DE10143016B4

DE10143016B4 - Method for regulating the output current and / or the output voltage of a switched-mode power supply

Info

Publication number: DE10143016B4
Application number: DE2001143016
Authority: DE
Inventors: Ralf Dipl.-Ing. Schröder
Original assignee: Friwo Geraetebau GmbH
Current assignee: Friwo Geraetebau GmbH
Priority date: 2000-04-12
Filing date: 2001-09-03
Publication date: 2011-03-24
Anticipated expiration: 2021-09-04
Also published as: DE10143016A1

Abstract

Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstromes und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils mit
einem Transformator (2, 12, 21) und einer Steuerschaltung (3, 13, 22),
wobei ein Messwert verwendet wird, welcher schaltungsintern gebildet und zur Beeinflussung der Steuerschaltung (3, 13, 22) eingesetzt wird nach dem Hauptpatent 100 18 229
dadurch gekennzeichnet,
dass der am Eingang (U) anliegende Messwert während der Einschaltdauer des elektronischen Schalters (14) ständig überwacht wird und im Falle eines außerhalb des erwarteten Spannungsintervalls liegenden Messwertes durch die Steuerschaltung (3, 13, 22) die Ausschaltdauer des elektronischen Schalter (14) derart beeinflusst wird, dass die durch den Wandler übertragene Energie einen Minimalwert annimmt.Method for regulating the output current and / or voltage of a primary controlled switching power supply with
a transformer (2, 12, 21) and a control circuit (3, 13, 22),
wherein a measured value is used, which is formed in-circuit and used to influence the control circuit (3, 13, 22) according to the main patent 100 18 229
characterized,
the measured value present at the input (U) is constantly monitored during the switch-on period of the electronic switch (14) and in the case of a measured value outside the expected voltage interval by the control circuit (3, 13, 22) the switch-off duration of the electronic switch (14) it is influenced that the energy transmitted through the transducer assumes a minimum value.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstromes und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator und einer Steuerschaltung wobei ein Messwert verwendet wird, welcher schaltungsintern gebildet und zur Beeinflussung der Steuerschaltung eingesetzt wird nach DE 100 18 229 B4 .The invention relates to a method for regulating the output current and / or voltage of a primary controlled switching power supply with a transformer and a control circuit wherein a measured value is used, which is formed inside the circuit and used to influence the control circuit DE 100 18 229 B4 ,

Bei Schaltnetzteilen nach dem Flusswandlerprinzip und bei freischwingenden Sperrwandlern kann der Ausgangsstrom durch Begrenzung des Primärstromes im Transformator eingestellt werden. Dabei entsteht eine Strombegrenzung, die ein- und ausgangsspannungsabhängig und somit nicht für alle vorgesehen Anwendungsfälle einsetzbar ist. Die Ausgangsspannungsabhängigkeit kann durch geeignete Schaltungsdimensionierungen relativ klein gehalten werden, erfordert jedoch einen erhöhten Schaltungsaufwand und verursacht somit zusätzliche Kosten. Die Eingangsspannungsabhängigkeit entsteht durch die konstante Verzögerung der Abschaltung bei spannungsabhängig unterschiedlicher Steigung des Stromes und muss durch zusätzliche Beschaltung begrenzt werden, welche ebenfalls einen erhöhten Schaltungsaufwand erfordern und somit zusätzliche Kosten verursachen. Daneben sind Schaltnetzteile ohne Optokoppler bekannt, welche in der Regel eine schlechte Lastausreglung besitzen und somit zu einer hohen Ausgangsspannung bei geringem Ausgangsstrom und zu einer niedrigen Ausgangsspannung bei einem großen Ausgangsstrom führen.For switching power supplies based on the flux converter principle and for free-swinging flyback converters, the output current can be adjusted by limiting the primary current in the transformer. This creates a current limit, the input and output voltage dependent and thus can not be used for all intended applications. The output voltage dependence can be kept relatively small by suitable circuit dimensions, but requires an increased circuit complexity and thus causes additional costs. The input voltage dependence is caused by the constant delay of the shutdown at voltage-dependent different slope of the current and must be limited by additional circuitry, which also require an increased circuit complexity and thus incur additional costs. In addition, switching power supplies are known without optocouplers, which usually have a poor load balancing and thus lead to a high output voltage with low output current and a low output voltage at a large output current.

Schaltnetzteile der gattungsgemäßen Art werden bevorzugt zur Spannungsversorgung von elektrischen oder elektronischen Geräten mit niedriger Versorgungsspannung eingesetzt und werden in großer Zahl benötigt, so dass eine möglichst kostengünstige Schaltungsanordnung gewählt werden muss, welche darüber hinaus die bestehenden Nachteile beseitigt.Switching power supplies of the generic type are preferably used for power supply of electrical or electronic devices with low supply voltage and are needed in large numbers, so that the most cost-effective circuit arrangement must be selected, which also eliminates the existing disadvantages.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren, sowie eine Schaltung aufzuzeigen, welche eine nahezu lastunabhängige Spannung- und/oder Stromregelung mit verhältnismäßig geringem Schaltungsaufwand ermöglicht und eine Sicherheitsfunktion gegenüber hohen sekundärseitigen Ausgangsspannungen aufweist.The invention has for its object to provide a method and a circuit which allows a virtually load-independent voltage and / or current control with relatively little circuit complexity and has a safety function against high secondary output voltages.

Erfindungsgemäß ist zur Lösung dieser Aufgabe vorgesehen, das der am Eingang U anliegende Messwert während der Einschaltdauer des elektronischen Schalters ständig überwacht wird und im Falle eines außerhalb des erwarteten Spannungsintervalls liegenden Messwertes durch die Steuerschaltung die Ausschaltdauer des elektronischen Schalter in derart beeinflusst wird, dass die durch den Wandler übertragene Energie einen Minimalwert annimmt.According to the invention is provided for solving this problem that the voltage applied to the input U reading during the on-time of the electronic switch is constantly monitored and in the case of a lying outside the expected voltage interval measured by the control circuit, the turn-off of the electronic switch in such a way that by the energy transmitted to the transducer assumes a minimum value.

Der am Eingang anliegende Spannungswert ermöglicht einerseits die Feststellung einer Störung im Primärkreis, beispielsweise durch eine fehlende oder unterbrochene Verbindung des Einganges U und andererseits im Falle einer Abweichung von einem erwarteten Spannungsintervall kann eine sofortige Regelung und Beeinflussung des elektronischen Schalters erfolgen, sodass sekundärseitig keine Erhöhung der Ausgangsspannung eintritt. Mit dieser zusätzlichen Überwachungseinrichtung wird somit einem erhöhten Sicherheitsbedürfnis eines Schaltnetzteils Rechnung getragen. Hierbei besteht die Möglichkeit, dass die übertragene Energie soweit verringert wird, dass eine geringe sekundärseitige Last ausreicht, um die Spannung im ungefährlichen Bereich zu halten. Als Ausgangslast reicht beispielsweise der in der Schaltung vorhandene sekundärseitige Lastwiderstand. Somit ist ein gefahrloser Betrieb des Schaltnetzteils bei allen Lastfällen oder ggf. bei Unterbrechung der Zuleitung zum Eingang U gewährleistet. Alternativ besteht die Möglichkeit im Störungsfall den elektronischen Schalter sofort auszuschalten, wodurch ebenfalls eine Erhöhung der sekundärseitigen Ausgangsspannung verhindert wird. Zur Vermeidung einer eventuellen Fehlfunktion während des Einschaltvorganges ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass bei der Überwachung der am Eingang U anliegenden Spannung die auftretende Verzögerung zwischen dem Einschaltirnpuls der Steuerschaltung und dem Ansprechen des elektronischen Schalters entsprechend berücksichtigt wird. Eine Überwachung der Eingangsspannung kann sowohl auf negative als auch auf positive Spannungswerte ausgedehnt werden, wenn beispielsweise die zur Spannungserzeugung verwendete Hilfswicklung in ihrem Wicklungssinn umgedreht angeschlossen wird.The voltage applied to the input on the one hand allows the detection of a fault in the primary circuit, for example, by a missing or interrupted connection of the input U and on the other hand, in case of deviation from an expected voltage interval, an immediate control and influencing the electronic switch can be done, so that the secondary side no increase in Output voltage occurs. With this additional monitoring device thus an increased security needs of a switching power supply is taken into account. In this case, there is the possibility that the transmitted energy is reduced to such an extent that a low secondary-side load is sufficient to keep the voltage in the safe range. As an output load, for example, the existing in the circuit secondary load resistance ranges. Thus, a safe operation of the switching power supply is guaranteed in all load cases or possibly interrupting the supply to the input U. Alternatively, it is possible to switch off the electronic switch immediately in the event of a malfunction, which also prevents an increase in the secondary-side output voltage. To avoid a possible malfunction during the switch-on is inventively provided that in the monitoring of the voltage applied to the input U, the delay occurring between the ON pulse of the control circuit and the response of the electronic switch is taken into account accordingly. Monitoring of the input voltage can be extended to both negative and positive voltage values, for example, if the auxiliary winding used to generate the voltage is reversed in its winding sense.

In Ausgestaltung der Erfindung ist in vorteilhafter Weise vorgesehen, dass der Ausgangstrom durch Einstellung des Tastverhältnisses des Sekundärstroms geregelt wird und wobei speziell zur Einstellung eines konstanten Ausgangsstroms ein konstantes Tastverhältnis des Sekundärstroms eingestellt wird.In an embodiment of the invention, it is advantageously provided that the output current is regulated by adjusting the duty cycle of the secondary current and wherein a constant duty cycle of the secondary current is set especially for setting a constant output current.

Hierdurch wird der Ausgangsstrom bei konstant gehaltenem Abschaltstrom ebenfalls konstant. Durch die Verwendung eines schaltungsintern gebildeten Messwerts zur Beeinflussung der Steuerschaltung wird ferner eine nahezu lastunabhängige Spannungsregelung mit wenigen Bauelementen ermöglicht. Beispielsweise besteht die Möglichkeit den Zeitpunkt zur Speicherung des Messwertes so festzulegen, dass zum Zeitpunkt der Speicherung der Strom im Wandler unabhängig von der sekundären Belastung ist. Hierdurch ergibt sich im Weiteren der Vorteil, dass bei geringer Belastung mit einer erheblich niedrigeren Taktfrequenz des Schaltnetzteils gearbeitet werden kann, wodurch eine sehr geringe Leeriaufeingangsleistung erzielt wird. Ferner kann bei derartigen Schaltungsanordnungen auf die Verwendung eines Optokopplers verzichtet werden, so dass erhebliche Kosten eingespart werden können.As a result, the output current is also constant at a constant off current. By using a measurement value formed inside the circuit to influence the control circuit, furthermore, a virtually load-independent voltage regulation with a few components is made possible. For example, it is possible to set the time for storing the measured value such that, at the time of storage, the current in the converter is independent of the secondary load. This results in the further advantage that at low load with a considerable lower frequency of the switching power supply can be worked, whereby a very low Leeriaufeingangsleistung is achieved. Furthermore, in such circuit arrangements can be dispensed with the use of an optocoupler, so that considerable costs can be saved.

Bei der Verwendung eines konstanten Tastverhältnisses des Sekundärstromes besteht die Möglichkeit eine Stromreglung in derart vorzunehmen, dass die Länge der Sekundär-Strompause durch verzögern des Primär-Einschaltimpulses variiert wird. Demgegenüber kann eine Spannungsreglung durch einen konstanten Einschaltimpuls des elektronischen Schalters erfolgen, wobei die Abschaltzeit entsprechend variiert werden kann.When using a constant duty cycle of the secondary current, it is possible to carry out a current regulation in such a way that the length of the secondary current pause is varied by delaying the primary switch-on pulse. In contrast, a voltage regulation can be effected by a constant switch-on pulse of the electronic switch, wherein the switch-off time can be varied accordingly.

In Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der elektronische Schalter für den Primärstrom durch die Steuerschaltung durch ein Ausgangssignal, welches gegenüber dem ursprünglichen Ausgangssignal verzögert ist, angesteuert wird, wodurch eine Einstellung des Tastverhältnisses möglich wird. Im Bedarfsfall kann die Ansteuerung des elektronischen Schalter über einen Vorwiderstand erfolgen.In an embodiment of the invention, it is provided that the electronic switch for the primary current is driven by the control circuit by an output signal which is delayed relative to the original output signal, whereby an adjustment of the duty cycle is possible. If necessary, the control of the electronic switch can be done via a series resistor.

In Ausgestaltung der Erfindung ist im Weiteren vorgesehen, dass als Messwert die induzierte Spannung einer Hilfswicklung des Transformators verwendet wird oder das ein Hochspannungs-IC für die Spannungsregelung eingesetzt wird und als Messwert die Spannung der Primärhauptwicklung des Transformators verwendet wird, wodurch die Möglichkeit besteht, ausgangsseitig eine Trennung von der Hochspannungsseite vorzunehmen und im Falle der Hilfswicklung kann in einer bevorzugten Ausführung ferner mit einem niedrigen Spannungspotential primärseitig gearbeitet werden. Darüber hinaus verursacht die Anfertigung derartiger Transformatoren nur geringe Zusatzkosten und führt zu einem erheblichen Kostenvorteil gegenüber herkömmlichen Schaltungsanordnungen. In weiterer Ausgestaltung ist hierbei vorgesehen, dass der Messwert zu einem festen, aber variabel einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises zwischengespeichert wird.In an embodiment of the invention it is furthermore provided that the induced voltage of an auxiliary winding of the transformer is used as the measured value or that a high voltage IC is used for the voltage regulation and the voltage of the primary main winding of the transformer is used as a measured value, whereby the possibility exists on the output side make a separation of the high voltage side and in the case of the auxiliary winding can also be used on the primary side in a preferred embodiment with a low voltage potential. In addition, the production of such transformers causes only small additional costs and leads to a significant cost advantage over conventional circuits. In a further embodiment, it is provided here that the measured value is temporarily stored at a fixed, but variably adjustable time after interruption of the primary circuit.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Messwert mit einem internen Referenzwert der Steuerschaltung verglichen wird und in Abhängigkeit von der zeitlichen Höhe der Überschreitung durch den Messwert die Zeit zur erneuten Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises bestimmt werden kann. Dadurch, dass die Höhe der Überschreitung schaltungstechnisch bei einer erneuten Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises mit berücksichtigt wird, kann das Schaltverhalten des Schaltnetzteils in vorteilhafter Weise beeinflusst werden, sodass die Zykluszeit optimiert werden kann. Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung kann dahingehend vorgenommen werden, dass eine erneute Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises bis zum Erreichen eines maximalen Stroms des Transformators erfolgt. Durch diese Maßnahmen wird in Abhängigkeit von dem gespeicherten Messwert die Dauer der Ausschaltzeit des Leistungsschalters eingestellt, wobei die Ausschaltzeit um so größer ist, je höher die gespeicherte Spannung war. Nach Ablauf der Ausschaltzeit wird der Leistungsschalter so lange eingeschaltet, bis der Strom durch den Transformator den voreingestellten Maximalwert erreicht und somit ein neuer Zyklus beginnt. Als Leistungsschalter wird üblicherweise ein Feldeffekttransistor verwendet, während hingegen die Speicherung durch beispielsweise ein sample and hold Element erfolgt.In a further advantageous embodiment of the invention, it is provided that the measured value is compared with an internal reference value of the control circuit and, depending on the time duration of the exceeding by the measured value, the time for renewed voltage application of the primary circuit can be determined. Due to the fact that the amount of the overshoot is taken into account in circuit terms when the primary circuit is charged again, the switching behavior of the switched-mode power supply can be advantageously influenced, so that the cycle time can be optimized. A further embodiment of the invention can be made to the effect that a renewed voltage application of the primary circuit until reaching a maximum current of the transformer. As a result of these measures, the duration of the switch-off time of the circuit breaker is set as a function of the stored measured value, the switch-off time being greater, the higher the stored voltage was. After the switch-off time has elapsed, the circuit-breaker is switched on until the current through the transformer reaches the preset maximum value, thus starting a new cycle. As a circuit breaker usually a field effect transistor is used, while on the other hand, the storage is done by, for example, a sample and hold element.

In alternativer Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass der Strom des Transformators mit einem zeitabhängigen Referenzwert verglichen wird, wobei der Referenzwert gebildet wird durch Referenz (t) = Abschaltwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/t_ein) (für t_ein > minimale Einschaltzeit).In an alternative embodiment of the invention, it is proposed that the current of the transformer is compared with a time-dependent reference value, wherein the reference value is formed by Reference (t) = Abschaltwelle / (1 + cut-off delay / _t) (for t _a > minimum switch-on time).

Durch den Vergleich des Referenzwertes mit dem Strom des Transformators kann somit ein Ausgleich der unterschiedlichen Stromanstiegsgeschwindigkeiten vorgenommen werden, so dass bei großer Anstiegsgeschwindigkeit der Abschaltvorgang eher eingeleitet wird und somit ein spannungsunabhängiger Abschaltpunkt vorliegt. Der besondere Vorteil der sich hieraus ergibt liegt darin, dass eine nahezu eingangsspannungsunabhängige Strombegrenzung ermöglicht wird, die ebenfalls in einem Niederspannungs-IC integriert werden kann, da keine Verbindung zum höheren Spannungspotential notwendig ist.By comparing the reference value with the current of the transformer, it is thus possible to compensate for the different current increase speeds, so that, when the slew rate is high, the turn-off process is initiated sooner and thus there is a voltage-independent switch-off point. The particular advantage resulting from this is that an almost input voltage-independent current limit is made possible, which can also be integrated in a low-voltage IC, since no connection to the higher voltage potential is necessary.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird zur Anwendung des vorstehend beschriebenen Verfahrens eine Schaltungsanordnung aufgezeigt, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass die Spannungsversorgung der Steuerschaltung durch einen Linear- oder Schaltregler erfolgt. Zu diesem Zweck liefert beispielsweise eine Hilfswicklung des Transformators eine Messspannung für die Steuerschaltung. Alternativ besteht die Möglichkeit, dass die Steuerschaltung als Hochspannungs-IC ausgebildet ist und als Messspannung die Spannung der Primärhauptwicklung anliegt. In der Schaltungsanordnung übernimmt die Steuerschaltung die Zu- oder Abschaltung eines elektronischen Schalters zur Spannungsbeaufschlagung der primärseitigen Hauptwicklung. Der elektronische Schalter wird hierbei ggf. über einen Vorwiderstand durch die Steuerschaltung angesteuert, wobei eine Ansteuerung über ein verzögertes Ausgangssignal erfolgen kann. Hierbei wird das Ausgangssignal in soweit verzögert, dass das Tastverhältnis des Sekundärstromes konstant gehalten wird. Dadurch wird der mittlere Ausgangsstrom proportional zum Primärpeakstrom, sodass bei konstantem Abschaltstrom demzufolge der Ausgangsstrom ebenfalls konstant ist.In a further embodiment of the invention, a circuit arrangement is shown for the application of the method described above, which is characterized in that the voltage supply of the control circuit is effected by a linear or switching regulator. For this purpose, for example, an auxiliary winding of the transformer provides a measuring voltage for the control circuit. Alternatively, there is the possibility that the control circuit is designed as a high-voltage IC and applied as a measuring voltage, the voltage of the primary main winding. In the circuit arrangement, the control circuit takes over the connection or disconnection of an electronic switch for voltage application of the primary-side main winding. The electronic switch is in this case possibly via a series resistor by the control circuit controlled, wherein a control can be done via a delayed output signal. In this case, the output signal is delayed in such a way that the duty cycle of the secondary current is kept constant. As a result, the average output current is proportional to the primary peak current, so that at constant cut-off current, therefore, the output current is also constant.

Eine Hilfswicklung des Transformators liefert zur Steuerung eine Messspannung, welche erfindungsgemäß zu einem festen, einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises speicherbar ist, wodurch der bereits aufgeführte Vorteil einer nahezu lastunabhängigen Ausgangsspannung entsteht. Eine erneute Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises kann im weiteren in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung des internen Referenzwertes der Steuerschaltung erfolgen, sodass ein Einfluss auf die Zykluszeit und damit auf die Taktrate vorgenommen werden kann.An auxiliary winding of the transformer provides for controlling a measuring voltage, which according to the invention can be stored at a fixed, adjustable time after interruption of the primary circuit, whereby the already mentioned advantage of an almost load-independent output voltage is produced. A renewed voltage application of the primary circuit can be carried out depending on the amount of exceeding the internal reference value of the control circuit, so that an influence on the cycle time and thus on the clock rate can be made.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist schaltungstechnisch vorgesehen, dass der Primärkreis in Abhängigkeit der induzierten Spannung der Hilfswicklung, vorzugsweise bei einem Wert < 0,1 Volt, wiedereinschaltbar ist.In a further embodiment of the invention, circuit technology provides that the primary circuit can be switched back on as a function of the induced voltage of the auxiliary winding, preferably at a value <0.1 volt.

In weiterer besonderer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Ansteuerspannung für den elektronischen Schalter zusätzlich durch eine Spannung proportional zum Verhältnis Einschaltzeit + Ausschaltzeit / Einschaltzeit überlagert ist.In a further particular embodiment of the invention it is provided that the drive voltage for the electronic switch in addition by a voltage proportional to the ratio Switch-on time + switch-off time / switch-on time is superimposed.

Die erfindungsgemäß verwendete Steuerschaltung besteht hierbei aus einem einzelnen selbst entwickelten IC, in welchem sämtliche Funktionen integriert sind. Das IC wird mit der notwendigen Versorgungsspannung bzw. den notwendigen Spannungen beaufschlagt, sodass eine Ansteuerung des elektronischen Schalters erfolgen kann.The control circuit used in this invention consists of a single self-developed IC, in which all functions are integrated. The IC is supplied with the necessary supply voltage or the necessary voltages, so that a control of the electronic switch can take place.

Die Erfindung wird im Weiteren an Hand von vier Schaltungsbeispielen erläutert.The invention will be explained below with reference to four circuit examples.

Es zeigtIt shows

1 einen Stromlaufplan eines ersten Schaltungsbeispiels eines Spannungsreglers mit Linearregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises, 1 a circuit diagram of a first circuit example of a voltage regulator with linear regulator for supplying the control circuit,

2 ein Schaltungsbeispiel eines Spannungsreglers mit Schaltregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises, 2 a circuit example of a voltage regulator with switching regulator for supplying the control circuit,

3 einen Stromlaufplan eines Spannungsreglers mit Linearregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises, wobei der Schalter über ein verkürztes Signal angesteuert wird und 3 a circuit diagram of a voltage regulator with linear regulator for supplying the control circuit, wherein the switch is controlled by a shortened signal, and

4 ein Stromlaufplan eines Spannungsregler mit Linearregler gemäß 3, wobei als Referenzwert die Spannung der Primärhauptwicklung verwendet wird. 4 a circuit diagram of a voltage regulator with linear regulator according to 3 in which the voltage of the primary main winding is used as the reference value.

1 zeigt in einem ersten Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 1, welches einen Transformator 2, eine Steuerschaltung 3 und einen elektronischer Schalter 4 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. In den Primärkreis 5 des Transformators 2 ist ein Vorwiderstand R10, zwei Dioden D10, D11 sowie eine Spule 110 in Reihe geschaltet, während zwei Glättungskondensatoren C10, C11 parallel zu den Eingängen X9, X10 geschaltet sind und wobei der Kondensator C10 einerseits an der Kathode der Diode D11 bzw. mit der Induktivität 110 verbunden ist, während der zweite Pol mit dem Eingang X10 verbunden ist. Der zweite Kondensator C11 ist hingegen unmittelbar parallel zur Primärwicklung des Transformators 2 hinter der Induktivität 110 geschaltet. 1 shows in a first embodiment, a circuit diagram of a switching power supply 1 which is a transformer 2 , a control circuit 3 and an electronic switch 4 and further circuit components. At the inputs X9, X10, the line AC voltage is connected, while at the outputs LTG100 and LTG101 the output voltage Ua is applied, namely at the output LTG100 the positive potential. In the primary circuit 5 of the transformer 2 is a series resistor R10, two diodes D10, D11 and a coil 110 connected in series, while two smoothing capacitors C10, C11 are connected in parallel with the inputs X9, X10 and wherein the capacitor C10 on the one hand at the cathode of the diode D11 and with the inductance 110 is connected while the second pole is connected to the input X10. The second capacitor C11, however, is directly parallel to the primary winding of the transformer 2 behind the inductance 110 connected.

Der Sekundärkreis 6 weist hingegen eine in Reihe geschaltete Diode D100 sowie einen hierzu parallel geschalteten Kondensator C100 auf. Ein Kondensator C101 mit einem parallel geschalteten Widerstand R100 ist einerseits mit dem Ausgang LTG100 und andererseits mit dem Ausgang LTG101 verbunden. An C11 liegt die gleichgerichtete Netzspannung an, während an C101 die gleichgerichtete Ausgangsspannung anliegt.The secondary circuit 6 on the other hand, has a series-connected diode D100 and a capacitor C100 connected in parallel therewith. A capacitor C101 with a resistor R100 connected in parallel is connected on the one hand to the output LTG100 and on the other hand to the output LTG101. The rectified mains voltage is present at C11, while the rectified output voltage is present at C101.

Über die Widerstände R11 und R12 erhält die Steuerschaltung 3 bzw. der integrierte Schaltkreis IC10 die Versorgungsspannung. Die Anschlüsse VT, GND, L und VDD dienen ebenfalls der Versorgung des integrierten Schaltkreises IC10 mit einer geregelten Betriebsspannung. Der integrierte Schaltkreis IC10 kann als Schaltregler gemäß 1 oder als Linearregler gemäß 2 eingesetzt werden. Zum Betrieb als Linearregler sind die Ausgänge L und VDD miteinander verbunden, wie in 1 gezeigt. Der Ausgang G des integrierten Schaltkreises IC10 ist über einen Vorwiderstand R13 mit dem elektronischen Schalter 4, einem Feldeffekttransistor T10, verbunden. Die Ausgänge L und VDD sind im Weiteren über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang VT und IP ist über die Widerstände R15, R16 an den Ausgang des Feldeffekttransistors T10 angeschlossen, welcher wiederum über den Widerstand R14 mit dem Groundpotential verbunden ist. Zwischen dem Groundpotential des Regelteils und dem Ausgang LTG101 ist im Weiteren ein Kondensator C14 in Reihe geschaltet.About the resistors R11 and R12 receives the control circuit 3 or the integrated circuit IC10 the supply voltage. The terminals VT, GND, L and VDD also serve to supply the integrated circuit IC10 with a regulated operating voltage. The integrated circuit IC10 can be used as a switching regulator according to 1 or as a linear regulator according to 2 be used. For operation as a linear regulator, the outputs L and VDD are interconnected as in 1 shown. The output G of the integrated circuit IC10 is connected via a series resistor R13 to the electronic switch 4 , a field effect transistor T10. The outputs L and VDD are further connected via a capacitor C13 to the ground potential, while the input U is connected to the auxiliary winding Nh. The input VT and IP is connected via the resistors R15, R16 to the output of the field effect transistor T10, which in turn is connected via the resistor R14 to the ground potential. Between the Ground potential of the control part and the output LTG101, a capacitor C14 is further connected in series.

2 zeigt einen Stromlaufplan, in dem der integrierte Schaltkreis IC10 als Schaltregler eingesetzt ist. Gegenüber der vorgenannten Schaltung gemäß 1 wurde eine Induktivität L11 an die Ausgänge L und VDD angeschlossen. Der Ausgang VDD und der zweite Anschluss der Induktivität 111 ist über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang VT des integrierten Schaltkreises IC10 ist hingegen offen und der Eingang IP wird wie bisher über den Widerstand R16 mit dem Ausgang des Feldeffekttransistors T10 verbunden. Im Weiteren wird über einen Spannungsteiler das Ausgangssignal G zur Ansteuerung des Eingangs IP mit herangezogen, wobei das Ausgangssignal über einen Widerstand R17, einen Kondensator C15, eine Diode D12 und einen Widerstand R15 dem Eingang IP zugeleitet wird. Die Diode D12 ist kathodenseitig über den Widerstand R17 und Kondensator C15 mit dem Ausgang G verbunden. 2 shows a circuit diagram, in which the integrated circuit IC10 is used as a switching regulator. Compared to the aforementioned circuit according to 1 An inductance L11 was connected to the outputs L and VDD. The output VDD and the second terminal of the inductance 111 is connected via a capacitor C13 to the ground potential, while the input U is connected to the auxiliary winding Nh. The input VT of the integrated circuit IC10, however, is open and the input IP is connected as before via the resistor R16 to the output of the field effect transistor T10. Furthermore, the output signal G is used to control the input IP via a voltage divider, wherein the output signal is fed via a resistor R17, a capacitor C15, a diode D12 and a resistor R15 to the input IP. The diode D12 is connected to the output G via the resistor R17 and capacitor C15 on the cathode side.

3 zeigt in einem weiteren Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 11, welches einen Transformator 12, eine Steuerschaltung 13 und einen elektronischen Schalter 14 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. In den Primärkreis 15 des Transformators 12 ist ein Vorwiderstand R10, zwei Dioden D10, D11 sowie eine Spule 110 in Reihe geschaltet, während zwei Glättungskondensatoren C10, C11 parallel zu den Eingängen X9, X10 geschaltet sind und wobei der Kondensator C10 einerseits an der Kathode der Diode D11 bzw. mit der Induktivität L10 verbunden ist, während der zweite Pol mit dem Eingang X10 verbunden ist. Der zweite Kondensator C11 ist hingegen unmittelbar parallel zur Primärwicklung des Transformators 12 hinter der Induktivität L10 geschaltet. 3 shows in another embodiment, a circuit diagram of a switching power supply 11 which is a transformer 12 , a control circuit 13 and an electronic switch 14 and further circuit components. At the inputs X9, X10, the line AC voltage is connected, while at the outputs LTG100 and LTG101 the output voltage Ua is applied, namely at the output LTG100 the positive potential. In the primary circuit 15 of the transformer 12 is a series resistor R10, two diodes D10, D11 and a coil 110 In series, while two smoothing capacitors C10, C11 are connected in parallel with the inputs X9, X10 and wherein the capacitor C10 is connected on the one hand to the cathode of the diode D11 and to the inductor L10, while the second pole is connected to the input X10 , The second capacitor C11, however, is directly parallel to the primary winding of the transformer 12 connected behind the inductance L10.

Der Sekundärkreis 16 weist hingegen eine in Reihe geschaltete Diode D100 sowie einen hierzu parallel geschalteten Kondensator C100 auf. Ein Kondensator C101 mit einem parallel geschalteten Widerstand R100 ist einerseits mit dem Ausgang LTG100 und andererseits mit dem Ausgang LTG101 verbunden.The secondary circuit 16 on the other hand, has a series-connected diode D100 and a capacitor C100 connected in parallel therewith. A capacitor C101 with a resistor R100 connected in parallel is connected on the one hand to the output LTG100 and on the other hand to the output LTG101.

An C11 liegt die gleichgerichtete Netzspannung an, während an C101 die gleichgerichtete Ausgangsspannung anliegt.The rectified mains voltage is present at C11, while the rectified output voltage is present at C101.

Über die Widerstände R11 und R12 erhält der integrierte Schaltkreis IC10 die Versorgungsspannung. Die Anschlüsse GND, L und VDD dienen ebenfalls der Versorgung des integrierten Schaltkreises IC10 mit einer geregelten Betriebsspannung. Der integrierte Schaltkreis IC10 ist wiederum als Schaltregler geschaltet. An die Ausgänge L und VDD ist eine Induktivität L11 angeschlossen, wie aus 2 bekannt. Der Ausgang G2 des integrierten Schaltkreises IC10 ist über einen Vorwiderstand R13 mit dem elektronischen Schalter 14, einem Feldeffekttransistor T10 verbunden. Der Ausgang VDD und der zweite Anschluss der Induktivität L11 ist über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang Ip ist offen. Der Ausgang des Feldeffekttransistors T10 ist über den Widerstand R14 mit dem Groundpotential verbunden. Zwischen dem Groundpotential des Regelteils und dem Ausgang LTG101 ist im Weiteren ein Kondensator C14 in Reihe geschaltet. Der Eingang VT ist über einen Widerstand R18 mit Groundpotential verbunden. Eine weitere Beschaltung, wie in 2 vorhanden, entfällt.The integrated circuit IC10 receives the supply voltage via the resistors R11 and R12. The terminals GND, L and VDD also serve to supply the integrated circuit IC10 with a regulated operating voltage. The integrated circuit IC10 is in turn connected as a switching regulator. To the outputs L and VDD an inductance L11 is connected, as shown 2 known. The output G2 of the integrated circuit IC10 is connected via a series resistor R13 to the electronic switch 14 , connected to a field effect transistor T10. The output VDD and the second terminal of the inductance L11 is connected via a capacitor C13 to the ground potential, while the input U is connected to the auxiliary winding Nh. The input Ip is open. The output of the field effect transistor T10 is connected via the resistor R14 to the ground potential. Between the ground potential of the control part and the output LTG101, a capacitor C14 is further connected in series. The input VT is connected to ground potential via a resistor R18. Another wiring, as in 2 available, not applicable.

4 zeigt in einem weiteren Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 20, welches einen Transformator 21, eine Steuerschaltung 22 und einen elektronischen Schalter 14 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. Der Stromlaufplan entspricht weitestgehend der Ausführung gemäß 3, wobei als Steuerschaltung 22 ein Hochspannungs-IC eingesetzt wird und der Transformator 21 keine Hilfswicklung aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. Der Primärkreis 15 und der Sekundärkreis 16 sind identisch mit dem in 3 gezeigten Schaltnetzteil. Eine Abweichung gegenüber diesem Stromlaufplan besteht darin, dass die Steuerschaltung 22 mit ihrem Eingang VP unmittelbar mit der Primärhauptwicklung Np verbunden ist, deren zweiter Anschluss einerseits mit dem elektronischen Schalter 14 und andererseits mit dem Eingang U der Steuerschaltung 22 unmittelbar verbunden ist. Der Eingang VT der Steuerschaltung 22 ist gegenüber der Schaltung gemäß 3 unbeschaltet, während der Eingang Ip unmittelbar mit dem Ausgang des Feldeffekttransistor T10 verbunden ist. 4 shows in another embodiment, a circuit diagram of a switching power supply 20 which is a transformer 21 , a control circuit 22 and an electronic switch 14 and further circuit components. The circuit diagram corresponds largely to the version according to 3 , being used as a control circuit 22 a high-voltage IC is used and the transformer 21 has no auxiliary winding. At the inputs X9, X10, the line AC voltage is connected, while at the outputs LTG100 and LTG101 the output voltage Ua is applied, namely at the output LTG100 the positive potential. The primary circuit 15 and the secondary circuit 16 are identical to the one in 3 shown switching power supply. A deviation from this circuit diagram is that the control circuit 22 with its input VP is directly connected to the primary main winding Np, whose second connection on the one hand with the electronic switch 14 and on the other hand to the input U of the control circuit 22 is directly connected. The input VT of the control circuit 22 is opposite to the circuit according to 3 unconnected, while the input Ip is connected directly to the output of the field effect transistor T10.

Die Funktion der Spannungsregelung stellt sich wie folgt da. Der integrierte Schaltkreis IC10 schaltet den Ausgang G auf high, wodurch der Feldeffekttransistor T10 eingeschaltet wird. Hierdurch steigt der Strom durch die Wicklung Np des Wandlers W10 an, wobei derselbe Strom auch durch den Widerstand R14 fließt. Bei Erreichen der Abschaltschwelle an dem Anschluss IP des integrierten Schaltkreises IC10 wird Anschluss G auf low geschaltet und dadurch der Feldeffekttransistor T10 ausgeschaltet. Auf Grund der magnetischen Kopplung der drei Wicklungen des Transformators 2 werden in allen Wicklungen Spannungen induziert. Durch Nsek fließt zunächst ein Strom folgender Größe: Isek = IP·Np/Nsek The function of the voltage regulation is as follows. The integrated circuit IC10 switches the output G to high, whereby the field effect transistor T10 is turned on. As a result, the current through the winding Np of the converter W10 increases, wherein the same current also flows through the resistor R14. Upon reaching the switch-off threshold at the terminal IP of the integrated circuit IC10 terminal G is switched to low and thereby the field effect transistor T10 off. Due to the magnetic coupling of the three windings of the transformer 2 Voltages are induced in all windings. Nsek initially flows a stream of the following size: Isek = IP · Np / Nsec

Danach sinkt der Strom auf null ab. Währenddessen ist die Spannung an Nsek gleich der Summe der Spannungen an D100 und der Ausgangsspannung. Solange der Strom größer als null ist stehen die Spannungen an den Wicklungen im gleichen Verhältnis zueinander wie die Windungszahlen. Dies wird zur Reglung der Ausgangsspannung ausgenutzt. Dadurch, dass die magnetische Kopplung der Wicklungen zueinander nicht ideal ist, entsteht nach dem Abschalten von T10 zunächst ein Spannungsüberschwinger, bevor sich die Spannung an Nh auf die übertragene Spannung U(Nh) = U(Nsek)·Nh/Nsek einschwingt. Aus dem vorgenannten Grund darf deshalb nicht der Spitzenwert der Spannung an Nh zur Spannungsreglung an Nh ausgewertet werden. Die Auswertung darf erst erfolgen, wenn die Schwingungen abgeklungen sind. Im Weiteren ist der Spannungsabfall an D100 stromabhängig, wodurch die Spannung an Nh während des Stromflusses nicht konstant ist. Außerdem muss der Transistor oder Feldeffekttransistor T10 länger abgeschaltet werden als Strom durch Nsek fließt, so dass während eines Teils der Abschaltzeit keine Spannung mehr an Nh zur Verfügung steht, die von der Ausgangsspannung abhängig ist und ausgewertet werden kann. Um die vorstehenden Probleme zu lösen wird bei dem erfindungsgemäßen Regelungsprinzip jeweils in einem festen zeitlichen Abstand nach dem Abschalten von G bzw. G2 (3) die Spannung an U mit einem sample and hold Element gespeichert. Dadurch erhält man einen Messwert, der weitgehend unabhängig von der Kopplung der Wicklung ist, weil zum Messzeitpunkt die Schwingungen bereits abgeklungen sind. Außerdem ist sichergestellt, dass bei jeder Messung der Strom durch D100 gleich ist und somit auch die Spannung an D100 gleich ist. Überschreitet nun der Messwert den internen Referenzwert in IC10 wird in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung die Zeit bis zum nächsten Einschalten von G bzw. G2 (3) eingestellt. Je größer die Überschreitung ist, desto länger die Abschaltdauer. In einem Bereich von 4% der Referenzspannung variiert dabei die Abschaltdauer von 0 bis 10 ms, so dass bei geringer Belastung die Taktfrequenz auf minimale 100 Hertz zurückgeht und dabei die Ausgangsleistung auf einige mW absinkt. Eine Grundlast von wenigen mW im Gerät reicht demzufolge aus, um die Ausgangsspannung in einen Lastbereich von Nennlast (einige Watt) bis zum Leerlauf im Bereich von Unenn +/–2% zu halten. Nach Ablauf der Abschaltdauer wird G bzw. G2 wieder auf high gestellt, sofern die im Wandler gespeicherte Energie bereits vollständig zur Sekundärseite übertragen wurde, ansonsten wirkt die Stromreglung wie nachstehend beschrieben und ein neuer Zyklus beginnt.After that, the current drops to zero. Meanwhile, the voltage at Nsek is equal to the sum of the voltages at D100 and the output voltage. As long as the current is greater than zero, the voltages on the windings are in the same proportion to each other as the number of turns. This is used to control the output voltage. Due to the fact that the magnetic coupling of the windings to each other is not ideal, a voltage overshoot first occurs after switching off T10, before the voltage at Nh changes to the transmitted voltage U (Nh) = U (Nsek) · Nh / Nsek settles. For this reason, therefore, the peak value of the voltage at Nh for voltage regulation at Nh must not be evaluated. The evaluation may only take place when the vibrations have subsided. Furthermore, the voltage drop at D100 is current dependent, whereby the voltage at Nh during the current flow is not constant. In addition, the transistor or field effect transistor T10 must be turned off longer than current flows through Nsek, so that during a portion of the turn-off time, no voltage is available to Nh, which is dependent on the output voltage and can be evaluated. In order to solve the above problems in the control principle according to the invention in each case at a fixed interval after switching off G or G2 ( 3 ) the voltage at U is stored with a sample and hold element. This results in a measured value which is largely independent of the coupling of the winding, because at the time of measurement, the vibrations have already subsided. In addition, it is ensured that the current through D100 is the same for each measurement and thus also the voltage at D100 is the same. If the measured value exceeds the internal reference value in IC10, the time until the next switching on of G or G2 (depending on the level of the exceeded value) is exceeded ( 3 ). The greater the overshoot, the longer the shutdown time. In a range of 4% of the reference voltage, the switch-off duration varies from 0 to 10 ms, so that at low load, the clock frequency decreases to a minimum of 100 hertz and the output power drops to a few mW. A base load of a few mW in the device is therefore sufficient to keep the output voltage in a load range from rated load (a few watts) to idle in the range of Unenn +/- 2%. After expiry of the switch-off period, G or G2 is set to high again, provided that the energy stored in the converter has already been completely transferred to the secondary side, otherwise the current regulation acts as described below and a new cycle begins.

Die Funktion der Stromregelung erfolgt dadurch, dass nach dem Abschalten von T10 das Ausgangssignal G bzw. G2 (3) mindestens solange ausgeschaltet bleibt, bis die Spannung am Anschluss U von IC10 auf < 0,1 Volt zurückgeht. Dadurch wird erreicht, dass die im Wandler gespeicherte Energie vollständig zur Sekundärseite übertragen wird. Wenn der Wandler W10 so aufgebaut ist, dass die Einschaltzeit von T10 bei Nennlast sehr viel kürzer ist als die Ausschaltzeit, ergibt sich daraus eine Ausgangsstrombegrenzung, die bei kleiner Ausgangsspannung, z. B. Kurzschluss, nur wenig größer ist als bei Nennausgangsspannung. Um die Steilheit der Strombegrenzung zu verbessern kann erfindungsgemäß dem Spannungsabfall an R14 eine Spannung überlagert werden, die proportional zum Verhältnis (Einschaltzeit (G) + Ausschaltzeit (G))/Einschaltzeit (G) ist. Dieses Signal erzeugt IC10, es steht am Anschluss VT zur Verfügung.The function of the current regulation takes place in that after switching off of T10, the output signal G or G2 ( 3 ) remains off until the voltage at terminal U of IC10 decreases to <0.1 volts. This ensures that the energy stored in the converter is completely transferred to the secondary side. If the converter W10 is constructed so that the on time of T10 at rated load is much shorter than the turn-off time, this results in an output current limit, which at low output voltage, z. B. short circuit, only slightly larger than nominal output voltage. In order to improve the steepness of the current limit can be superimposed according to the invention, the voltage drop across R14, a voltage proportional to the ratio (Switch-on time (G) + switch-off time (G)) / switch-on time (G) is. This signal generates IC10, it is available at the VT port.

Alternativ besteht die Möglichkeit das Signal auch aus dem Gatesignal, gemäß 2, zu erzeugen, wenn die Spannung am eingeschalteten G konstant ist.Alternatively, there is the possibility of the signal from the gate signal, according to 2 to generate when the voltage at the switched-on G is constant.

Eine weitere Möglichkeit gemäß 3 die Strombegrenzung ausgangsspannungunabhängig zu realisieren besteht darin, das T10 nicht direkt durch das Ausgangssignal G des Spannungsreglers 14 angesteuert wird, sondern durch ein Ausgangssignal G2, welches gegenüber G soweit verkürzt ist, dass das Tastverhältnis dsek des Sekundärstroms konstant wird. Dadurch wird der mittlere Ausgangsstrom proportional zum Primärpeakstrom Ip. Bei konstantem Abschaltstrom Ip ist ferner der Ausgangsstrom Ia konstant. Ia = Ip·Np/Ns/2·dsek Np = Primärwindungszahl
Ns = SekundärwindungszahlAnother option according to 3 the current limit output voltage independent to realize is that the T10 not directly by the output signal G of the voltage regulator 14 is driven, but by an output signal G2, which is so far shortened compared to G that the duty cycle dsek of the secondary current is constant. As a result, the mean output current becomes proportional to the primary peak current Ip. At a constant cut-off current Ip, the output current Ia is also constant. Ia = Ip * Np / Ns / 2 * dsec Np = primary turn number
Ns = secondary winding number

Da die Netzwechselspannung stark variiert, insbesondere bei Geräten, die in verschiedenen Ländern, wie z. B. in den USA mit 110 Volt und in Europa mit 230 Volt betrieben werden können, ist die Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms in Np nicht konstant. Auf Grund der Verzögerungszeit zwischen Überschreiten der Referenz an IP und Abschaltung von T10 kommt es bei unterschiedlichen Eingangsspannungen zu verschiedenen Abschaltströmen, wenn eine konstante Referenz benutzt wird. Um dies zu verhindern wird erfindungsgemäß eine Referenz benutzt, die nach folgender Formel ansteigt: Referenzspannung (t_ein) = Abschaltschwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/(t_ein). Since the AC line voltage varies greatly, especially in devices that are used in different countries, such. For example, in the US, at 110 volts and in Europe, at 230 volts, the rate of rise of the current in Np is not constant. Due to the delay time between exceeding the reference to IP and turning off T10, different cut-off currents occur at different input voltages when a constant reference is used. In order to prevent this, according to the invention, a reference is used which increases according to the following formula: Reference voltage (t _A) = cut-off threshold / (1 + Turn-Off / (t _a).

Hierdurch wird erreicht, dass der Abschaltstrom nahezu eingangsspannungsunabhängig ist und die erfindungsgemäßen Vorteile entstehen.This ensures that the turn-off is almost independent of input voltage and the advantages of the invention arise.

Der in 4 gezeigte Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 20 verzichtet auf eine Hilfswicklung, sodass eine als Hochspannungs-IC verwendete Steuerschaltung 22 mit dem Eingang VP mit der Betriebsspannung versorgt wird und als zweiter Messpunkt die Spannung der Primärhauptwicklung Np an U anliegt. Das Regelprinzip ist identisch mit den weiteren Schaltreglern, lediglich die Spannung an U wird durch die Spannung Np ersetzt.The in 4 shown circuit diagram of a switching power supply 20 dispenses with an auxiliary winding, so that used as a high-voltage IC control circuit 22 is supplied with the input VP with the operating voltage and as a second measuring point, the voltage of the primary main winding Np at U is applied. The control principle is identical to the other switching regulators, only the voltage at U is replaced by the voltage Np.

BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS

11: SchaltnetzteilSwitching Power Supply
22: Transformatortransformer
33: Steuerschaltungcontrol circuit
44: elektronischer Schalterelectronic switch
55: Primärkreisprimary circuit
66: Sekundärkreissecondary circuit
1111: SchaltnetzteilSwitching Power Supply
1212: Transformatortransformer
1313: Steuerschaltungcontrol circuit
1414: elektronischer Schalterelectronic switch
1515: Primärkreisprimary circuit
1616: Sekundärkreissecondary circuit
2020: SchaltnetzteilSwitching Power Supply
2121: Transformatortransformer
2222: Steuerschaltungcontrol circuit
C10C10: Glättungskondensatorsmoothing capacitor
C11C11: Glättungskondensatorsmoothing capacitor
C13C13: Kondensatorcapacitor
C14C14: Kondensatorcapacitor
C15C15: Kondensatorcapacitor
C100C100: Kondensatorcapacitor
C101C101: Kondensatorcapacitor
D10D10: Diodediode
D11D11: Diodediode
D12D12: Diodediode
D100D100: Diodediode
IC10IC10: Schaltkreiscircuit
IPIP: Strom in W10Electricity in W10
110110: SpuleKitchen sink
111111: Induktivitätinductance
LTG100LTG100: Ausgangoutput
LTG101LTG101: Ausgangoutput
NhNh: Hilfswicklungauxiliary winding
Npnp: Wicklung (primär)Winding (primary)
Nsns: Wicklung (sekundär)Winding (secondary)
R10R10: Vorwiderstanddropping resistor
R11R11: Widerstandresistance
R12R12: Widerstandresistance
R13R13: Vorwiderstanddropping resistor
R14R14: Widerstandresistance
R15R15: Widerstandresistance
R16R16: Widerstandresistance
R17R17: Widerstandresistance
R18R18: Widerstandresistance
R100R100: Widerstandresistance
T10T10: FeldeffekttransistorField Effect Transistor
UU: Referenzspannungreference voltage
W10W10: Wandlerconverter
X9X9: Eingangentrance
X10X10: Eingangentrance

Claims

Method for regulating the output current and / or voltage of a primary controlled switching power supply with a transformer ( 2 . 12 . 21 ) and a control circuit ( 3 . 13 . 22 ), wherein a measured value is used, which is formed in-circuit and for influencing the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) is used after the main patent 100 18 229 characterized in that the measured value applied to the input (U) during the on-time of the electronic switch ( 14 ) is constantly monitored and in the case of a measured value outside the expected voltage interval by the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) the switch-off duration of the electronic switch ( 14 ) is influenced such that the energy transmitted through the transducer assumes a minimum value.

A method according to claim 1, characterized in that the transmitted energy is reduced to such an extent that a small secondary load is sufficient to keep the voltage in the safe range.

Method according to Claim 1 or 2, characterized in that in the case of a measured value lying outside the expected voltage interval at the input (U), the electronic switch ( 14 ) is switched off.

Method according to Claim 1, 2 or 3, characterized in that, during the monitoring of the measured value present at the input (U), the delay occurring due to the switch-on pulse of the control circuit ( 3 . 13 . 21 ) is taken into account.

Method according to one or more of claims 1 to 4, characterized in that the monitoring and control of the output voltage by the control circuit ( 3 . 13 . 21 ) with a negative or positive measuring voltage at the input (U).

Method according to one or more of claims 1 to 5, characterized in that the output current is regulated by adjusting the duty cycle of the secondary current.

Method according to one or more of claims 1 to 6, characterized in that the setting of a constant duty cycle of the secondary current.

Method according to one or more of claims 1 to 7, characterized in that a voltage regulation by a constant switch-on pulse of the electronic switch ( 14 ) and a variable switch-off time takes place.

Method according to one or more of claims 1 to 8, characterized in that as the measured value, the induced voltage of an auxiliary winding (Nh) of the transformer ( 2 . 12 . 21 ) or a high voltage IC is used for the voltage regulation and as a measured value the voltage of the primary main winding (Np) of the transformer ( 3 . 12 . 21 ) is used.

Method according to one or more of claims 1 to 9, characterized in that the measured value with an internal reference value of the control circuit ( 3 . 13 . 23 ) and that the time of application of the voltage to the transformer main winding (Np) is set as a function of the level of the exceeding of the internal reference value by the measured value.

Method according to one or more of Claims 1 to 10, characterized in that the renewed voltage saturation of the primary circuit ( 15 ) until reaching a maximum current of the transformer ( 2 . 12 . 21 ) he follows.

Method according to one or more of claims 1 to 11, characterized in that the current of the transformer ( 2 . 12 . 21 ) is compared with a time-dependent reference value.

A method according to claim 12, characterized in that as a reference value of the value

Reference (t _a) = cut-off threshold / (1 + cut-off delay / _t)

(for t _a > minimum turn-on time) is used, whereby the maximum current is kept constant.

Circuit for carrying out the method according to one or more of claims 1 to 13, characterized in that the voltage supply of the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) by a linear or switching regulator.

Circuit according to claim 14, characterized in that an auxiliary winding (Nh) of the transformer ( 2 . 12 . 21 ) a measuring voltage (U) for the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) or that the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) consists of a high voltage IC and as a measuring voltage, the voltage of the primary main winding (Np) is applied and that the primary circuit ( 15 ) an electronic switch ( 14 ) having.

Circuit according to one or more of Claims 14 to 15, characterized in that the time of application of the voltage to the transformer main winding (Np) depends on the level of exceeding of the internal reference value of the control circuit (Np). 3 . 13 . 22 ) is adjustable by the measured value.

Circuit according to Claim 16, characterized in that the primary circuit ( 15 ) in response to the induced voltage of the auxiliary winding, preferably at a value of <0.1 volts, is switched on again.

Circuit according to one or more of claims 14 to 17, characterized in that the measured value for the current cut-off additionally by a voltage proportional to the ratio

(Switch-on time + switch-off time) / (switch-on time)

is superimposed.

Circuit according to one or more of claims 14 to 18, characterized in that the measured value for the power cut is additionally superimposed by a voltage of the gate signal.

Circuit according to one or more of Claims 14 to 19, characterized in that the primary supply voltage of the control circuit ( 3 . 13 . 22 ) is carried out by the rectified, regulated primary voltage and the secondary no higher voltage potential is applied.