugeführt,
an dessen Ausgang das Regelsignal S30 zur Verfügung steht.
Dieser Regelverstärker kann abhängig von dem gewünschten
Regelverhalten zur Regelung der Ausgangsspannung ein Proportionalverhalten,
ein Integralverhalten oder ein Proportional-Integral-Verhalten besitzen.The rule arrangement 30 includes reference to FIG 2 for generating the control signal S30, for example, a voltage divider 31 . 32 for dividing down the output voltage Vout, a reference voltage source 33 for providing a reference voltage V33 and a variable gain amplifier 34 to which the divided-down output voltage and the reference voltage V33 are supplied. The reference voltage V33 in this case represents a desired value of the output voltage Vout. This reference voltage and the divided output voltage Vout are a variable gain amplifier 34 fed to the output of the control signal S30 is available. This control amplifier may have a proportional behavior, an integral behavior or a proportional-integral behavior depending on the desired control behavior for regulating the output voltage.
Die
Ansteuerschaltung 40 ist dazu ausgebildet, den Schalter 12 derart
anzusteuern, dass der Power Factor Controller im nicht-lückenden
Dreieckstrombetrieb, der auch als Critical Conduction Mode (CritCM)
bezeichnet wird, betrieben wird. Bei dieser Betriebsart wird der
Schalter 12 jeweils dann eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig
entmagnetisiert ist, wenn also ein Eingangsstrom I des Power Factor
Controllers auf Null abgesunken ist. Die Ansteuerschaltung 40 benötigt
bei dieser Betriebsart eine Information über den Magnetisierungszustand
der Speicherdrossel 11. Diese Magnetisierungsinformation
kann Bezug nehmend auf 1 beispielsweise durch eine
Hilfsspule 13 bereitgestellt werden, die induktiv mit der
Speicherdrossel 11 gekoppelt ist. Eine über dieser
Hilfsspule 13 anliegende Spannung V13, die der Ansteuerschaltung 40 in
dem dargestellten Beispiel als Magnetisierungssignal S13 zugeführt
ist, enthält in noch zu erläuternder Weise eine
Information über den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 11.The drive circuit 40 is designed to be the switch 12 such that the power factor controller in non-lopsided triangular current operation, which is also referred to as Critical Conduction Mode (CritCM) is operated. In this mode, the switch 12 each then turned on when the storage choke 11 is completely demagnetized, so if an input current I of the power factor controller has dropped to zero. The drive circuit 40 requires in this mode information about the magnetization state of the storage inductor 11 , This magnetization information can be referenced 1 for example, by an auxiliary coil 13 be provided, which is inductive with the storage choke 11 is coupled. One over this auxiliary coil 13 applied voltage V13, that of the drive circuit 40 in the example shown, is supplied as magnetization signal S13, contains information about the magnetization state of the storage inductor in a manner to be explained 11 ,
Während
des Betriebs des Power Factor Controllers soll die Ausgangsspannung
Vout einerseits annähernd lastunabhängig auf einen
Sollwert eingestellt werden. Andererseits soll ein Mittelwert des
Eingangsstroms I proportional sein zu der angelegten Eingangsspannung
Vin. Diese Eingangsspannung Vin wird beispielsweise mittels eines
Brückengleichrichters 70 aus einer sinusförmigen
Netzspannung Vn erzeugt. Durch die Proportionalität zwischen
Eingangsstrom I und Eingangsspannung Vin bzw. zwischen der Netzspannung Vn
und dem aus dem Netz aufgenommenen Strom In wird die Blindleistungsaufnahme
aus dem Netz minimiert. Bei einem idealen Power Factor Controller
wird die von der Speicherdrossel 11 während der
Einschaltdauer des Schalters 12 aufgenommene Energie bei
anschließend geöffnetem Schalter 12 vollständig
an die Gleichrichteranordnung 20 und dadurch an die Last
Z abgegeben. Bei einem realen Power Factor Controller sind allerdings
parasitäre Bauelemente, insbesondere eine parasitäre
Kapazität C12 des Schalters 12 zu beachten. Bei
Verwendung eines MOS-Transistors als Schalter 12 setzt
sich diese parasitäre Kapazität aus der Drain-Source-Kapazität
sowie der Drain-Gate-Kapazität zusammen. Diese parasitäre
Kapazität C12 wird bei jedem Schaltvorgang des Schalters 12 umgeladen,
wofür ein Teil der jeweils in der Speicherdrossel 11 gespeicherten
Energie benötigt wird. Die dadurch entstehenden Verluste
wirken sich umso stärker auf den Verlauf des Eingangsstroms
I aus, je kleiner die aufgenommene magnetische Energie und damit
je kleiner ein Momentanwert der Eingangsspannung Vin bzw. der Netzspannung
Vn ist. Weitere parasitäre Kapazitäten sind eine Sperrschichtkapazität
des Gleichrichterelements 21 und eine Wicklungskapazität
der Speicherdrossel.During operation of the Power Factor Controller, the output voltage Vout should be set to a setpoint value virtually independent of the load. On the other hand, an average value of the input current I should be proportional to the applied input voltage Vin. This input voltage Vin is for example by means of a bridge rectifier 70 generated from a sinusoidal mains voltage Vn. Due to the proportionality between input current I and input voltage Vin or between the mains voltage Vn and the current In picked up from the grid, the reactive power consumption from the grid is minimized. For an ideal power factor controller, that of the storage choke 11 during the switch-on time of the switch 12 absorbed energy with subsequently opened switch 12 completely to the rectifier arrangement 20 and thereby delivered to the load Z. In a real power factor controller, however, parasitic components, in particular a parasitic capacitance C12 of the switch 12 to be observed. When using a MOS transistor as a switch 12 This parasitic capacitance is composed of the drain-source capacitance and the drain-gate capacitance. This parasitic capacitance C12 occurs every time the switch is switched 12 reloaded, for which part of each in the storage choke 11 stored energy is needed. The resulting losses have an even greater effect on the course of the input current I, the smaller the magnetic energy absorbed and hence the smaller the instantaneous value of the input voltage Vin or the line voltage Vn. Other parasitic capacitances are a junction capacitance of the rectifier element 21 and a winding capacity of the storage choke.
3 zeigt
den zeitlichen Verlauf der sinusförmigen Netzspannung Vn
und den zeitlichen Verlauf des aus dem Netz aufgenommenen Stromes
In für einen herkömmlichen Power Factor Controller,
bei dem keine Maßnahmen zur Kompensation der zuvor erläuterten
Schaltverluste getroffen sind. Der Netzstrom In ist hierbei insbesondere
im Bereich kleiner Amplituden der Netzspannung Vn gegenüber
einem sinusförmigen Verlauf verzerrt. Ein Klirrfaktor dieses
Netzstromes In, der das Verhältnis zwischen dem Energieinhalt
der Oberschwingungen und der Gesamtenergie angibt, ist hierbei deutlich
größer als Null. 3 shows the time course of the sinusoidal mains voltage Vn and the time course of the recorded from the mains current In for a conventional power factor controller, in which no measures to compensate for the aforementioned switching losses are made. In this case, the mains current In is distorted with respect to a sinusoidal profile, in particular in the region of small amplitudes of the mains voltage Vn. A distortion factor of this mains current In, which indicates the ratio between the energy content of the harmonics and the total energy, is significantly greater than zero in this case.
Zur
Kompensation der Schaltverluste, und damit zur Verringerung des
Klirrfaktors, ist bei einer Ausführungsform des er findungsgemäßen
Verfahrens vorgesehen, die Einschaltdauer so einzustellen, dass
sie zwei Einschaltdauerabschnitte aufweist, einen ersten Einschaltdauerabschnitt,
der von dem Regelsignal S30 abhängig ist, und einen zweiten
Einschaltdauerabschnitt, der von der Eingangsspannung Vin abhängig
ist und der für einen vorgegebenen Amplitudenbereich der
Eingangsspannung Vin abhängig ist vom Kehrwert der Eingangsspannung
Vin. Dies wird nachfolgend anhand der 4 und 5 erläutert.In order to compensate the switching losses, and thus to reduce the distortion factor, it is provided in one embodiment of the method according to the invention to set the duty cycle to have two duty cycles, a first duty cycle dependent on the control signal S30, and a second duty cycle, which is dependent on the input voltage Vin and which is dependent on the reciprocal of the input voltage Vin for a predetermined amplitude range of the input voltage Vin. This will be explained below with reference to 4 and 5 explained.
4 zeigt
zeitliche Verläufe des Eingangsstroms I bzw. des Netzstroms
In, des Ansteuersignals S12 sowie des Magnetisierungssignals S13
für eine Ansteuerperiode des Schalters 12. Diese
Ansteuerperiode umfasst eine Einschaltdauer Ton, während
der das Ansteuersignal S12 einen Einschaltpegel aufweist, so dass der
Schalter 12 leitend angesteuert ist. Der Eingangsstrom
I steigt während dieser Einschaltdauer linear an, wobei
für eine zeitliche Änderung dI/dt des Eingangsstromes
I gilt: wobei L hierbei die Induktivität
der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Während der
sich an die Einschaltdauer Ton anschließenden Ausschaltdauer
Toff nimmt das Ansteuersignal S12 einen Ausschaltpegel an, so dass
der Schalter 12 sperrt. Die Speicherdrossel 11 wird
während dieser Ausschaltdauer Toff entmagnetisiert, der
Eingangsstrom I sinkt dadurch linear absinkt. Die Steigung ist hierbei
proportional zu der Differenz zwischen der Eingangsspannung Vin
und der Ausgangsspannung Vout. Die Ausschaltdauer Toff endet, und
der Schalter 12 wird erneut eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig
entmagnetisiert ist, bzw. wenn der Eingangsstrom I auf Null abgesunken
ist. Um diesen entmagnetisierten Zustand der Speicherdrossel 11 zu
detektieren, können Nulldurchgänge des Magnetisierungssignals
S13 ausgewertet werden. Bei der in 1 dargestellten
Verschaltung der Hilfsspule 13 ist die Span nung V13 über
der Hilfsspule 13 während der Einschaltdauer Ton
negativ, ändert ihre Polarität während
der Ausschaltdauer und sinkt bei vollständiger Entmagnetisierung der
Speicherdrossel 11 auf Null ab. Ein entmagnetisierter Zustand
der Speicherdrossel 11 liegt in diesem Fall dann vor, wenn
der erste Nulldurchgang des Magnetisierungssignals S13 bei einer
fallenden Flanke dieses Magnetisierungssignals S13 auftritt. 4 shows time profiles of the input current I and the mains current In, the drive signal S12 and the magnetization signal S13 for a drive period of the switch 12 , This drive period includes a duty cycle Ton during which the drive signal S12 has a turn-on level, so that the desk 12 is controlled conductive. The input current I increases linearly during this duty cycle, wherein for a temporal change dI / dt of the input current I, the following applies: where L is the inductance of the storage choke 11 designated. During the switch-off duration Toff following the switch-on duration Ton, the drive signal S12 assumes a switch-off level, so that the switch 12 locks. The storage throttle 11 is demagnetized during this off period Toff, the input current I decreases linearly decreases. The slope is proportional to the difference between the input voltage Vin and the output voltage Vout. The off period Toff ends, and the switch 12 will be turned on again when the storage choke 11 is completely demagnetized, or when the input current I has dropped to zero. To this demagnetized state of the storage throttle 11 to detect zero crossings of the magnetization signal S13 can be evaluated. At the in 1 shown interconnection of the auxiliary coil 13 is the voltage V13 across the auxiliary coil 13 During the switch-on period tone negative, its polarity changes during the switch-off period and decreases with complete demagnetization of the storage choke 11 to zero. A demagnetized state of the storage throttle 11 is in this case when the first zero crossing of the magnetization signal S13 occurs at a falling edge of this magnetization signal S13.
Die
Einschaltdauer Ton setzt sich aus zwei Einschaltdauerabschnitten
zusammen, einem ersten Einschaltdauerabschnitt T1, der von dem ausgangsspannungsabhängigen
Regelsignal S30 abhängig ist und einem zweiten Einschaltdauerabschnitt
T2, der von der Eingangsspannung Vin abhängig ist. Die
Summe aus dem ersten und dem zweiten Einschaltdauerabschnitt T1,
T2, die nachfolgend auch als erste und zweite Einschaltdauer bezeichnet
werden, ergibt hierbei die Einschaltdauer Ton. Allgemein gilt: T1 = f1(S30) (2a) T2 = f2(Vin) (2b). The duty cycle Ton is composed of two duty cycle sections, a first duty cycle section T1, which is dependent on the output voltage dependent control signal S30, and a second duty cycle section T2, which is dependent on the input voltage Vin. The sum of the first and the second duty cycle T1, T2, which are also referred to below as the first and second duty cycle, this results in the duty cycle Ton. In general: T1 = f1 (S30) (2a) T2 = f2 (Vin) (2b).
f1
und f2 bezeichnen hierbei noch zu erläuternde Funktionen.f1
and f2 here are still to be explained functions.
Die
erste Einschaltdauer T1 dient zur Regelung der Leistungsaufnahme
des Power Factor Controllers mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout
auf den gewünschten Sollwert einzustellen. Allgemein gilt
hierbei, dass die erste Einschaltdauer T1 umso größer
ist, je größer die Leistungsaufnahme der an der
Ausgangsklemme 103, 104 angeschlossenen Last Z
ist. Bei Verwendung einer Regelanordnung 30, die ein Regelsignal
S30 erzeugt, das mit steigender Leistungsaufnahme der Last Z zunimmt,
kann die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts T1 proportional
zu dem Regelsignal S30 eingestellt werden. Bei gleichbleibender
Leistungsaufnahme der Last Z und gleichbleibendem Effektivwert der
Netzspannung Vn bleibt die Länge dieses ersten Einschaltdauerabschnitts
T1 über mehrere Ansteuer perioden jeweils unabhängig
vom Momentanwert der Eingangsspannung Vin bzw. Netzspannung Vn konstant.The first duty cycle T1 is used to control the power consumption of the power factor controller with the aim of setting the output voltage Vout to the desired setpoint. The general rule here is that the greater the power consumption at the output terminal, the greater the first switch-on duration T1 103 . 104 connected load Z is. When using a control arrangement 30 generating a control signal S30 increasing with increasing power consumption of the load Z, the length of the first duty ratio T1 can be set in proportion to the control signal S30. With a constant power consumption of the load Z and constant rms value of the mains voltage Vn, the length of this first duty cycle T1 remains constant over several drive periods, regardless of the instantaneous value of the input voltage Vin or mains voltage Vn.
Die
während des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 aufgenommene
Energie dient zur Kompensation der zuvor erläuterten, durch
parasitäre Effekte bedingten geringeren Leistungsaufnahme.
Die Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts ändert
sich hierbei mit dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin, wobei
dieser Momentanwert jeweils für die Länge einer
Ansteuerperiode als konstant angenommen werden kann. Die Länge
des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 nimmt mit kleiner werdendem
Momentanwert der Eingangsspannung Vin zu. Bei einer Ausführungsform
der Erfindung ist hierbei vorgesehen, dass die zweite Einschaltdauer
T2 proportional ist zum Kehrwert der Eingangsspannung Vin, es gilt
also: The energy consumed during the second switch-on duration section T2 serves to compensate for the previously described lower power consumption caused by parasitic effects. In this case, the length of this second duty cycle section changes with the instantaneous value of the input voltage Vin, and this instantaneous value can be assumed to be constant for the length of one drive cycle in each case. The length of the second duty cycle section T2 increases with decreasing instantaneous value of the input voltage Vin. In one embodiment of the invention, it is provided here that the second switch-on duration T2 is proportional to the reciprocal value of the input voltage Vin, that is to say:
Ein
derart ermittelter zweiter Einschaltdauerabschnitt T2 abhängig
vom Momentanwert der Eingangsspannung Vin ist in 5A strichpunktiert
dargestellt.Such a determined second duty cycle section T2 depending on the instantaneous value of the input voltage Vin is in 5A shown in phantom.
Um
zu vermeiden, dass die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts
T2 gegen Unendlich geht, wenn die Eingangsspannung einen Momentanwert
von Null annimmt, ist bei einer weiteren Ausführungsform vorgesehen,
die zweite Einschaltdauer T2 so einzustellen, dass diese proportional
ist zum Kehrwert einer um einen Offset d vergrößerten
Eingangsspannung Vin. Es gilt also: d bezeichnet hierbei einen
Offset, der für Vin = 0 die Länge des zweiten
Einschaltdauerabschnitts T2 und damit die maximal mögliche
Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vorgibt.In order to prevent the length of the second duty cycle section T2 from going to infinity when the input voltage assumes an instantaneous value of zero, it is provided in another embodiment to set the second duty cycle T2 to be proportional to the reciprocal of an offset d increased Input voltage Vin. It therefore applies: In this case, d denotes an offset which specifies the length of the second duty cycle section T2 and thus the maximum possible length of this second duty cycle section T2 for Vin = 0.
Bei
einer Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens
ist vorgesehen, die anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterte
Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung
Vin nur für einen Wertebereich der Eingangsspannung Vin
einzustellen, der Momentanwerte umfasst, die kleiner sind als ein vorgegebener
Schwellenwert Vin0, und für Momentanwerte
größer als dieser Schwellenwert die zweite Einschaltdauer
unabhängig vom jeweiligen Momentanwert auf einen konstanten
T20 Wert einzustellen, der insbesondere
Null sein kann. Es gilt also: In a variant of the method according to the invention, it is provided that the dependence of the second switch-on duration T2 on the input voltage Vin, which is explained with reference to equations (3) and (4), is set only for a value range of the input voltage Vin which comprises instantaneous values which are smaller than a predefined threshold value Vin 0 , and for instantaneous values greater than this threshold to set the second duty cycle regardless of the instantaneous value to a constant T2 0 value, which may be zero in particular. It therefore applies:
Vs
bezeichnet hierbei den Schwellenwert, T20 die
Einschaltdauer für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin,
die größer sind als der Schwellenwert Vin0.In this case, Vs denotes the threshold value, T2 0 the switch-on duration for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than the threshold value Vin 0 .
Bei
einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens ist vorgesehen, die Länge der zweiten Einschaltdauer
T2 so einzustellen, dass diese proportional ist zum Quotienten zweier
Funktionen Z(Vin), N(Vin), die jeweils Funktionen ersten Grades
der Einschaltdauer Vin sind, wobei die Zählerfunktion Z(Vin)
linear mit steigender Eingangsspannung Vin abnimmt und die Nennerfunktion
N(Vin) linear mit steigender Eingangsspannung Vin zunimmt. Beispiele
zweier solcher Funktionen sind in 5B dargestellt.
Eine unter Verwendung dieser Funktionen eingestellte zweite Einschaltdauer
T2 ist in 5A als durchgezogene Linie eingezeichnet.
Für die Zählerfunktion und die Nennerfunktion
gilt hierbei allgemein: Z(Vin) = a – b·Vin (6a) N(Vin) = c·Vin + d (6b) In a further embodiment of the method according to the invention, it is provided to set the length of the second switch-on duration T2 so that it is proportional to the quotient of two functions Z (Vin), N (Vin), which are in each case functions of the first degree of the switch-on time Vin, the counter function Z (Vin) decreases linearly with increasing input voltage Vin and the denominator function N (Vin) increases linearly with increasing input voltage Vin. Examples of two such functions are in 5B shown. A second duty T2 set using these functions is in 5A drawn as a solid line. For the counter function and the denominator function, the general rule is: Z (Vin) = a - b · Vin (6a) N (Vin) = c * Vin + d (6b)
Die
durchgezogene Linie für die Funktion N(Vin) in 5B veranschaulicht
hierbei den Spezialfall für d = 0. Die punktierte Linie
veranschaulicht den Spezialfall für d ≠ 0, bei
dem verhindert wird, dass sich für Vin = 0 eine zu (unendlich)
lange zweite Einschaltdauer T2 einstellt. Für d ≠ 0
ergibt sich die maximale zweite Einschaltdauer T2max zu: The solid line for the function N (Vin) in 5B here illustrates the special case for d = 0. The dotted line illustrates the special case for d ≠ 0, which prevents that for Vin = 0 an (infinitely) long second duty cycle T2 occurs. For d ≠ 0, the maximum second duty cycle T2 max results:
Die
Koeffizienten a und d bestimmen somit die maximale zweite Einschaltdauer
T2. Die Koeffizienten b und c bestimmen die Verringerung der zweiten
Einschaltdauer T2 bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung
Vin.The
Coefficients a and d thus determine the maximum second duty cycle
T2. The coefficients b and c determine the reduction of the second
Switch-on duration T2 with increasing instantaneous value of the input voltage
Vin.
Die
zweite Einschaltdauer T2 ist wenigstens für einen vorgegebenen
Wertebereich der Momentanwerte der Eingangsspannung abhängig
von dem Quotienten der zuvor erläuterten Funktionen ersten
Grades.The
second duty T2 is at least for a predetermined
Range of values of the instantaneous values of the input voltage dependent
from the quotient of the previously explained functions first
Degree.
5B zeigt
den Spezialfall, bei dem die zweite Einschaltdauer T2 für
einen Wertebereich [0, Vin0] des Momentanwertes
der Eingangsspannung Vin proportional ist zu dem Quotienten der
Zähler- und Nennerfunktionen Z(Vin), N(Vin) gemäß der
Gleichungen (6a) und (6b). Für Momentanwerte größer
als dem Schwellenwert Vin0 ist die Zählerfunktion
in dem dargestellten Beispiel konstant, so dass die zweite Einschaltdauer T2
proportional ist zum Kehrwert der Nennerfunktion, d. h. proportional
ist zum Kehrwert einer linear ansteigenden Funktion ersten Grades
der Eingangsspannung Vin. Es gilt also: 5B shows the special case in which the second duty T2 for a range of values [0, Vin 0 ] of the instantaneous value of the input voltage Vin is proportional to the quotient of the numerator and denominator functions Z (Vin), N (Vin) according to the equations (6a) and (6b). For instantaneous values greater than the threshold Vin 0 , the counter function is constant in the illustrated example, so that the second duty T2 is proportional to the inverse of the denominator function, ie proportional to the reciprocal of a linearly increasing first degree function of the input voltage Vin. It therefore applies:
Der
Grenzwert Vin0 ist beispielsweise von der
Ausgangsspannung abhängig. Für diesen Grenzwert Vin0 gilt beispielsweise 0,3·Vout < Vin0 < 0,7·Vout
und insbesondere Vin0 ~ 0,5·Vout.
Die Zählerfunktion Z ist in dem dargestellten Beispiel
stetig, so dass Z0 = a – b·Vin0 gilt.The limit value Vin 0 is dependent, for example, on the output voltage. For this limit value Vin 0 , for example, 0.3 · Vout <Vin 0 <0.7 · Vout and, in particular, Vin 0 ~ 0.5 · Vout. The counter function Z is continuous in the illustrated example, so that Z 0 = a-b * Vin 0 .
Für
Momentanwerte der Eingangsspannung, für die c·Vin » d
gilt, lässt sich die Abhängigkeit der zweiten
Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung Vin wie folgt darstellen: For instantaneous values of the input voltage to which c · Vin »d holds, the dependence of the second on-time T2 on the input voltage Vin can be represented as follows:
Die
zweite Einschaltdauer T2 setzt sich somit zusammen aus einem zu
der Eingangsspannung Vin proportionalen Anteil und einem konstanten
(negativen) Offset-Anteil.The
second duty T2 is thus composed of one
the input voltage Vin proportional proportion and a constant
(negative) offset component.
Die
anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterten Beziehungen
zwischen dem zweiten Einschaltdauerabschnitt T2 und der Eingangsspannung
Vin sind Spezialfälle der anhand der Gleichungen (6a) und
(6b) erläuterten Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer
T2 vom Quotienten zweier Funktionen ersten Grades für b
= 0 und d = 0 bzw. b = 0. Allgemein gilt, dass die zweite Einschaltdauer
T2 proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion
N(Vin) ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin
im Nenner und einer zweiten Funktion Z(Vin) höchstens ersten
Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin im Zähler.The
on the basis of equations (3) and (4) explained relationships
between the second duty cycle portion T2 and the input voltage
Vin are special cases of the equations (6a) and
(6b) explained dependence of the second duty cycle
T2 of the quotient of two functions of first degree for b
= 0 and d = 0 or b = 0. Generally, the second duty cycle
T2 is proportional to a quotient with a first function
N (Vin) first degree of the instantaneous value of the input voltage Vin
in the denominator and a second function Z (Vin) at most first
Degree of the instantaneous value of the input voltage Vin in the counter.
Für
die Spezialfälle der Gleichungen (3) und (4) ist die Zählerfunktion
Z(Vin) eine Funktion nullter Ordnung, d. h. ein konstanter Wert.For
the special cases of equations (3) and (4) is the counter function
Z (Vin) is a zero order function, i. H. a constant value.
Ausführungsbeispiele
einer Ansteuerschaltung 40, die das Ansteuersignal S12
mit einer von dem Regelsignal S30 abhängigen ersten Einschaltdauer
T1 und mit einer Einschaltdauer T2, die proportional ist zu einem
Quotienten einer Funktion höchstens ersten Grades im Zähler
und einer Funktion ersten Grades im Nenner, werden nachfolgend erläutert.Embodiments of a drive circuit 40 which controls the drive signal S12 with a first duty T1 dependent on the control signal S30 and with a duty T2 proportional to a quotient of a function of at most first degree in the numerator and a first degree function in the denominator, are explained below.
6 zeigt
ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung 40,
die zur Erzeugung des Ansteuersignals S12 eine erste und eine zweite
Signalerzeugungsschaltung 41, 50 und ein Logik-Gatter 42,
in dem dargestellten Beispiel ein ODER-Gatter, aufweist. Die erste
Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugt bei dieser Ansteuerschaltung 40 ein
erstes pulsweitenmoduliertes Signal S41, das den Beginn der Einschaltdauer
Ton und die Länge der ersten Einschaltdauerabschnitts T1
vorgibt. Ein durch die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 erzeugtes
zweites pulsweitenmoduliertes Signal S50 gibt die Länge
des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vor. Die beiden pulsweitenmodulierten
Signale S41, S50 sind dem ODER-Gatter 42 zugeführt,
an dessen Ausgang das Ansteuersignal S12 anliegt. Die Erzeugung
des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 kann insbesondere
derart erfolgen, dass das zweite Signal S50 bereits einen Einschaltpegel
annimmt, noch bevor das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen
Ausschaltpegel annimmt. Hierdurch wird erreicht, dass der Schalter
T1 während der gesamten Einschaltdauer Ton sicher eingeschaltet
bleibt. Ein Übergang des zweiten pulsweitenmodulierten
Signals S50 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel erfolgt
jedoch erst zeitverzögert mit der zweiten Einschaltdauer
T2 nach einem Übergang des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel. Die
beiden Signalerzeugungsschaltungen 41, 50 erfüllen
bei dieser Ansteuerschaltung die Funktion von Verzögerungsgliedern
mit einstellbarer Verzögerungsdauer. 6 shows an embodiment of the drive circuit 40 for generating the drive signal S12, a first and a second signal generating circuit 41 . 50 and a logic gate 42 , in the illustrated example an OR gate. The first signal generation circuit 41 generated in this drive circuit 40 a first pulse width modulated signal S41, which specifies the beginning of the duty cycle Ton and the length of the first duty cycle section T1. A through the second signal generating circuit 50 generated second pulse width modulated signal S50 specifies the length of the second duty cycle section T2. The two pulse width modulated signals S41, S50 are the OR gate 42 fed to the output of which the drive signal S12 is applied. The generation of the second pulse-width-modulated signal S50 can in particular occur such that the second signal S50 already assumes a switch-on level, even before the first pulse-width-modulated signal S41 assumes a switch-off level. This ensures that the switch T1 remains switched on safely during the entire duty cycle sound. However, a transition of the second pulse width modulated signal S50 from a switch-on level to a switch-off level occurs only after a time delay with the second switch-on duration T2 after a transition of the first pulse-width-modulated signal S41 from a switch-on level to a switch-off level. The two signal generation circuits 41 . 50 meet in this drive circuit, the function of delay elements with adjustable delay duration.
Der
ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ist zur Erzeugung des
ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 das Regelsignal S30 sowie
das Magnetisierungssignal S13 zugeführt. Optional kann
dieser ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ein Strommesssignal
S14 zugeführt sein, das Bezug nehmend auf 1 von einer
in Reihe zu dem Schalter 12 geschalteten Strommessanordnung 14 bereitgestellt
wird. Dieses Strommesssignal S14 ist proportional zu einem den Schalter 12 während
der Einschaltdauer durchfließenden Strom.The first signal generation circuit 41 For generating the first pulse width modulated signal S41, the control signal S30 and the magnetization signal S13 are supplied. Optionally, this first signal generating circuit 41 a current measurement signal S14 be supplied, the reference to 1 from one in series to the switch 12 switched current measuring arrangement 14 provided. This current measurement signal S14 is proportional to the switch 12 during the switch-on current flowing through.
Ein
Realisierungsbeispiel einer ersten Signalerzeugungsschaltung ist
in 7 dargestellt. Diese Signalerzeugungsschaltung 41 weist
ein Flipflop 411 auf, das in dem Beispiel als RS-Flipflop
realisiert ist und an dessen Ausgang das erste pulsweitenmodulierte
Signal S41 zur Verfügung steht. Für die nachfolgende
Erläuterung wird davon ausgegangen, dass dieses Flipflop 411 in
gesetztem Zustand einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 und in rückgesetztem Zustand einen Ausschaltpegel
dieses Signals S41 erzeugt. Ein Setzsignal zum Setzen dieses Flipflops 411 wird
durch einen Nulldurchgangsdetektor 412 erzeugt, dem das
Magnetisierungssignal S13 zugeführt ist. Dieser Nulldurchgangsdetektor 412 ist
dazu ausgebildet, einen Nulldurchgang des Magnetisierungssignals
S13 bei einer vorgegebenen Flanke das Magnetisierungssignal zu detektieren
und bei Detektion eines solchen Nulldurchgangs das Flipflop 411 zu
setzen, um einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 und damit einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S12
zu erzeugen. Die detektierte Flanke des Magnetisierungssignals S13
ist bezugnehmend auf 3 beispielsweise die fallende
Flanke.An implementation example of a first signal generation circuit is shown in FIG 7 shown. This sig nalerzeugungsschaltung 41 has a flip-flop 411 on, which is realized in the example as an RS flip-flop and at whose output the first pulse width modulated signal S41 is available. For the following explanation, it is assumed that this flip-flop 411 in the set state generates a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and in the reset state an off level of this signal S41. A set signal for setting this flip-flop 411 is through a zero crossing detector 412 generated to which the magnetization signal S13 is supplied. This zero crossing detector 412 is designed to detect a zero crossing of the magnetization signal S13 at a predetermined edge of the magnetization signal and upon detection of such a zero crossing the flip-flop 411 to set a turn-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thus a turn-on level of the drive signal S12. The detected edge of the magnetization signal S13 is referencing 3 for example, the falling edge.
Die
Ansteuerschaltung 41 weist außerdem ein steuerbares
Verzögerungsglied 413 auf, dem das Regelsignal
S13 zur Einstellung der Verzögerungsdauer zugeführt
ist. Dieses Verzögerungsglied 413 bestimmt die
Dauer eines Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals
S41 und damit die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitt
T1. Das Verzögerungsglied 413 setzt das Flipflop 411 nach
Ablauf der durch das Regelsignal S30 eingestellten Verzögerungsdauer
zurück. Das Verzögerungsglied 413 leitet
hierzu das am Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 412 anliegende
Setzsignal des Flipflops 411 zeitverzögert an
den Rücksetzeingang R dieses Flipflops 411.The drive circuit 41 also has a controllable delay element 413 on which the control signal S13 is supplied for setting the delay time. This delay element 413 determines the duration of a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thus the length of the first duty cycle T1. The delay element 413 sets the flip flop 411 after the delay time set by the control signal S30 has elapsed. The delay element 413 For this purpose, conduct this at the output of the zero-crossing detector 412 applied set signal of the flip-flop 411 with a time delay to the reset input R of this flip-flop 411 ,
Optional
weist die Signalerzeugungsschaltung 41 einen Überstromdetektor 410 (gestrichelt
dargestellt) auf, der dazu dient, das Flipflop 411 vorzeitig
zurückzusetzen, wenn der Eingangsstrom I einen vorgegebenen
Schwellenwert übersteigt. Der Überstromdetektor 410 weist
hierzu einen Komparator 415 auf, der das Strommesssignal
S14 mit einem durch eine Referenzspannungsquelle 416 bereitgestellten
Referenzwert Vref vergleicht. Übersteigt das Strommesssignal
S14 den Referenzwert Vref so wird das Flipflop 411 über
ein ODER-Gatter 414, dem das Ausgangssignal des Verzögerungsglieds 413 sowie
das Ausgangssignal des Komparators 415 zugeführt
sind, vorzeitig, d. h. noch vor Ablauf der Verzögerungsdauer
des Verzögerungsglieds 413 zurückgesetzt.
Hierdurch wird eine Beschädigung des Power Factor Controllers
durch zu hohe Eingangsströme vermieden. Ursächlich
für einen zu hohen Eingangsstrom kann beispielsweise ein
großer Momentanwert der Eingangsspannung Vin bei einer über
das Regelsignal S30 eingestellten langen ersten Einschaltdauer T1
sein. Bei großen Eingangsspannungen Vin ist die zweite
Einschaltdauer T2 wie bereits erläutert, sehr klein oder
gar Null, so dass ein vorzeitiges Beenden der ersten Einschaltdauer
einem vorzeitigen Beenden der Einschaltdauer gleich kommt.Optionally, the signal generating circuit 41 an overcurrent detector 410 (shown in dashed lines), which serves the flip-flop 411 reset in advance if the input current I exceeds a predetermined threshold. The overcurrent detector 410 has a comparator for this purpose 415 on which the current measurement signal S14 with a through a reference voltage source 416 provided reference value Vref. If the current measurement signal S14 exceeds the reference value Vref, the flip-flop becomes 411 via an OR gate 414, the output signal of the delay element 413 as well as the output signal of the comparator 415 are supplied, prematurely, ie, before the expiration of the delay period of the delay element 413 reset. This avoids damage to the Power Factor Controller due to excessive input currents. The reason for an excessively high input current can be, for example, a large instantaneous value of the input voltage Vin at a long first switch-on duration T1 set via the control signal S30. For large input voltages Vin, the second switch-on duration T2 is very small or even zero, as already explained, so that a premature termination of the first switch-on duration equals a premature termination of the switch-on duration.
In
nicht näher dargestellter Weise kann der Überstromdetektor 410 außer
der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 auch die zweite
Signalerzeugungsschaltung 50 zurücksetzen oder
sperren. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass bei Detektion
eines Überstroms die Einschaltdauer, und damit die leitende
Ansteuerung des Schalters 12, sicher beendet wird.In a manner not shown, the overcurrent detector 410 except the first signal generation circuit 41 also the second signal generation circuit 50 reset or lock. In this way, it is ensured that upon detection of an overcurrent, the duty cycle, and thus the conductive control of the switch 12 , is finished safely.
Die
zweite Signalerzeugungsschaltung 50 benötigt für
die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 in bereits
erläuterter Weise eine Information über den Momentanwert
der Eingangsspannung Vin. Dieser Momentanwert der Eingangsspannung
Vin kann aus dem Magnetisierungssignal S13 oder aus dem Strommesssignal
S14 abgeleitet werden. Der zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 sind
daher beispielsweise das Magneti sierungssignal S13 oder alternativ
das Strommesssignal S14 zugeführt.The second signal generation circuit 50 requires for the determination of the second duty cycle section T2 in the manner already explained an information about the instantaneous value of the input voltage Vin. This instantaneous value of the input voltage Vin can be derived from the magnetization signal S13 or from the current measurement signal S14. The second signal generation circuit 50 Therefore, for example, the Magneti sierungssignal S13 or alternatively the current measurement signal S14 supplied.
8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 die
zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 eine
Information über den Momentanwert der Eingangsspannung
Vin aus dem Magnetisierungssignal S13 ermittelt. Man macht sicher
hierbei zu Nutze, dass während der Einschaltdauer des Schalters 12 die über
der Speicherdrossel 11 anliegende Spannung V13 – unter
Vernachlässigung eines Spannungsabfalls über dem
Schalter 12 – der Eingangsspannung Vin entspricht.
Diese Eingangsspannung Vin entspricht unter Vernachlässigung
eines Spannungsabfalls über dem Brückengleichrichter 70 dem
Betrag der Netzspannung Vn. Die über der Hilfswicklung 13 anliegende
Spannung V13 ist hierbei proportional zu der Spannung über
der Speicherdrossel 11 und damit proportional zu der Eingangsspannung Vin. 8th shows an embodiment of a second signal generating circuit 50 for determining the second pulse width modulated signal S50 information about the instantaneous value of the input voltage Vin from the magnetization signal S13 determined. It is safe to take advantage of this, that during the switch-on of the switch 12 the over the storage choke 11 applied voltage V13 - neglecting a voltage drop across the switch 12 - The input voltage Vin corresponds. This input voltage Vin corresponds to neglecting a voltage drop across the bridge rectifier 70 the amount of mains voltage Vn. The above the auxiliary winding 13 applied voltage V13 is in this case proportional to the voltage across the storage throttle 11 and thus proportional to the input voltage Vin.
Es
sei darauf hingewiesen, dass die zuvor beschriebene Reihenfolge,
in der die erste und zweite Einschaltdauer T1, T2 ermittelt werden,
lediglich als Beispiel zu verstehen und damit nicht zwingend ist.It
It should be noted that the sequence described above,
in which the first and second duty cycle T1, T2 are determined,
merely to be understood as an example and therefore not mandatory.
Die
beschriebene Reihenfolge, dass zuerst die Einschaltdauer T1 und
dann die Einschaltdauer T2 erzeugt wird, hat allerdings den Vorteil,
dass am Ende der ersten Einschaltdauer T1 die Spannung V13, die
zur Erzeugung der zweiten Einschaltdauer T2 benötigt wird,
bereits eingeschwungen ist, so dass Fehler bei der Ermittlung der
zweiten Einschaltdauer T2 vermieden werden können.However, the described sequence of first generating the on-time T1 and then the on-time T2 has the advantage that, at the end of the first on-time T1, the voltage V13 associated with the Generation of the second duty T2 is required, has already settled, so that errors in the determination of the second duty T2 can be avoided.
Die
dargestellte zweite Signalerzeugungsschaltung 50 weist
eine kapazitive Speicheranordnung mit einem kapazitiven Speicherelement 57,
beispielsweise einem Kondensator auf, der gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte
Signal S41 mit einem zu der Spannung V13 über der Hilfswicklung 13 proportionalen Strom
I13 aufgeladen wird. Eine über dem Kondensator 57 anliegende,
während des Ladevorgangs ansteigende Spannung V57 wird
mit einer Referenzspannung V59 verglichen. Eine Zeitdauer zwischen
dem Beginn des Aufladens des Kondensators 57 und dem Zeitpunkt,
zu dem die Kondensatorspannung V57 die Referenzspannung V59 erreicht,
bestimmt hierbei die zweite Einschaltdauer T2. Zum Vergleich der
Kondensatorspannung V57 und der Referenzspannung V59 ist ein Komparator 60 vorhanden,
an dessen einen Eingang der Kondensator 57 und an dessen
anderen Eingang eine die Referenzspannung V59 bereitstellende Referenzspannungsquelle 59 angeschlossen
ist. Am Ausgang dieses Komparators 60 steht das zweite
pulsweitenmodulierte Signal S50 zur Verfügung.The illustrated second signal generation circuit 50 has a capacitive storage arrangement with a capacitive storage element 57 , For example, a capacitor controlled by the first pulse width modulated signal S41 with a voltage V13 to the auxiliary winding 13 proportional current I13 is charged. One over the capacitor 57 applied, increasing during charging voltage V57 is compared with a reference voltage V59. A period of time between the beginning of the charging of the capacitor 57 and the time at which the capacitor voltage V57 reaches the reference voltage V59, determines the second duty T2. For comparison, the capacitor voltage V57 and the reference voltage V59 is a comparator 60 present, at whose one input the capacitor 57 and at its other input a reference voltage source providing the reference voltage V59 59 connected. At the output of this comparator 60 is the second pulse width modulated signal S50 available.
Zur
Steuerung des Ladevorgangs des Kondensators 57 ist ein
Schalter 56 vorhanden, der durch das erste pulsweitenmodulierte
Signal 541 angesteuert ist und der parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet
ist. In Reihe zu der Parallelschaltung mit dem Kondensator 57 und
dem Schalter 56 ist eine durch die Hilfsspannung V13 gesteuerte
Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet,
die den zu der Hilfsspannung V13 proportionalen Strom I13 erzeugt.
Der Schalter 56 ist hierbei so angesteuert, dass er bei
einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41
geschlossen ist und dadurch den Kondensator 57 kurzschließt.
Nimmt das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 am Ende der ersten
Einschaltdauer T1 einen Ausschaltpegel an, so wird der Schalter 56 geöffnet,
um den Kondensator 57 dadurch mit dem zu der Eingangsspannung
Vin proportionalen Strom I13 aufzuladen. Die Parallelschaltung mit
dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 ist in dem
dargestellten Beispiel zwischen eine Klemme für (positives)
Versorgungspotential Vcc und die Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet.
Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Kondensator V57 bei geöffnetem Schalter 56 durch
den Strom I13 auf eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc
negative Spannung aufgeladen. Entsprechend ist die Referenzspannung
v59 eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc negative Spannung.
Ein nicht-invertierender Eingang (Plus-Eingang) des Komparators 60 ist
hierbei an den Kondensator 57, ein invertierender Eingang
(Minus-Eingang) ist an die Referenzspannungsquelle V59 angeschlossen.For controlling the charging process of the capacitor 57 is a switch 56 present, by the first pulse width modulated signal 541 is driven and parallel to the capacitor 57 is switched. In series with the parallel connection with the capacitor 57 and the switch 56 is a current source arrangement controlled by the auxiliary voltage V13 51 - 55 connected, which generates the proportional to the auxiliary voltage V13 current I13. The desk 56 is here controlled so that it is closed at a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thereby the capacitor 57 shorts. If the first pulse width modulated signal S41 assumes a switch-off level at the end of the first switch-on duration T1, then the switch is activated 56 opened to the condenser 57 thereby charging with the current I13 proportional to the input voltage Vin. The parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 is in the illustrated example between a terminal for (positive) supply potential Vcc and the current source arrangement 51 - 55 connected. In this circuit arrangement, the capacitor V57 becomes open with the switch 56 charged by the current I13 to a negative voltage relative to the supply potential Vcc. Accordingly, the reference voltage v59 is a negative voltage with respect to the supply potential Vcc. A non-inverting input (plus input) of the comparator 60 is here to the capacitor 57 , an inverting input (minus input) is connected to the reference voltage source V59.
Die
Funktionsweise der in 8 erläuterten Schaltung
wird nachfolgend anhand zeitlicher Verläufe eines Potentials
V+ an dem Plus-Eingang des Komparators 60, des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 sowie des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50
erläutert, die in 9 dargestellt
sind. Für die Darstellung wird davon ausgegangen, dass
das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 zunächst einen
Einschaltpegel aufweist. Der Schalter 56 ist dadurch geschlossen,
wodurch der Plus-Eingang des Komparators 60 auf dem Versorgungspotential
Vcc liegt, das höher ist als das Potential am Minus-Eingang
des Komparators 60. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal
S50 nimmt damit bereits während der Zeitdauer eines Einschaltpegels
des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 ebenfalls einen Einschaltpegel,
im vorliegenden Fall einen High-Pegel, an. Mit Ende des Einschaltpegels
des ersten Signals S41 zu einem Zeitpunkt t1 wird der Kondensator über den
Strom I13 aufgeladen. Das elektrische Potential V+ an dem Plus-Eingang
des Komparators 60 sinkt dadurch ausgehend von dem Versorgungspotential
Vcc linear über der Zeit ab, was in 9 als gepunktete
Linie dargestellt ist. Mit t2 ist in 9 ein Zeitpunkt
bezeichnet, zu dem die Kondensatorspannung V57 bis auf die Referenzspannung
V59 angestiegen ist, wodurch das Potential V+ am Plus-Eingang unter
das Potential V– am Minus-Eingang des Komparators 60 absinkt
und das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 einen Ausschaltpegel
annimmt. Die Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 entspricht
hierbei der zweiten Einschaltdauer T2, die in dem dargestellten
Beispiel umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung Vin,
wie nachfolgend kurz erläutert wird.The functioning of in 8th explained circuit is described below with reference to time courses of a potential V + at the plus input of the comparator 60 , the first pulse width modulated signal S41 and the second pulse width modulated signal S50 explained in 9 are shown. For the illustration, it is assumed that the first pulse-width-modulated signal S41 initially has a switch-on level. The desk 56 is closed thereby, reducing the plus input of the comparator 60 is at the supply potential Vcc, which is higher than the potential at the minus input of the comparator 60 , The second pulse-width-modulated signal S50 thus already assumes a switch-on level, in the present case a high level, during the period of a switch-on level of the first pulse-width-modulated signal S41. At the end of the turn-on level of the first signal S41 at a time t1, the capacitor is charged via the current I13. The electrical potential V + at the plus input of the comparator 60 decreases thereby starting from the supply potential Vcc linearly over time, which in 9 is shown as a dotted line. With t2 is in 9 denotes a time at which the capacitor voltage V57 has risen to the reference voltage V59, whereby the potential V + at the positive input below the potential V- at the minus input of the comparator 60 decreases and the second pulse width modulated signal S50 assumes a turn-off level. The time duration between times t1 and t2 corresponds to the second switch-on duration T2, which in the example shown is inversely proportional to the input voltage Vin, as will be briefly explained below.
Die
Kondensatorspannung V57 wird innerhalb der Zeitdauer t2 durch den
Strom I13 von Null auf den Wert der Referenzspannung V59 aufgeladen.
Für die Spannung V57 zum Zeitpunkt t2 gilt also: wobei C den Kapazitätswert
des Kondensators 57 bezeichnet. Für die zweite
Einschaltdauer T2 folgt hieraus unmittelbar: The capacitor voltage V57 is charged by the current I13 from zero to the value of the reference voltage V59 within the time period t2. For the voltage V57 at time t2, the following applies: where C is the capacitance value of the capacitor 57 designated. For the second switch-on duration T2 follows directly from this:
Die
Referenzspannung V59 und der Kapazitätswert C des Kondensators
sind konstant. Der Strom I13 ist in zuvor bereits erläuterter
Weise unmittelbar proportional zu der Eingangsspannung Vin, so dass
die zweite Einschaltdauer T2 umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung
Vin.The
Reference voltage V59 and the capacitance value C of the capacitor
are constant. The current I13 is already explained earlier
Way in direct proportion to the input voltage Vin, so that
the second duty T2 is inversely proportional to the input voltage
Vin.
Optional
besteht die Möglichkeit, in der kapazitiven Speicheranordnung
einen ohmschen Widerstand 58 in Reihe zu dem Kondensator 57 zu
schalten und eine über der Reihenschaltung des Kondensators 57 und des
Widerstandes 58 anliegende Spannung, die nachfolgend als
V57' bezeichnet ist, mit der Referenzspannung V59 zu vergleichen.
Die Spannung V57' setzt sich bei dieser Schaltungsanordnung zusammen
aus der Spannung über dem ohmschen Widerstand 58,
die betrachtet über die zweite Einschaltdauer T2 zeitlich
konstant ist, und einer über der Zeit ansteigenden Spannung
V57 über dem Kondensator 57. Zeitliche Verläufe des
elektrischen Potentials am Plus-Eingang des Komparators 60 für
eine solche Reihenschaltung eines Kondensators und eines ohmschen
Widerstands 58 sind in 9 für
unterschiedlich große Ströme I13 strichpunktiert,
durchgezogen, gestrichelt oder strichdoppelpunktiert dargestellt.
Das elektrische Potential V+ nimmt hierbei zum Zeitpunkt t1 zunächst
sprunghaft ab, um dann über der Zeit linear weiter abzusinken.
Die sprunghafte Abnahme des elektrischen Potentials ist bedingt
durch den Spannungsabfall an dem ohmschen Widerstand 58,
der proportional ist zu dem Strom I13, und der damit umso größer
ist, je größer dieser Strom I13 ist. Die zweite
Einschaltdauer T2 ist bei einer Signalerzeugungsschal tung 50 mit
einer Reihenschaltung eines Kondensators 57 und eines ohmschen
Widerstandes 58 umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung
Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung
Vin, wie nachfolgend erläutert wird.Optionally, there is the possibility of an ohmic resistance in the capacitive storage arrangement 58 in series with the capacitor 57 to switch and one over the series connection of the capacitor 57 and the resistance 58 applied voltage, which is hereinafter referred to as V57 'to compare with the reference voltage V59. The voltage V57 'is composed in this circuit arrangement together from the voltage across the ohmic resistance 58 which is considered to be temporally constant over the second on-time T2 and a time-increasing voltage V57 across the capacitor 57 , Timing of the electrical potential at the plus input of the comparator 60 for such a series connection of a capacitor and an ohmic resistance 58 are in 9 for streams of different sizes I13 dash-dotted, solid, dashed or dash-dotted lines shown. The electrical potential V + initially decreases abruptly at time t1, and then continues to decrease linearly over time. The sudden decrease in the electrical potential is due to the voltage drop across the ohmic resistance 58 , which is proportional to the current I13, and which is greater, the greater this current I13. The second duty T2 is at a signal generating scarf device 50 with a series connection of a capacitor 57 and an ohmic resistance 58 inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to a first degree function of the input voltage Vin, as will be explained below.
Zum
Zeitpunkt t2, zu dem das Ende der zweiten Einschaltdauer T2 erreicht
ist, gilt bei dieser Anordnung: V57' = V57 + V58 = V59. Mit V58
= R·I13, wobei R der Widerstandswert des ohmschen Widerstands 58 ist,
und mit V57 = I13·T2/C gilt: At time t2, when the end of the second duty T2 is reached, this arrangement is: V57 '= V57 + V58 = V59. With V58 = R · I13, where R is the resistance value of the ohmic resistance 58 and with V57 = I13 · T2 / C the following applies:
Da
der Strom I13 in bereits erläuterter Weise proportional
ist zu der Eingangsspannung Vin, ist die zweite Einschaltdauer T2
bei dieser Anordnung umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung
Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung
Vin.There
the current I13 in the manner already explained proportional
is to the input voltage Vin, the second duty cycle is T2
in this arrangement inversely proportional to the input voltage
Vin and proportional to a function of the first degree of the input voltage
Vin.
Die
Referenzspannung V59 und der ohmsche Widerstand 58 können
bei dieser Schaltungsanordnung so aufeinander abgestimmt werden,
dass Gleichung (12) nur für einen vorgegebenen Wertebereich
der Eingangsspannung Vin gilt und dass die zweite Einschaltdauer
T2 für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer
sind als ein vorgegebener Schwellenwert, Null ist oder annähernd
Null ist. Der ohmsche Widerstand 58 ist hierbei so auf
die Referenzspannung V59 abgestimmt, dass der Spannungsabfall V58
für Eingangsspannungswerte Vin, die größer
sind als der Schwellenwert Vin0, größer
ist als die Referenzspannung V59. Hierbei gilt: R·I130 = V59 (13)I130 bezeichnet hierbei den Wert des Stromes
I13, der sich für den dem Grenzwert Vin0 entsprechenden
Momentanwert der Eingangsspannung Vin einstellt.The reference voltage V59 and the ohmic resistance 58 can be coordinated with each other in this circuit arrangement that equation (12) applies only to a predetermined range of the input voltage Vin and that the second duty cycle T2 for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than a predetermined threshold value, zero or approximately zero. The ohmic resistance 58 is here tuned to the reference voltage V59 that the voltage drop V58 for input voltage values Vin which are greater than the threshold value Vin 0 , greater than the reference voltage V59. Where: X I13 0 = V59 (13) In this case, I13 0 denotes the value of the current I13, which adjusts for the instantaneous value of the input voltage Vin corresponding to the limit value Vin 0 .
Ein
solcher Fall, bei dem die Kondensatorspannung V57 bereits zu Beginn
des Ladevorgangs die Referenzspannung übersteigt, ist in 9 durch
die strichdoppelpunktierte Linie dargestellt. Unabhängig
von der Aufladung des Kondensators 57 übersteigt
die Spannung V57' bereits zum Zeitpunkt t1 die Referenzspannung V59,
wodurch das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits zum Zeitpunkt
t1, bzw. unter Berücksichtigung von Signallaufzeiten kurz
nach dem Zeitpunkt t1 auf einen Ausschaltpegel gesetzt wird.Such a case, in which the capacitor voltage V57 already exceeds the reference voltage at the beginning of the charging process, is in 9 represented by the double-dashed line. Regardless of the charging of the capacitor 57 exceeds the voltage V57 'already at time t1, the reference voltage V59, whereby the second pulse width modulated signal S50 already at time t1, or taking into account signal propagation times shortly after the time t1 is set to a switch-off.
Alternativ
oder zusätzlich zum Vorsehen eines ohmschen Widerstandes 58 in
Reihe zu dem Kondensator 57 besteht die Möglichkeit,
die Referenzspannungsquelle 59 als gesteuerte Spannungsquelle
zu realisieren, die eine von dem Strom I13, und damit von der Eingangsspannung
Vin, abhängige Referenzspannung V59 erzeugt. Diese Referenzspannung
V59 ist hierbei linear abfallend von der Eingangsspannung Vin abhängig,
und sinkt damit bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung
Vin.Alternatively or additionally, to provide an ohmic resistance 58 in series with the capacitor 57 there is the possibility of the reference voltage source 59 to realize as a controlled voltage source which generates a dependent of the current I13, and thus of the input voltage Vin, reference voltage V59. This reference voltage V59 in this case is linearly decreasing dependent on the input voltage Vin, and thus decreases with increasing instantaneous value of the input voltage Vin.
Alternativ
besteht bei Vorsehen einer Reihenschaltung mit einem Kondensator 57 und
einem ohmschen Widerstand 58 die Möglichkeit,
den Schalter 56 lediglich parallel zu dem Kondensator 57 zu
schalten. Das Potential an dem Plus-Eingang des Komparators 60 liegt
dadurch immer wenigstens um den Spannungsabfall über dem
ohmschen Widerstand 58 unterhalb des Versorgungspotentials
Vcc. Dies hat zur Folge, dass bei Eingangsspannungen Vin, die größer
sind als der vorgegebene Schwellenwert Vin0 das
zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 zu keinem Zeitpunkt während
der Ansteuerperiode einen Einschaltpegel annimmt, so dass das Steuersignal
S12 ausschließlich durch das von der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugte pulsweitenmodulierte
Signal S41 bestimmt ist. Die zweite Einschaltdauer ist dadurch sicher
Null.Alternatively, there is provision of a series connection with a capacitor 57 and an ohmic resistance 58 the possibility of the switch 56 only parallel to the capacitor 57 to switch. The potential at the plus input of the comparator 60 This is always at least about the voltage drop across the ohmic resistance 58 below the supply potential Vcc. This has the consequence that at input voltages Vin, which are greater than the predetermined threshold Vin 0, the second pulse width modulated signal S50 at any time during the drive period assumes a switch-on level, so that the control signal S12 exclusively by that of the first signal generating circuit 41 generated pulse width modulated signal S41 is determined. The second duty cycle is therefore safely zero.
Optional
besteht die Möglichkeit, den Schalter 56 parallel
zu der Reihenschaltung und einen zusätzlichen Schalter 61 ledig lich
parallel zu dem Kondensator 57 zu schalten. Der Vorteil
ist, dass erstens auch bei kurzen Ausschaltdauern und kurzen anschließenden
ersten Einschaltdauern T1 der Kondensator 57 sicher entladen
ist und zweitens, dass die zweite Einschaltdauer T2 mindestens die
Komparatorlaufzeit des Komparators 60 beträgt
und damit am Übergangspunkt Vin0 stetig
verläuft. Bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel,
bei dem ein Schalter nur parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet
ist, entsteht an dem Übergang bei dem Schwellenwert Vin0 (siehe 5)
ein Sprung in der Funktion in Höhe der Dauer der Komparatorlaufzeit, weil
der Komparator für Momentanwerte Vin < Vin0 zu Beginn
der zweiten Einschaltdauer T2 am Ausgang einen High-Pegel annimmt
und erst wechseln muss, wenn das Potential V+ am nicht invertierenden
Eingangs unmittelbar danach das Potential V– am invertierenden
Eingang unterschreitet, während er für Momentanwerte Vin > Vin0 von
Anfang an einen Low-Pegel an seinem Ausgang annimmt.Optionally there is the option of the switch 56 parallel to the series connection and an additional switch 61 single Lich parallel to the capacitor 57 to switch. The advantage is that, first, even with short turn-off periods and short subsequent first turn-on T1, the capacitor 57 is safely discharged and secondly, that the second duty T2 at least the comparator run time of the comparator 60 is thus continuous at the transition point Vin 0 . In the above-mentioned embodiment, in which a switch is only parallel to the capacitor 57 is switched on, arises at the transition at the threshold Vin 0 (see 5 ), a jump in the function equal to the duration of the comparator run time, because the comparator for instantaneous values Vin <Vin 0 at the beginning of the second duty T2 at the output takes a high level and must change only when the potential V + at the non-inverting input immediately thereafter the potential V- at the inverting input falls below, while for instantaneous values Vin> Vin 0 from the beginning assumes a low level at its output.
Die
Funktionsweise der in 8 dargestellten, spannungsgesteuerten
Stromquellenanordnung 51–55, die den
zu der Hilfsspannung V13 bzw. der Eingangsspannung Vin proportionalen
Strom I13 erzeugt, wird nachfolgend erläutert. Diese Stromquellenanordnung
umfasst einen ohmschen Widerstand 51, der in Reihe zu der
Hilfswicklung 13 geschaltet ist und eine Regelschaltung 52–55,
die ein elektrisches Potential an einem der Hilfswicklung 13 abgewandten
Anschluss des Widerstandes 51 auf den Wert eines Bezugspotentials einstellt,
an das der dem Widerstand 51 abgewandte Anschluss der Hilfswicklung 13 angeschlossen
ist. Ein Spannungsabfall über dem Widerstand 51 entspricht
dadurch der Hilfsspannung V13. Der Widerstand 51 wird hierbei
von dem Strom I13 durchflossen, der über den Widerstandswert
des Widerstandes 51 proportional ist zu der Hilfsspannung
V13.The functioning of in 8th represented, voltage-controlled current source arrangement 51 - 55 which generates the current I13 proportional to the auxiliary voltage V13 and the input voltage Vin is explained below. This current source arrangement comprises an ohmic resistance 51 in line with the auxiliary winding 13 is switched and a control circuit 52 - 55 that has an electrical potential on one of the auxiliary windings 13 remote connection of the resistor 51 to the value of a reference potential adjusts to that of the resistor 51 remote connection of the auxiliary winding 13 connected. A voltage drop across the resistor 51 This corresponds to the auxiliary voltage V13. The resistance 51 is traversed by the current I13, which exceeds the resistance of the resistor 51 is proportional to the auxiliary voltage V13.
Die
Regelanordnung umfasst eine Reihenschaltung mit einer Stromquelle 52 und
einer Diode 53, die zwischen eine Klemme für ein
Versorgungspotential Vcc und das Bezugspotential ge schaltet ist,
sowie einem Bipolartransistor 55 mit einem Basisanschluss,
einem Kollektor- und einem Emitteranschluss. Der Basisanschluss
ist an einen der Stromquelle 52 und der Diode 53 gemeinsamen
Knoten angeschlossen, die Kollektor-Emitter-Strecke ist in Reihe
zu der Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 zwischen
diese Parallelschaltung und den in Reihe zu der Hilfswicklung 13 geschalteten
Widerstand 51 geschaltet.The control arrangement comprises a series connection with a current source 52 and a diode 53 which is connected between a terminal for a supply potential Vcc and the reference potential GE, and a bipolar transistor 55 with a base terminal, a collector and an emitter terminal. The base connection is to one of the power sources 52 and the diode 53 common collector node, the collector-emitter path is in series with the parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 between this parallel circuit and in series with the auxiliary winding 13 switched resistance 51 connected.
Während
der Einschaltdauer des die Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers
regelnden Schalters 12 ist die Spannung V13 über
der Hilfswicklung 13 negativ, der Strom I13 fließt
dadurch von dem Widerstand 51 in Richtung der Hilfswicklung 13.
Dieser Strom I13 wird über den Bipolartransistor 55 und
die Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 von
der Klemme für Versorgungspotential Vcc geliefert. Eine
Ansteuerspannung des Bipolartransistors 55 entspricht bei
dieser Schaltungsanordnung einem Spannungsabfall V53 über
der in Durchlassrichtung gepolten Diode 53. Da die zum
Einschalten des Bipolartransistors 55 erforderliche Basis-Emitter-Spannung
wenigstens annähernd dieser Durchlassspannung der Diode 53 entspricht,
liegt der Emitteranschluss des Bipolartransistors 55 und
damit der der Hilfswicklung 13 abgewandte Anschluss des
ohmschen Widerstandes 51 auf Bezugspotential.During the on-time of the power factor of the power factor controller controlling switch 12 is the voltage V13 across the auxiliary winding 13 negative, the current I13 thereby flows from the resistor 51 in the direction of the auxiliary winding 13 , This current I13 is via the bipolar transistor 55 and the parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 supplied by the supply potential Vcc terminal. A drive voltage of the bipolar transistor 55 in this circuit corresponds to a voltage drop V53 across the forward biased diode 53 , As for turning on the bipolar transistor 55 required base-emitter voltage at least approximately this forward voltage of the diode 53 corresponds, is the emitter terminal of the bipolar transistor 55 and thus that of the auxiliary winding 13 remote connection of the ohmic resistance 51 on reference potential.
Optional
kann zwischen den dem, Bipolartransistor 55 und dem ohmschen
Widerstand 51 gemeinsamen Knoten und Bezugspotential ein
Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise in Form einer Zenerdiode 54,
geschaltet sein. Dieses Spannungsbegrenzungselement dient dazu,
bei einer positiven Spannung der Hilfsspule 13 die über
der Hilfsspule 13 anliegende Spannung zu begrenzen.Optionally, between the bipolar transistor 55 and the ohmic resistance 51 common node and reference potential, a voltage limiting element, for example in the form of a Zener diode 54 , be connected. This voltage limiting element serves, at a positive voltage of the auxiliary coil 13 over the auxiliary coil 13 limiting applied voltage.
Bei
der in 8 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind
die Kondensatorspannung V57 und die Spannung V58 über dem
Widerstand 58 über den Kapazitätswert
C und den Wider standswert R bei einem gegebenen Strom I13 aufeinander
abstimmbar. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel
einer Signalerzeugungsschaltung 50, bei der diese Spannungen
V57, V58 unabhängig von dem ohmschen Widerstandswert und
dem Kapazitätswert 57 in Bezug aufeinander einstellbar
sind. Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 umfasst die Stromquellenanordnung
einen Stromspiegel mit einem Eingangstransistor 62, der
von dem Strom I13 durchflossen ist, und einen ersten und einen zweiten
Ausgangstransistor 64, 63. Am ersten Ausgangstransistor 64 steht
hier ein erster Strom I64 zur Verfügung, der über
ein erstes Stromspiegelverhältnis (m:p) zu dem Strom I13
in Beziehung steht. Dieser erste Strom I64 durchfließt
die Reihenschaltung mit dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58.
Am zweiten Ausgangstransistor 63 steht ein zweiter Strom
I63 zur Verfügung, der über ein zweites Stromspiegelverhältnis
(m:n) zu dem Strom I13 in Beziehung steht. Dieser zweite Strom I63
ist in einen dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58 gemeinsamen
Knoten eingespeist und durchfließt nur den Widerstand 58.
Der ohmsche Widerstand 58 wird somit von einem Strom I58
durchflossen, der sich aus dem ersten Strom 164 und dem
zweiten Strom I63 zusammensetzt. Der Kondensator 57 wird
lediglich von dem zweiten Strom I64 durchflossen. Bei der dargestellten
Signalerzeugungsschaltung 50 ist ein erster Schalter 65 parallel
zu dem Kondensator 57 und ein zweiter Schalter 66 parallel
zu dem ohmschen Widerstand 58 geschaltet, die jeweils durch
das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert sind. Der
zweite Schalter 66 ist hierbei optional vorhanden. Wird
auf diesen Schalter verzichtet, so entspricht die Spannung V57',
die der Summe der Kondensatorspannung V57 und der Widerstandsspannung
V58 entspricht, immer wenigstens der über dem Widerstand 58 anliegenden
Spannung V58.At the in 8th shown signal generating circuit 50 are the capacitor voltage V57 and the voltage V58 across the resistor 58 via the capacitance value C and the resistance value R at a given current I13 tunable to each other. 10 shows an embodiment of a signal generating circuit 50 in which these voltages V57, V58 are independent of the ohmic resistance value and the capacitance value 57 are adjustable with respect to each other. In this signal generation circuit 50 For example, the current source arrangement includes a current mirror with an input transistor 62 , which is traversed by the current I13, and a first and a second output transistor 64 . 63 , At the first output transistor 64 Here, a first current I64 is available, which is related to the current I13 via a first current mirror ratio (m: p). This first current I64 flows through the series connection with the capacitor 57 and the resistance 58 , At the second output transistor 63 a second current I63 is available which is related to the current I13 via a second current mirror ratio (m: n). This second current I63 is in one to the capacitor 57 and the resistance 58 fed common node and flows through only the resistance 58 , The ohmic resistance 58 is thus traversed by a current I58, resulting from the first stream 164 and the second current I63. The capacitor 57 only the second current I64 flows through it. In the illustrated signal generating circuit 50 is a first switch 65 parallel to the capacitor 57 and a second switch 66 parallel to the ohmic resistance 58 connected, which are each driven by the first pulse width modulated signal S41. The second switch 66 is optional here. If this switch is dispensed with, then the voltage V57 ', which corresponds to the sum of the capacitor voltage V57 and the resistance voltage V58, always corresponds at least to that across the resistor 58 applied voltage V58.
Ein
Vorteil dieses Ausführungsbeispiels ist, dass vergleichsweise
kleine Kapazitäts- und Widerstandswerte verwendet werden
können, was einer monolithisch integrierten Realisierung
entgegen kommt, wenn der die Kapazität durchfließende
Strom über den Stromspiegel so eingestellt wird, dass er
wesentlich kleiner als der Strom I13 ist, wenn also p « n
gilt. Außerdem können der den Widerstand 58 zusätzlich
durchfließende Strom I63 und der Kondensatorstrom 164 unabhängig
voneinander eingestellt werden.An advantage of this embodiment is that comparatively small capacitance and resistance values can be used, which accommodates a monolithically integrated implementation, if the current flowing through the capacitance across the current mirror is set to be substantially smaller than the current I13, that is p «n holds. In addition, the resistance 58 additionally flowing current I63 and the capacitor current 164 be set independently.
Die
Spannungen V57' und eine durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte
Referenzspannung V59 sind bei der in 10 dargestellten
Schaltungsanordnung auf Bezugspotential bezogen.The voltages V57 'and one through the reference voltage source 59 provided reference voltage V59 are in the in 10 shown circuit arrangement based on reference potential.
Um
einen Offset-Wert bzw. Koeffizienten nullter Ordnung d der Nennerfunktion
ungleich Null zu realisieren, kann beispielsweise der Stromquellenanordnung 51–55 eine
Konstantstromquelle 67 parallel geschaltet sein. Alternativ
oder zusätzlich besteht die Möglichkeit, den Strom
I13 nicht proportional zu der Hilfsspannung V13 sondern proportional
zu einer um einen Offset verringerten Hilfsspannung zu erzeugen.
Dies kann bezugnehmend auf 10 erreicht
werden, indem die Kathode der Diode 53 der Regelanordnung
nicht direkt an Bezugspotential, sondern über eine positive
Referenzspannungsquelle 68 an Bezugspotential angeschlossen
wird.In order to realize an offset value or coefficient of zero order d of the denominator function not equal to zero, for example, the current source arrangement 51 - 55 a constant current source 67 be connected in parallel. Alternatively or additionally, it is possible to generate the current I13 not in proportion to the auxiliary voltage V13 but in proportion to an auxiliary voltage reduced by an offset. This can be referred to 10 be achieved by the cathode of the diode 53 the control arrangement not directly to reference potential, but via a positive reference voltage source 68 connected to reference potential.
11 zeigt
eine Abwandlung der in 10 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung.
Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 gemäß 11 ist
anstelle eines in Reihe zu dem Kondensator 57 geschalteten
ohmschen Widerstandes eine gesteuerte Referenzspannungsquelle 59 vorhanden,
die eine von dem Strom I13 abhängige Referenzspannung V59
erzeugt. Diese Referenzspannungsquelle 59 ist eine stromgesteuerte
Spannungsquelle, der in dem Beispiel der Strom I63 des ersten Ausgangstransistors 63 des
Stromspiegels zugeführt ist. 11 shows a modification of the in 10 illustrated second signal generating circuit. In this signal generation circuit 50 according to 11 is instead of one in series with the capacitor 57 switched ohmic resistance, a controlled reference voltage source 59 present, which generates a current I13 dependent on the reference voltage V59. This reference voltage source 59 is a current-controlled voltage source, which in the example is the current I63 of the first output transistor 63 the current mirror is supplied.
12 zeigt
ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50,
bei der eine Information über den Momentunwert der Eingangsspannung
Vin aus dem Strommesssignal S14 bei geschlossenem Schalter 12 abgeleitet
wird. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass der Strom I, und damit
die Messspannung V14 über der Zeit proportional zu dem
Momentanwert der Eingangsspannung Vin ansteigen. Die in Reihe zu
diesem Schalter 12 geschaltete Strommessanordnung 14 ist
bei diesem Ausführungsbeispiel als ohmscher Widerstand
mit einem Widerstandswert R14 realisiert. Das Strommesssignal S14
entspricht hierbei einer Spannung V14 über dem Messwiderstand 14.
Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 steht bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 am
Ausgang eines Komparators 74 zur Verfügung, dessen
einer Eingang, in dem Beispiel der invertierende Eingang, kapazitiv
an den dem Schalter 12 und dem Strommesswiderstand 14 gemeinsamen
Knoten gekoppelt ist. Zur kapazitiven Kopplung ist ein kapazitives
Speicherelement 71, beispielsweise ein Kondensator, vorhanden.
An einem anderen Eingang des Komparators 74, in dem Beispiel
dem nichtinvertierenden Eingang, liegt eine von einer Referenzspannungsquelle 75 bereitgestellte
Referenzspannung V75 an. Diese Referenzspannungsquelle 75 ist
in dem Beispiel zwischen den Komparatoreingang und Bezugspotential
geschaltet. 12 shows an embodiment of a second signal generating circuit 50 in which information about the instantaneous value of the input voltage Vin is obtained from the current measurement signal S14 when the switch is closed 12 is derived. It makes use of the fact that the current I, and thus the measuring voltage V14 increase over time in proportion to the instantaneous value of the input voltage Vin. The in series to this switch 12 switched current measuring arrangement 14 is realized in this embodiment as an ohmic resistance with a resistance R14. The current measurement signal S14 in this case corresponds to a voltage V14 across the measuring resistor 14 , The second pulse width modulated signal S50 is in this signal generating circuit 50 at the output of a comparator 74 available, whose one input, in the example of the inverting input capacitively connected to the switch 12 and the current sense resistor 14 coupled to common node. For capacitive coupling is a capacitive storage element 71 , For example, a capacitor, available. At another input of the comparator 74 In the example of the noninverting input, one is from a reference voltage source 75 supplied reference voltage V75. This reference voltage source 75 is in the example connected between the comparator input and reference potential.
Die
Signalerzeugungsschaltung 50 weist außerdem einen
durch das erste pulsweitenmodulierte Signal 541 angesteuerten
Schalter 73 auf, der zwischen einen der Koppelkapazität 71 und
den Komparatoreingang gemeinsamen Knoten und Bezugspotential geschaltet
ist. Dieser Schalter ist bei einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 geschlossen, wodurch der invertierende Komparatoreingang auf
Bezugspotential liegt. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50
nimmt während dieser Zeitdauer einen Einschaltpegel an.
Eine Spannung V71 über dem Koppelkondensator 71 folgt
während dieser Zeitdauer der Spannung V14 über
dem Strommesswiderstand 14, die über der Zeit
proportional zu der Eingangsspannung Vin ansteigt.The signal generation circuit 50 also has one by the first pulse width modulated signal 541 controlled switch 73 on that between one of the coupling capacity 71 and the comparator input common node and reference potential is switched. This switch is closed at a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41, whereby the inverting comparator input is at reference potential. The second pulse width modulated signal S50 assumes a switch-on level during this period. A voltage V71 across the coupling capacitor 71 follows the voltage V14 across the current measuring resistor during this period 14 which increases over time in proportion to the input voltage Vin.
Der
Schalter 73 wird gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte
Signal 41 geöffnet, wenn dieses Signal einen Ausschaltpegel
annimmt. Ist der Schalter 73 geöffnet, wenn der die
Leistungsaufnahme regelnde Schalter 12 des Power Factor
Controllers noch geschlossen ist, so steigt die Messspannung V14
proportional zu Eingangsspannung Vin weiter an. Ab Öffnen
des Schalters 73 steigt das elektrische Potential V76 an
dem invertierenden Komparatoreingang ausgehend von Null mit der
gleichen Steigung an, mit der die Messspannung V14 ansteigt, d.
h. proportional zu der Eingangsspannung Vin. Der zeitliche Verlauf
des Anstiegs dieser Spannung V76 ist in 13 punktiert
dargestellt. t1 bezeichnet hierbei den Zeitpunkt, zu dem das erste
pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Ausschaltpegel annimmt und
zu dem der Schalter 73 geöffnet wird. Das ansteigende
elektrische Potential V76 erreicht zu einem Zeitpunkt t2 den Wert
der Referenzspannung V75. Zu diesem Zeitpunkt nimmt das zweite pulsweitenmodulierte
Signal S50 einen Ausschaltpegel an. Die zweite Einschaltdauer T2
ist bei dieser Signalerzeugungsschaltung bestimmt durch die Zeitdauer,
innerhalb der das Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 von
Bezugspotential auf den Wert der Referenzspannung V75 ansteigt.
Die Anstiegsgeschwindigkeit dieser Spannung V76 ist hierbei entsprechend
der Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 proportional zu
der Eingangsspannung Vin. Es gilt also: wobei L die Induktivität
der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Für die Zeitdauer
T2 gilt hierbei: The desk 73 is controlled by the first pulse width modulated signal 41 opened when this signal assumes a switch-off level. Is the switch 73 open when the power consumption regulating switch 12 of the power factor controller is still closed, the measuring voltage V14 continues to increase in proportion to the input voltage Vin. From opening the switch 73 The electrical potential V76 at the inverting comparator input rises from zero at the same slope as the measurement voltage V14 rises, ie, in proportion to the input voltage Vin. The time course of the rise of this voltage V76 is in 13 shown dotted. In this case, t1 designates the time at which the first pulse-width-modulated signal S41 assumes a switch-off level and to which the switch 73 is opened. The rising electric potential V76 reaches the value of the reference voltage V75 at a time t2. At this time, the second pulse width modulated signal S50 assumes a turn-off level. The second duty T2 is determined in this signal generating circuit by the time duration within which the potential V76 at the inverting input of the comparator 74 from reference potential to the value of the reference voltage V75. In this case, the slew rate of this voltage V76 is proportional to the input voltage Vin in accordance with the slew rate of the sense voltage V14. It therefore applies: where L is the inductance of the storage choke 11 designated. For the period T2, the following applies:
Die
durch diese Signalerzeugungsschaltung 50 bewirkte zweite
Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung
Vin und proportional zu der Referenzspannung V75 und der Induktivität L
der Speicherdrossel, wobei die zuletzt genannten Größen
konstant sind.The signals generated by this signal generation circuit 50 caused second duty cycle T2 is thus inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to the reference voltage V75 and the inductance L of the storage choke, wherein the last-mentioned quantities are constant.
Optional
besteht die Möglichkeit, in Reihe zu dem Schalter 73 einen
ohmschen Widerstand 72 zu schalten. Bezug nehmend auf 13 steigt
das elektrische Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 bedingt
durch den bei eingeschaltetem Schalter 73 fließendem
Strom bereits während des Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 an. Dieser Spannungsanstieg erfolgt mit Einschalten
des Schalters 73 exponentiell abhängig von einer
RC-Zeitkonstanten des durch die Koppelkapazität 71 und
den ohmschen Widerstand 72 gebildeten RC-Glieds. Davon
ausgehend, dass diese RC-Zeitkonstante sehr klein ist im Vergleich
zu der Zeitdauer, während der der Schalter 73 gesteuert
durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 eingeschaltet bleibt,
erreicht diese Spannung V76 zum Zeitpunkt t1 einen Spannungswert,
der proportional ist zu der Eingangsspannung Vin und für
den gilt: V76(t1) = Vin·R·C·R14/L (16),wobei R
den Widerstandswert des ohmschen Widerstandes 72 und C
den Kapazitätswert der Koppelkapazität 71 bezeichnet.
Mit Öffnen des Schalters 73 steigt diese Spannung
V76 linear mit einer zu der Eingangsspannung Vin proportionalen
Steigung weiter an. In 13 ist der zeitliche Verlauf
dieses elektrischen Potentials V76 am invertierenden Eingang des
Komparators 74 für verschiedene zeitliche Verläufe
der Messspannung V14 und damit für verschiedene Momentanwerte
der Eingangsspannung Vin dargestellt. Die gestrichelte Kurve, die
durchgezogene Kurve, die strichpunktierte und die strichdoppelpunktierte
Linie zeigen hierbei den Verlauf des elektrischen Potentials V76
für eine zunehmende Eingangsspannung Vin.Optionally, it is possible to connect in series with the switch 73 an ohmic resistance 72 to switch. Referring to 13 the electrical potential V76 at the inverting input of the comparator increases 74 conditioned by the switch on 73 flowing current already during the turn-on of the first pulse width modulated signal S41. This voltage increase takes place when the switch is switched on 73 exponentially dependent on an RC time constant by the coupling capacitance 71 and the ohmic resistance 72 formed RC member. Assuming that this RC time constant is very small compared to the time during which the switch 73 controlled by the first pulse width modulated signal S41 remains turned on, this voltage V76 reaches a voltage value at time t1, which is proportional to the input voltage Vin and for which applies: V76 (t1) = Vin * R * C * R14 / L (16), where R is the resistance of the ohmic resistor 72 and C the capacity value of the coupling capacity 71 designated. With opening the switch 73 For example, this voltage V76 continues to increase linearly with a slope proportional to the input voltage Vin. In 13 is the time course of this electrical potential V76 at the inverting input of the comparator 74 for different temporal courses of the measuring voltage V14 and thus for different instantaneous values of the input voltage Vin. The dashed curve, the solid curve, the dot-dash line and the double-dashed line show the course of the electrical potential V76 for an increasing input voltage Vin.
Für
die zweite Einschaltdauer T2 gilt hierbei: For the second switch-on duration T2, the following applies:
Die
Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung
Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung
Vin, die linear mit der Eingangsspannung abnimmt.The
Duty T2 is thus inversely proportional to the input voltage
Vin and proportional to a function of the first degree of the input voltage
Vin, which decreases linearly with the input voltage.
Über
die RC-Zeitkonstante und die Referenzspannung V75 kann hierbei insbesondere
ein Schwellenwert für die Eingangsspannung Vin eingestellt
werden, ab der die zweite Einschaltdauer T2 gleich Null oder zumindest
annähernd gleich Null ist. Für Eingangsspannungen
oberhalb dieses Schwellenwertes ist die während der Einschaltdauer
des Schalters 73 über dem ohmschen Widerstand 72 anliegende
Spannung bereits größer als die Referenzspannung
V75, so dass das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits
während dieser Zeitdauer auf einen Ausschaltpegel absinkt.
Der zeitliche Verlauf des elektrischen Potentials am invertierenden
Eingang des Komparators 74 und der daraus resultierende
zeitliche Verlauf des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50
ist in 13 strichdoppelpunktiert dargestellt.In this case, in particular, a threshold value for the input voltage Vin can be set via the RC time constant and the reference voltage V75, as of which the second switch-on duration T2 is equal to zero or at least approximately equal to zero. For input voltages above this threshold, that is during the on-time of the switch 73 above the ohmic resistance 72 applied voltage already greater than the reference voltage V75, so that the second pulse width modulated signal S50 already drops during this period to a switch-off. The time course of the electrical potential at the inverting input of the comparator 74 and the resulting time profile of the second pulse width modulated signal S50 is in 13 dash-dotted lines shown.
Es
sei darauf hingewiesen, dass die zeitlichen Verläufe der
Messspannung V14 sowie des elektrischen Potentials V76 an dem invertierenden
Eingang des Komparators 74 in 13 idealisiert
und unter Vernachlässigung möglicher Einschwingvorgänge
dargestellt sind. Diese Einschwingvorgänge wirken sich
insbesondere kurz nach Einschalten des Schalters 12, also
kurz nachdem das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Einschaltpegel
annimmt, aus. Die realen Zeitverläufe nähern sich
jedoch mit zunehmender Einschaltdauer an die in 13 dargestellten
idealisierten Zeitverläufe an, so dass insbesondere die
zuvor gemachten Ausführungen zum Anstieg der Spannung V76
nach Öffnen des Schalters 73 korrekt sind.It should be noted that the time profiles of the measuring voltage V14 and the electrical potential V76 at the inverting input of the comparator 74 in 13 idealized and neglecting possible transient phenomena. This transient effects in particular affect shortly after switching on the switch 12 , ie shortly after the first pulse width modulated signal S41 assumes a switch-on level. The real time courses approach however with increasing duty cycle to the in 13 shown idealized time courses, so that in particular the previously made comments on the increase of the voltage V76 after opening the switch 73 are correct.
15 zeigt
eine Variante zu der in 12 dargestellten
Verzögerungsschaltung 50. Der Widerstand 72 ist
hierbei nicht in Reihe mit dem Schalter 73 zwischen die
Eingänge des Komparators 74 geschaltet, sondern
ist zwischen den Messwiderstand 14 und das kapazitive Speicherelement 71 in
der Signalleitung für das Messsignal S14 geschaltet. Bei
geschlossenem Schalter 73 liegt die Reihenschaltung mit
dem Widerstand 72 und dem kapazitiven Speicherelement 71 parallel
zu dem Messwiderstand 14, so dass das kapazitive Speicherelement 71 entsprechend
dem rampenförmigen Verlauf der Spannung V14 über
dem Messwiderstand 14 und verzögert um die Zeitkonstante
des durch den Widerstand 72 und das kapazitive Speicherelement 71 gebildeten
RC-Glieds aufgeladen wird. Wird der Schalter 73 nach dem
Ende von T1 geöffnet, fließt kein Strom mehr über
den Widerstand 72, und die Eingangsspannung V77 springt
auf einen positiven Spannungswert, der dem Spannungsabfall an dem
Widerstand 72 vor öffnen des Schalters 73 entspricht.
Dieser positive Spannungswert ist um so größer,
je steiler die Messspannung V14 während der ersten Einschaltdauer
T1 angestiegen ist. Von diesem positiven Spannungswert aus steigt
die an einem Eingang des Komparators anliegende Spannung V76 rampenförmig
weiter an und erreicht die Vergleichsspannung V75 um so eher, je
steiler die Messspannung V14 und damit die Spannung V76 am Komparatoreingang
während der zweiten Einschaltdauer T2 ansteigen und je
höher der Spannungssprung der Komparatorspannung V76 beim Öffnen
des Schalters 73 ist. 15 shows a variant of the in 12 illustrated delay circuit 50 , The resistance 72 This is not in series with the switch 73 between the inputs of the comparator 74 switched, but is between the measuring resistor 14 and the capacitive storage element 71 switched in the signal line for the measurement signal S14. With the switch closed 73 is the series connection with the resistor 72 and the capacitive storage element 71 parallel to the measuring resistor 14 so that the capacitive storage element 71 in accordance with the ramp of the voltage V14 across the measuring resistor 14 and delayed by the time constant of the resistor 72 and the capacitive storage element 71 is charged charged RC element. Will the switch 73 after the end of T1 open, no current flows through the resistor 72 , and the input voltage V77 jumps to a positive voltage value corresponding to the voltage drop across the resistor 72 before opening the switch 73 equivalent. This positive voltage value is the greater, the steeper the measuring voltage V14 has risen during the first switch-on time T1. From this positive voltage value, the voltage V76 applied to an input of the comparator ramps up and reaches the comparison voltage V75 the more steeply the measurement voltage V14 and thus the voltage V76 at the comparator input increase during the second on-time T2 and the higher the voltage jump the comparator voltage V76 when opening the switch 73 is.
Optional
ist bei der in 15 dargestellten Schaltung eine
schaltbare Stromquelle vorgesehen, die in dem Beispiel als Reihenschaltung
mit einer Stromquelle 79 und einem Schalter 78 dargestellt
ist. Diese Stromquelle 78, 79 ist durch das erste
pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert und dient zur Einspeisung
eines Stromes in einen dem Widerstand 72 und dem kapazitiven
Speicherelement 71 gemeinsamen Knoten während
der ersten Einschaltdauer T1.Optional is at the in 15 illustrated circuit, a switchable current source provided, which in the example as a series circuit with a power source 79 and a switch 78 is shown. This power source 78 . 79 is driven by the first pulse width modulated signal S41 and is used to feed a current into the resistor 72 and the capacitive storage element 71 common node during the first turn-on T1.
Während
der ersten Einschaltdauer T1 fließt der Strom der Stromquelle 78, 79 über
den Widerstand 72 und den Messwiderstand 14. Während
der hierdurch hervorgerufene Spannungsabfall an dem Messwiderstand 14 vernachlässigbar
ist, entsteht durch den Stromfluss ein Spannungsabfall am Widerstand 72, der
die Spannung V71 erhöht, auf die der Kondensator 71 aufgeladen
wird. Am Ende der ersten Einschaltdauer T1 wird die Stromquelle 78, 79 abgeschaltet.
Dem zuvor beschriebenen positiven Spannungssprung an V77 wird dadurch
ein negativer Spannungssprung überlagert, dessen Höhe
dem Spannungsabfall des Stromes der Stromquelle 79 an dem
Widerstand 72 entspricht. Die Höhe des überlagerten
negativen Spannungssprunges hängt hierbei nicht von der
Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 während der
ersten Einschaltdauer T1, und damit nicht von der Eingangsspannung
Vin, ab.During the first turn-on time T1, the current of the current source flows 78 . 79 about the resistance 72 and the measuring resistor 14 , During the caused thereby voltage drop across the measuring resistor 14 is negligible, caused by the current flow, a voltage drop across the resistor 72 that raises the voltage V71 to which the capacitor 71 is charged. At the end of the first duty cycle T1, the power source becomes 78 . 79 off. The above-described positive voltage jump at V77 is thereby superimposed on a negative voltage jump whose magnitude is the voltage drop of the current of the current source 79 at the resistance 72 equivalent. The height of the superimposed negative voltage jump does not depend on the rate of rise of the measuring voltage V14 during the first switch-on duration T1, and thus not on the input voltage Vin.
Signalverläufe
der Schaltung gemäß 15 sind
in 16 dargestellt. Mit V80 ist hierbei eine Spannung über
der Reihenschaltung mit dem kapazitiven Speicherelement 71 und
dem Schalter 73 bzw. ein elektrisches Potential an dem
dem kapazitiven Speicherelement 71 und dem Widerstand 72 gemeinsamen
Knoten gegen Bezugspotential bezeichnet. Unter der Annahme, dass
die Stromquelle 78, 79 bereits vor Beginn der ersten
Einschaltdauer T1 angesteuert ist, beginnt diese Spannung V80 mit
Beginn der ersten Einschaltdauer T1 ausgehend von einem Anfangswert
rampenförmig anzusteigen, wobei sie entsprechend der RC-Zeitkonstante
des RC-Glieds 71, 72 zu Beginn verrundet und dann
verzögert ist. Der Anfangswert der Spannung V80 entspricht
hierbei dem Spannungsabfall über dem Widerstand 72 bedingt
durch den Strom der Stromquelle 78, 79.Signal curves of the circuit according to 15 are in 16 shown. With V80, this is a voltage across the series circuit with the capacitive storage element 71 and the switch 73 or an electrical potential at the capacitive storage element 71 and the resistance 72 common node referred to reference potential. Assuming that the power source 78 . 79 is already driven before the start of the first turn-on T1, this voltage V80 begins to rise ramp-shaped starting from an initial value at the beginning of the first turn-on time T1, wherein it corresponds to the RC time constant of the RC element 71 . 72 rounded at the beginning and then delayed. The initial value of the voltage V80 corresponds to the voltage drop across the resistor 72 conditioned by the current of the power source 78 . 79 ,
Am
Ende der ersten Einschaltdauer T1 springt die Spannung V80 auf den
Wert der Messspannung V14, weil ab diesem Zeitpunkt der Widerstand 72 stromlos
ist. Der Spannungssprung ist für die in 16 gestrichelte,
durchgezogene und strichpunktierte Linie negativ, weil der Strom
zum Aufladen des Kondensators 71 entsprechend der Rampensteilheit
von V14 kleiner ist als der Strom der Quelle 79 und dementsprechend die
Spannung V80 vor dem Öffnen der Schalter 73 und 78 größer
als V14 war. Für die doppelt strichpunktierte Linie hat
der Spannungsabfall an dem Widerstand 72 während
T1 ein umgekehrtes Vorzeichen, deshalb entsteht am Ende von T1 ein
positiver Spannungssprung an V80.At the end of the first turn-on time T1, the voltage V80 jumps to the value of the measuring voltage V14, because from this point on the resistance 72 is de-energized. The voltage jump is for the in 16 dashed, solid and dash-dot line negative, because the current to charge the capacitor 71 corresponding to the ramp slope of V14 is less than the current of the source 79 and, accordingly, the voltage V80 before opening the switches 73 and 78 was larger than V14. For the double-dashed line, the voltage drop across the resistor 72 during T1 an inverse sign, therefore, at the end of T1 there is a positive voltage jump at V80.
Ein
Spannungssprung gleicher Höhe und Polarität entsteht
auch für die Spannung V76 an dem Eingang des Komparators 74 mit
dem Unterschied, dass diese Spannung V76 mit dem Ende der ersten
Einschaltdauer T1 bei Null beginnt. Nach dem Deaktivieren der Stromquelle 78, 79 und
dem Öffnen des Schalters 73 steigen die Spannung
V80 und die Spannung V76 am Komparator parallel mit der Messspannung
V14 rampenförmig weiter an und erreichen die Schwellspannung
V75 um so eher, je steiler diese Spannungen V14, V80 und V77 ansteigen
und je höher in positiver Richtung der Spannungssprung
zu Beginn der zweiten Einschaltdauer T2 ist. Die Schwellspannung
V75 ist in dem Ausführungsbeispiel der 15 und 16 gegenüber
dem Ausführungsbeispiel in 12 niedriger
gewählt, und zwar um den Wert der Spannung, die während der
ersten Einschaltdauer T1 aufgrund des Stromes aus der Stromquelle 78, 79 am
Widerstand 72 abfällt.A voltage jump of the same magnitude and polarity also arises for the voltage V76 at the on transition of the comparator 74 with the difference that this voltage V76 starts at zero with the end of the first duty T1. After disabling the power source 78 . 79 and opening the switch 73 If the voltage V80 and the voltage V76 at the comparator continue to ramp up in parallel with the measuring voltage V14, the more steeply these voltages V14, V80 and V77 increase and the higher in the positive direction is the voltage jump at the beginning of the second switching-on period T2 is. The threshold voltage V75 is in the embodiment of 15 and 16 compared to the embodiment in 12 chosen lower, by the value of the voltage during the first turn-on T1 due to the current from the power source 78 . 79 at the resistance 72 drops.
Die
Ansteuerschaltung kann als integrierte Schaltung realisiert sein,
an die der Messwiderstand 14 und der Widerstand 72 als
externe Bauelemente angeschlossen sind. Die Nennerfunktion N(Vin)
ist bei einer solchen Schaltung über den Wert des Widerstandes 72 skalierbar,
ohne dass ein weiterer IC-Anschluss benötigt wird.The drive circuit can be realized as an integrated circuit to which the measuring resistor 14 and the resistance 72 are connected as external components. The denominator function N (Vin) in such a circuit is above the value of the resistor 72 scalable without the need for another IC connection.
Bei
einem weiteren in 14 dargestellten Ausführungsbeispiel
der Ansteuerschaltung ist vorgesehen, dass die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 eine
Information über die Eingangsspannung Vin aus dem Tastverhältnis
(Duty-Cycle) des Ansteuersignals S12 ableitet und ein zweites pulsweitenmoduliertes
Signal S50 erzeugt, dessen fallende Flanke um die zweite Zeitdauer
T2 versetzt zu der fallenden Flanke des ersten pulsweitenmodulierten
Signals S41 liegt. Bei dem anhand von 4 erläuterten
nicht-lückenden Dreieckstrombetrieb gilt für die
Eingangsspannung Vin abhängig von der Ausgangs spannung
Vout, der Einschaltdauer Ton und der Ausschaltdauer Toff: At another in 14 illustrated embodiment of the drive circuit is provided that the second signal generating circuit 50 derives information about the input voltage Vin from the duty cycle of the drive signal S12 and generates a second pulse width modulated signal S50 whose falling edge is offset by the second time duration T2 offset to the falling edge of the first pulse width modulated signal S41. In the case of 4 explained non-lopsided triangular current operation applies to the input voltage Vin depending on the output voltage Vout, the duty cycle Ton and the switch-off Toff:
Ausgehend
von einer auf einen konstanten Wert geregelten Ausgangsspannung
lässt sich die Eingangsspannung Vin somit unmittelbar aus
dem Verhältnis von Ausschaltdauer Toff zu Einschaltdauer
Ton ableiten. Die Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals
S50 erfolgt hierbei beispielsweise mit digitalen Mitteln, die die
zweite Einschaltdauer T2 in erläuterter Weise in Beziehung
zu der Eingangsspannung Vin setzen und die das zweite pulsweitenmodulierte
Signal S50 entsprechend erzeugen.outgoing
from an output voltage regulated to a constant value
Thus, the input voltage Vin is immediately off
the ratio of off time Toff to duty cycle
Derive sound. The generation of the second pulse width modulated signal
S50 takes place here, for example, with digital means, the
second duty T2 in the manner explained in relation
to the input voltage Vin and the second pulse width modulated
Generate signal S50 accordingly.
17 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 40 zur
Erzeugung des Ansteuersignals S12 für den Schalter (12 in 1).
Diese Ansteuerschaltung 40 weist neben der ersten und zweiten Signalerzeugungsschaltung
bzw. dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 41, 50 eine
dritte Verzögerungsschaltung bzw. ein drittes Verzögerungsglied 90 auf.
Ausgangssignale S41, S50, S90 dieser drei Verzögerungsglieder
sind einem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen
Ausgang das Ansteuersignal S12 zur Verfügung steht. Das
zweite und dritte Verzögerungsglied 50, 90 sind
bei dieser Ansteuerschaltung 40 durch das erste Verzögerungsglied
angesteuert. Eine zweite und eine dritte Einschaltdauer T2', T3
des zweiten und dritten Verzögerungsglieds 50, 90 beginnt
bei dieser Anordnung mit dem Ende einer durch das erste Verzögerungsglied
erzeugten ersten Einschaltdauer T1' zu laufen. Eine Einschaltdauer
Ton des Ansteuersignals S12 entspricht bei dieser Anordnung der
Summe aus der ersten Verzögerungszeit T1' und der größeren
der zweiten und dritten Verzögerungszeit T2', T3. Es gilt
also: Ton = T1' + max(T2', T3) (19) wobei max(T2',
T3) das Maximum der zweiten und der dritten Einschaltdauer bezeichnet. 17 shows a further embodiment of a drive circuit 40 for generating the drive signal S12 for the switch ( 12 in 1 ). This drive circuit 40 has in addition to the first and second signal generating circuit and the first and second delay element 41 . 50 a third delay circuit and a third delay element, respectively 90 on. Output signals S41, S50, S90 of these three delay elements are an OR gate 42 fed to the output of the drive signal S12 is available. The second and third delay element 50 . 90 are in this drive circuit 40 triggered by the first delay element. A second and a third duty cycle T2 ', T3 of the second and third delay elements 50 . 90 in this arrangement begins to run with the end of a first duty cycle T1 'generated by the first delay element. A duty cycle Ton of the drive signal S12 in this arrangement corresponds to the sum of the first delay time T1 'and the larger of the second and third delay time T2', T3. It therefore applies: Tone = T1 '+ max (T2', T3) (19) where max (T2 ', T3) denotes the maximum of the second and the third duty cycle.
Das
erste Verzögerungsglied 41 erzeugt die erste Einschaltdauer
T1' bei dieser Anordnung abhängig von dem Regelsignal S30
und reduziert um einen konstanten Offset b/c, so dass gilt: The first delay element 41 generates the first duty T1 'in this arrangement depending on the control signal S30 and reduced by a constant offset b / c, so that:
Das
dritte Verzögerungsglied erzeugt 90 erzeugt eine
konstante Einschaltdauer T3, deren Wert dem Offset der ersten Einschaltdauer
entspricht, und das zweite Verzögerungsglied 50 erzeugt
eine zweite Einschaltdauer, die umgekehrt proportional ist zu einer
Funktion ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung.
Es gilt also: The third delay generates 90 generates a constant duty cycle T3, whose value corresponds to the offset of the first duty cycle, and the second delay element 50 generates a second duty cycle that is inversely proportional to a first degree function of the instantaneous value of the input voltage. It therefore applies:
Diese
beiden Verzögerungsdauern T2', T3 sind in 18 abhängig
von der Eingangsspannung Vin aufgetragen.These two delay periods T2 ', T3 are in 18 applied depending on the input voltage Vin.
Das
zweite und dritte Verzögerungsglied sind bei dieser Anordnung
so aufeinander abgestimmt, dass für Momentanwerte der Eingangsspannung
Vin die kleiner sind als Vin0 die zweite
Einschaltdauer T2' größer ist als die dritte Einschaltdauer
T3, während für Momentanwerte der Eingangsspannung
Vin, die größer sind als Vin0,
die dritte Einschaltdauer T3 größer ist, wobei
für Vin = Vin0 T2' = T3 gilt. Die
gesamte Einschaltdauer Ton lässt sich hierbei wie folgt
darstellen: In this arrangement, the second and third delay elements are matched to one another such that for instantaneous values of the input voltage Vin, which are smaller than Vin 0, the second switch-on duration T2 'is greater than the third switch-on duration T3, while for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than Vin 0 , the third duty cycle T3 is greater, where for Vin = Vin 0 T2 '= T3. The total duty cycle tone can be represented as follows:
Die
Anordnung mit dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 50, 90 bewirkt
bei dieser Anordnung für Vin ≤ Vin0 eine
Verzögerung bzw. eine Einschaltdauer, die umgekehrt proportional
ist zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung und die
mit einem konstanten Offset b/c behaftet ist. Für Vin > Vin0 entspricht
die Verzögerung dem Offset b/c. Zum Ausgleich dieses Offset
ist die durch das erste Verzögerungsglied 41 erzeugte
Einschaltdauer um diesen Offset verkürzt.The arrangement with the first and second delay element 50 . 90 in this arrangement, for Vin ≦ Vin 0, causes a delay which is inversely proportional to a first degree function of the input voltage and which has a constant offset b / c. For Vin> Vin 0 , the delay is equal to the offset b / c. To compensate for this offset is the through the first delay element 41 generated duty cycle shortened by this offset.
Insgesamt
ergibt sich für Vin > Vin0 eine Einschaltdauer Ton, die eine Funktion
des Regelsignals S30 ist und die insbesondere proportional zu dem
Regelsignal S30 sein kann. Für Vin ≤ Vin0 weist die Einschaltdauer Ton einen ersten
Einschaltdauerabschnitt, der eine Funktion des Regelsignals S30
ist und der insbesondere proportional zu dem Regelsignal S30 sein
kann, und einen zweiten Einschaltdauerabschnitt auf, der proportional
ist zu einem Quotienten zweier Funktionen ersten Grades der Eingangsspannung.
Letzteres folgt für d = 0 unter Berücksichtigung
der Gleichung (9) unmittelbar aus Gleichung (23a).Overall, Vin> Vin 0 results in a switch-on duration Ton, which is a function of the control signal S30 and which can in particular be proportional to the control signal S30. For Vin ≦ Vin 0 , the duty cycle Ton has a first duty cycle portion that is a function of the control signal S30, and which may be particularly proportional to the control signal S30, and a second duty cycle portion that is proportional to a quotient of two first order functions of the input voltage. The latter follows for d = 0 taking equation (9) directly from equation (23a).
19 veranschaulicht
den Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin) für ein
weiteres Ausführungsbeispiel. Die Zählerfunktion
Z(Vin) weist bei diesem Ausführungsbeispiel zwei linear
verlaufende Abschnitte auf, innerhalb derer die Zählerfunktion
Z(Vin) mit zunehmender Eingangsspannung Vin absinkt. Eine erste
Steigung b gilt hierbei für Eingangsspannungswerte zwischen
0 und einem ersten Schwellenwert Vin1 der
Eingangsspannung, eine zweite Steigung b' gilt für Eingangsspannungswerte
zwischen dem ersten Schwellenwert Vin1 und einem
zweiten Schwellenwert Vin0. Für
Eingangsspannungswerte größer als der zweite Schwellenwert
Vin0, ist die Zählerfunktion entsprechend
dem in 5B dargestellten Beispiel konstant.
Für die in 19 abhängig von der
Eingangsspannung Vin dargestellte Zählerfunktion Z(Vin)
gilt: Z(Vin) = a – b·Vin
für 0 ≤ Vin ≤ Vin1 (24a) Z(Vin) = Z1 – b'·Vin
für Vin1 < Vin ≤ Vin0 (24b) Z(Vin) = Z0 für
Vin > Vin0 (24c) 19 illustrates the course of the counter function Z (Vin) for a further embodiment. The counter function Z (Vin) has in this embodiment, two linearly extending portions within which the counter function Z (Vin) decreases with increasing input voltage Vin. A first slope b applies here to input voltage values between 0 and a first threshold value Vin 1 of the input voltage, a second gradient b 'applies to input voltage values between the first threshold value Vin 1 and a second threshold value Vin 0 . For input voltage values greater than the second threshold Vin 0 , the counter function is the same as in 5B constant example. For the in 19 depending on the input voltage Vin counter function shown Z (Vin) applies: Z (Vin) = a - b · Vin for 0 ≦ Vin ≦ Vin 1 (24a) Z (Vin) = Z 1 - b '· Vin for Vin 1 <Vin ≤ Vin 0 (24b) Z (Vin) = Z 0 for Vin> Vin 0 (24c)
Mit
den Funktionen gemäß der Gleichungen (24a) und
(24b) umfasst die Zählerfunktion damit zwei Teilfunktionen
ersten Grades, von denen eine erste Teilfunktion (24a) für
einen ersten Wertebereich, in dem Beispiel von 0 bis zu dem ersten
Schwellenwert Vin1, und von denen eine zweite
Teilfunktion (24a) für einen zweiten Wertebereich,
in dem Beispiel von dem ersten Vin1 bis
zu dem zweiten Schwellenwert Vin0, gilt
und von denen die zweite Teilfunktion einen im Vergleich zu der
ersten Teilfunktion betragsmäßig kleineren Koeffizienten
ersten Grades aufweist.With the functions according to Equations (24a) and (24b), the counter function thus comprises two first-order sub-functions, of which a first sub-function (24a) for a first range of values, in the example from 0 to the first threshold Vin 1 , and of which a second subfunction ( 24a ) for a second range of values, in the example from the first Vin 1 to the second threshold Vin 0 , and of which the second subfunction has a first degree coefficient which is smaller in absolute value than the first subfunction.
Für
den ersten Schwellenwert Vin1 der Eingangsspannung
Vin nimmt die Zählerfunktion einen ersten Zwischenwert
Z1 an, Für Eingangsspannungswerte größer
als der zweite Schwellenwert Vin0 ist die
Zählerfunktion gemäß Gleichung (24c)
konstant. Der Verlauf der Zählerfunktion ist dabei stetig,
so dass für den ersten Zwischenwert Z1 und
den Wert Z0 gilt: Z1 = a – b·Vin1 (25a) Z0 = Z1 – b'·Vin0 = a – b·Vin1 – e·Vin0 (25b) For the first threshold Vin 1 of the input voltage Vin, the counter function assumes a first intermediate value Z1. For input voltage values greater than the second threshold Vin 0 , the counter function is constant according to Equation (24c). The course of the counter function is continuous, so that for the first Intermediate value Z 1 and the value Z 0 are: Z 1 = a - b · Vin 1 (25a) Z 0 = Z 1 - b '· Vin 0 = a - b · Vin 1 - e · Vin 0 (25b)
Die
erste Steigung b kann zwischen zweimal und viermal so groß sein
wie die zweite Steigung b', d. h. b = 2...4·b'. Der zweite
Schwellenwert Vin0 ist beispielsweise so
gewählt, dass er dem Spitzenwert einer maximal zulässigen,
bzw. maximal zu erwartenden Eingangs- oder Netzspannung (Vin und
Vn in 1) entspricht, für die ein niedriger
Klirrfaktor angestrebt wird. Der zweite Schwellenwert Vin0 kann auch der Ausgangsspannung (Vout in 1)
der Leistungsfaktorkorrekturschaltung entsprechen oder kann zwischen
dem Spitzenwert der maximalen Netzspannung, für die ein
niedriger Klirrfaktor angestrebt wird, und der Ausgangsspannung
liegen. Der erste Zwi schenwert Vin1 liegt
beispielsweise zwischen dem 0,3- und 0,7-fachen der Ausgangsspannung,
d. h. 0,3·Vout < Vin1 < 0,7·Vout,
und kann insbesondere etwa die Hälfte der Ausgangsspannung
Vout betragen, d. h. Vin1 ~ 0,5·Vout.The first slope b can be between twice and four times the size of the second slope b ', ie b = 2... 4 * b'. By way of example, the second threshold Vin 0 is selected such that it corresponds to the peak value of a maximum permissible or maximum expected input or mains voltage (Vin and Vn in FIG 1 ), for which a low harmonic distortion is sought. The second threshold Vin 0 may also be the output voltage (Vout in 1 ) of the power factor correction circuit or may be between the peak of the maximum mains voltage for which a low harmonic distortion is desired and the output voltage. The first intermediate value Vin 1 is, for example, between 0.3 and 0.7 times the output voltage, ie 0.3 · Vout <Vin 1 <0.7 · Vout, and may in particular be approximately half of the output voltage Vout, ie Vin 1 ~ 0.5 · Vout.
Die
der Zählerfunktion Z(Vin) gemäß 19 zugehörige
Nennerfunktion entspricht der bisher erläuterten Nennerfunktion
N(Vin) und ist daher in Figur nicht nochmals dargestellt.The counter function Z (Vin) according to 19 associated denominator function corresponds to the previously explained denominator function N (Vin) and is therefore not shown again in FIG.
Die
Verwendung einer Zählerfunktion gemäß 19 für
die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts bewirkt im Vergleich
zu einer Zählerfunktion gemäß 5B eine
weitere Verringerung des Klirrfaktors, indem die Einschaltdauer
für kleine Momentanwerte der Eingangsspannung, d. h. für
Eingangsspannungswerte kleiner als der erste Schwellenwert Vin1 deutlich stärker verlängert
wird, als für Eingangsspannungswerte des Intervalls [Vin1, Vin0] zwischen
dem ersten und zweiten Schwellenwert mit größeren
Momentanwerten.The use of a counter function according to 19 for the determination of the second duty cycle section effected in comparison to a counter function according to 5B a further reduction of the harmonic distortion by significantly increasing the duty cycle for small instantaneous values of the input voltage, ie for input voltage values less than the first threshold Vin 1 , than for input voltage values of the interval [Vin 1 , Vin 0 ] between the first and second thresholds with larger ones instantaneous values.
Ein
Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50,
die einen zweiten Einschaltdauerabschnitt mit einer Zählerfunktion
gemäß 19 bewirkt,
ist in 20 dargestellt. Die dargestellte
Signalerzeugungsschaltung basiert auf der in 10 dargestellten
zweiten Signalerzeugungsschaltung, wobei nachfolgend lediglich die
Unterschiede zu dieser Schaltung gemäß 10 erläutert
werden, um Wiederholungen zu vermeiden.An embodiment of a second signal generating circuit 50 , which has a second duty cycle section with a counter function according to 19 causes is in 20 shown. The illustrated signal generation circuit is based on the in 10 shown second signal generating circuit, wherein hereinafter only the differences from this circuit according to 10 be explained in order to avoid repetition.
Bei
der in 10 dargestellten Schaltung bestimmt
der Widerstandswert des in Reihe zu der Kapazität 57 geschalteten
Widerstands 58 den konstanten Anteil V58 und der Kapazitätswert
der Kapazität 57 den zeitlich über der
Zeit ansteigenden Anteil V57 der mit der Referenzspannung V59 verglichenen
Spannung V57 + V58. Der Gleichanteil V58 und die Steigung des zeitlich
veränderlichen Anteils V57 sind dabei proportional zu dem
Strom I13 und damit proportional zu dem Momentanwert der Eingangsspannung
Vin. Je größer der Widerstandswert des Widerstandes 58 bei
einem gegebenen Kapazitätswert der Kapazität 57 ist,
um so stärker nimmt die Einschaltdauer des zweiten Einschaltdauerabschnitts
mit steigender Eingangsspannung Vin ab, um so steiler ist also der
Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin).At the in 10 The circuit shown determines the resistance value of the capacitor in series with the capacitor 57 switched resistance 58 the constant part V58 and the capacity value of the capacity 57 the time-increasing proportion V57 of the voltage V57 + V58 compared with the reference voltage V59. The DC component V58 and the slope of the time-varying component V57 are proportional to the current I13 and thus proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin. The greater the resistance of the resistor 58 for a given capacity value of the capacity 57 is, the stronger decreases the turn-on of the second duty cycle with increasing input voltage Vin, so the steeper is the course of the counter function Z (Vin).
Bei
der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind
anstelle des Widerstandes 58 ein erster und ein zweiter
Teilwiderstand 58a, 58b vorhanden, die in Reihe
zu der Kapazität 57 und parallel zu dem optionalen
Schalter 66 geschaltet sind. An einen den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen
Schaltungsknoten ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 angeschlossen,
die dazu dient, ein elektrisches Potential an diesem Schaltungsknoten
bzw. eine Spannung über dem Teilwiderstand 58b auf
einen vorgegebenen Wert zu begrenzen. Die Spannungsbegrenzungsschaltung
weist in dem dargestellten Beispiel zwei Transistoren 81, 82 auf.
Für die nachfolgende Erläuterung wird davon ausgegangen,
dass diese beiden Transistoren p-Kanal-MOSFET sind. Es sei jedoch
darauf hingewiesen, dass anstelle von MOSFET auch Bipolartransistoren
in entsprechender Weise eingesetzt werden könnten.At the in 20 shown signal generating circuit 50 are in place of the resistance 58 a first and a second partial resistance 58a . 58b available in series to the capacity 57 and parallel to the optional switch 66 are switched. To one of the two partial resistors 58a . 58b common circuit node is a voltage limiting circuit 81 - 84 connected, which serves, an electrical potential at this circuit node or a voltage across the partial resistance 58b to limit to a predetermined value. The voltage limiting circuit has two transistors in the illustrated example 81 . 82 on. For the following explanation, it is assumed that these two transistors are p-channel MOSFETs. It should be noted, however, that bipolar transistors could be used in a corresponding manner instead of MOSFET.
Die
beiden MOSFET weisen jeweils einen Gate-Anschluss als Steueranschluss
und Drain-Source-Strecken als Laststrecken auf. Die beiden Gate-Anschlüsse
der MOSFET 81, 82 sind hierbei leitend miteinander
verbunden. Die Drain-Source-Strecke eines ersten 81 dieser beiden
MOSFET 81, 82 ist parallel zu dem zweiten Teilwiderstand 58b geschaltet.
Der zweite 82 der beiden MOSFET 81, 82 ist als
Diode verschaltet, indem dessen Gateanschluss mit dessen Drainanschluss
kurzgeschlossen ist. Die Laststrecke des zweiten MOSFET 82 ist
in Reihe zu einem Widerstand 83 und einer Stromquelle 84 zwischen
Klemmen für ein Versorgungspotential und ein Bezugspotential
geschaltet. Das Versorgungspotential ist in dem dargestellten Beispiel das
durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte Referenzpotential
V59. Ein Gatepotential des ersten MOSFET 81 ist bei der
dargestellten Spannungsbegrenzungsschaltung be stimmt durch das Gate-
und Sourcepotential des zweiten MOSFET 82. Dieses Sourcepotential
entspricht in etwa dem Referenzpotential V59 abzüglich
einem Spannungsabfall V83 über dem Widerstand 83.
Dieser Spannungsabfall ist dabei abhängig vom Widerstandswert
des Widerstandes 83 und einem von der Stromquelle 84 gelieferten
Strom I84.The two MOSFETs each have a gate terminal as a control terminal and drain-source paths as load paths. The two gate terminals of the mosfet 81 . 82 are conductively connected with each other. The drain-source path of a first 81 of these two mosfets 81 . 82 is parallel to the second partial resistance 58b connected. The second 82 of the two mosfets 81 . 82 is connected as a diode by its gate terminal is shorted to the drain terminal. The load path of the second MOSFET 82 is in series with a resistor 83 and a power source 84 connected between terminals for a supply potential and a reference potential. The supply potential is in the example shown by the reference voltage source 59 provided reference potential V59. A gate potential of the first MOSFET 81 is in the illustrated voltage limiting circuit be true by the gate and source potential of the second MOSFET 82 , This source potential corresponds approximately to the reference potential V59 minus a voltage drop V83 across the resistor 83 , This voltage drop is dependent on the resistance of the resistor 83 and one from the power source 84 supplied current I84.
Der
erste MOSFET 81 sperrt, wenn das elektrische Potential
an dessen Source-Anschluss, also das elektrische Potential an dem
den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen
Knoten kleiner ist als das durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83,
dem zweiten Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte
Gatepotential zuzüglich einer Einsatzspannung des ersten
MOSFET 81. Übersteigt das elektrische Potential
an dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Teilwiderstände 58a, 58b das
durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83, dem zweiten
Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte
Gatepotential um den Wert der Einsatzspannung des ersten MOSFET 81,
so leitet der erste MOSFET 81 und begrenzt das elektrische
Potential an diesem Schaltungsknoten auf einen Spannungsbegrenzungswert,
der näherungsweise dem Wert der Referenzspannung V59 abzüglich
dem Spannungsabfall V83 an dem Widerstand R83 entspricht.The first MOSFET 81 locks when the electrical potential at its source terminal, so the electrical potential at the two partial resistors 58a . 58b common node is smaller than that through the series connection with the resistor 83 , the second transistor 82 and the power source 84 provided gate potential plus a threshold voltage of the first MOSFET 81 , Exceeds the electrical potential at the common circuit node of the partial resistors 58a . 58b that through the series connection with the resistor 83 , the second transistor 82 and the power source 84 provided gate potential by the value of the threshold voltage of the first MOSFET 81 so the first mosfet conducts 81 and limits the electrical potential at this circuit node to a voltage limiting value which approximately corresponds to the value of the reference voltage V59 minus the voltage drop V83 at the resistor R83.
Bedingt
durch die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 besitzt
die in 20 dargestellte Signalerzeugungsschaltung 50 zwei
unterschiedliche Betriebszustände, einen ersten Betriebszustand,
bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung nicht aktiv ist, und einen
zweiten Betriebszustand, bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung
aktiv ist. In einem ersten Betriebszustand, bei dem bei kleinen
Eingangsspannungen Vin der von der Eingangsspannung Vin abhängige
Strom I13, und damit der Strom I63, so klein ist dass ein Spannungsabfall
V58b über dem zweiten Teilwiderstand kleiner ist als der
Spannungsbegrenzungswert, funktioniert die in 20 dargestellte
Signalerzeugungsschaltung entsprechend der in 10 dargestellten
Signalerzeugungsschaltung. Mit zunehmender Eingangsspannung Vin
reduziert sich bei der in 10 dargestellten
Signalerzeugungsschaltung der zweite Einschaltdauerabschnitt abhängig
von der Eingangsspannung Vin und dem Widerstandswert des Widerstandes 85,
und bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung
abhängig von der Eingangsspannung Vin und abhängig
von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b.
Während dieses Betriebszustandes ist bei der in 20 dargestellten
Signalerzeugungsschaltung die Steigung der Zählerfunktion
Z(Vin) somit abhängig von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b.
Für größere Eingangsspannungen Vin, bei
denen der durch den Strom I63 über dem zweiten Teilwiderstand 58b hervorgerufene
Spannungsabfall V58b größer ist als der Spannungsbegrenzungswert
steigt der Spannungsabfall V58 über den beiden Teilwiderständen
nur noch proportional zum Widerstandswert des ersten Teilwiderstandes 58a anstatt
proportional zu der Summe der Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b an.
Für größere Eingangsspannungen Vin reduziert
sich damit die Verkürzung des zweiten Einschaltdauerabschnittes
mit zunehmender Eingangsspannung Vin, was einer Verringerung der
Steigung der Zählerfunktion entspricht.Due to the voltage limiting circuit 81 - 84 owns the in 20 illustrated signal generating circuit 50 two different operating states, a first operating state in which the voltage limiting circuit is not active, and a second operating state in which the voltage limiting circuit is active. In a first operating state in which, at low input voltages Vin, the current I13 dependent on the input voltage Vin, and thus the current I63, is so small that a voltage drop V58b across the second partial resistance is smaller than the voltage limiting value, the function in FIG 20 illustrated signal generating circuit according to the in 10 shown signal generating circuit. With increasing input voltage Vin reduces at the in 10 The signal generating circuit shown, the second duty cycle depending on the input voltage Vin and the resistance value of the resistor 85 , and at the in 20 shown signal generating circuit depending on the input voltage Vin and dependent on the sum of the two partial resistors 58a . 58b , During this operating state is in the in 20 represented signal generation circuit, the slope of the counter function Z (Vin) thus dependent on the sum of the two partial resistors 58a . 58b , For larger input voltages Vin, the current through the I63 over the second partial resistance 58b caused voltage drop V58b is greater than the voltage limiting value, the voltage drop V58 across the two partial resistors only increases in proportion to the resistance value of the first partial resistance 58a instead of being proportional to the sum of the resistance values of the two partial resistors 58a . 58b at. For larger input voltages Vin thus reduces the shortening of the second duty cycle portion with increasing input voltage Vin, which corresponds to a reduction in the slope of the counter function.
Der
in 19 dargestellte erste Schwellenwert Vin1, bei dem die Steigung der Zählerfunktion
abflacht ist bei der in 20 dargestellten
Signalerzeugungsschaltung über die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 einstellbar.
Vin1 entspricht dabei dem Wert der Eingangsspannung
Vin, bei dem der Spannungsabfall über den zweiten Teilwiderständen 58b dem
Spannungsbegrenzungswert entspricht. Die Steilheit der Zählerfunktion
ist über die Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b einstellbar.
Die größere Steilheit im ersten Intervall [0,
Vin1] ergibt sich hierbei aus der Summe
der beiden Teilwiderstände 58a, 58b.
Die kleinere Steigung im zweiten Intervall [Vin1,
Vin0] ergibt sich aus dem Widerstandswert
des zweiten Teilwiderstandes 58b.The in 19 shown first threshold Vin 1 , in which the slope of the counter function is flattened at the in 20 shown signal generating circuit via the voltage limiting circuit 81 - 84 adjustable. Vin 1 corresponds to the value of the input voltage Vin, in which the voltage drop across the second partial resistors 58b corresponds to the voltage limiting value. The steepness of the counter function is above the resistance values of the two partial resistors 58a . 58b adjustable. The greater steepness in the first interval [0, Vin 1 ] results here from the sum of the two partial resistances 58a . 58b , The smaller slope in the second interval [Vin 1 , Vin 0 ] results from the resistance value of the second partial resistance 58b ,
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- EP 1189485 B1 [0006] - EP 1189485 B1 [0006]
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