DE10124421C1 - Verfahren zur Schätzung eines Codecparameters - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Schätzung eines Codecparameters. Es ist insbesondere anwendbar zur Schätzung von Filterkoeffizienten in all ihren bekannten Darstellungsformen, von Verstärkungsfaktoren und von Sprachgrundfrequenzwerten, wie sie beispielsweise bei der Codierung von Sprache auftreten. Für die Schätzung werden extrapolative und interpolative Maßnahmen sowie die lineare Prädiktion in Kombination verwendet.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Schätzung eines im Zuge einer Sprachcodierung auftretenden Parameters, insbesondere eines Filterkoeffizienten, eines Verstärkungsfaktors, oder einer Sprachgrundfrequenz.

In digitalen Kommunikationssystemen wie dem Internet oder Mobilfunksystemen wie beispielsweise GSM oder UMTS werden Quellcodierverfahren, beispielsweise Sprach-, Audio-, Bild- oder Videocodierverfahren eingesetzt, um die zu übertragende Bitrate zu senken. Die Quellcodierverfahren liefern üblicherweise einen Bitstrom, der in Rahmen aufgeteilt ist. Im Falle der Sprachübertragung im GSM-System repräsentiert ein Rahmen sprachcodierter Bits 20 ms des Sprachsignals. Die Bits innerhalb eines Rahmens repräsentieren unter anderem einen bestimmten Satz an Parametern. Diese Parameter beschreiben beispielsweise die spektrale Einhüllende des Sprachsignals, die Sprachgrundfrequenz, oder eine Signalenergie beziehungsweise Verstärkung.

Ein Rahmen ist wiederum vielfach in Subrahmen aufgeteilt, so daß manche Parameter einmal pro Rahmen, andere einmal pro Subrahmen übertragen werden.

Im Falle des US-TDMA Enhanced Fullrate (EFR) Sprachcodecs mit 7.4 kbps enthält ein 20 ms-Rahmen 148 bit. Ein Rahmen besteht hier aus vier Subrahmen. Die Parameter sind hier im einzelnen:

• - Die 10 Koeffizienten eines Filters, welches die spektrale Einhüllende des Sprachsignals im Bereich des aktuellen Rahmens repräsentiert, werden mit 26 Bit pro Rahmen quantisiert. Diese Koeffizienten werden auch Spektralkoeffizienten oder Spektralparameter genannt.
• - Mittels 4 × 7 bit werden vier Subrahmen eines Anregungssignals für dieses Filter quantisiert.
• - Mittels 2 × 8 bit und 2 × 5 bit werden vier Werte einer Sprachgrundfrequenz repräsentiert.
• - Mittels 4 × 7 bit werden vier Verstärkungsfaktorpaare pro Rahmen vektorquantisiert.

Zusammenfassend läßt sich also sagen, daß die Bits innerhalb eines Rahmens im allgemeinen einen bestimmten Satz an Parametern repräsentieren, welcher abhängig vom jeweils verwendeten Quellcodierverfahren ist.

Dem digitalisierten Signal innerhalb eines Rahmens wurde auf der Sendeseite durch die sogenannte Quellcodierung Redundanz entzogen. Auf der Empfangsseite wird dies durch die Quelldecodierung, etwa die Sprachdecodierung, weitgehend rückgängig gemacht.

Es kann nun passieren, daß einzelne oder auch mehrere aufeinanderfolgende Rahmen verlorengehen oder von einer Netzkomponente als unbrauchbar gekennzeichnet werden. Diese Rahmen, sogenannte "bad frames", können oder sollen dann nicht genutzt werden. Der Quelldecodierer, beispielsweise der Sprachdecodierer, muß auf der Empfangsseite Maßnahmen ergreifen, daß ein solcher Rahmenverlust nach Möglichkeit nicht hörbar beziehungsweise im Falle von Bild- oder Videoübertragungen nicht sichtbar wird. Eine Methode zur Kompensation von Paketverlusten ist beispielsweise aus EP 070 308 A1 bekannt, eine Methode zur Generierung eines linearen Prediktionskoeffizienten bei Verlust eines Rahmens oder eines Pakets aus EP 0673 016 A2.

Im allgemeinen liegt auf der Empfangsseite ein Indikator vor, der anzeigt, ob ein Rahmen fehlerfrei empfangen wurde, der sogenannte bad frame indicator (BFI). BFI = 0 bedeutet im folgenden, daß man davon ausgeht, daß der empfangene Rahmen korrekt ist, während BFI = 1 auf einen Fehler hindeutet, beispielsweise daß kein Rahmen rechtzeitig empfangen wurde oder ein gestörter Rahmen empfangen wurde. Natürlich können Bit­ fehler, das heißt die Umkehrung einzelner Bits, innerhalb ei­ nes Rahmens je nach Systemgegebenheiten auftreten. Diese sol­ len aber im weiteren entweder keine differenzierte Behandlung auf der Empfangsseite erfahren, oder der entsprechende Rahmen wird mit BFI = 1 gekennzeichnet.

Bisher wird im Falle BFI = 1 aus der Vergangenheit des schon decodierten Sprachsignals beispielsweise durch Korrelations­ bildung der gegenwärtige Sprachsignalrahmen geschätzt. Alter­ nativ sind Verfahren bekannt, die aus der Vergangenheit der Sprachcodecparameter die Parameter des aktuellen Rahmens schätzen, und dann den Decodierer in ähnlicher Weise arbeiten lassen, als wären diese geschätzten Parameterwerte korrekt. Hierbei handelt es sich in der Regel um extrapolative Verfah­ ren, die nur auf die schon empfangenen Bits oder Parameter­ werte zurückgreifen.

Bei der Sprachübertragung über das Internet, beispielsweise Voice over IP (VoIP), oder bei der Sprachübertragung über das Internet in Verbindung mit einem Mobilkommunikationssystem (wie beispielsweise GSM oder UMTS) ist empfangsseitig ein Pufferspeicher (Buffer) erforderlich, da empfangene Pakete nicht in einem festen Zeitraster eintreffen, sondern mit un­ terschiedlichen Verzögerungszeiten ankommen (delay jitter). Ein solcher Pufferspeicher kann gegebenenfalls mehrere Rahmen an Länge umfassen, wodurch zu häufige Rahmenverluste auf Ko­ sten einer erhöhten Übertragungsverzögerung verhindert werden können. Es tritt jedoch auch häufig der Fall ein, daß mehrere aufeinanderfolgende Rahmen verlorengehen, aber der darauffol­ gende Rahmen korrekt empfangen ist. In solchen Fällen ist bei der Verwendung eines Pufferspeichers eine Interpolation der Sprachcodecparameter der verlorengegangenen Rahmen anstelle einer konventionellen Extrapolation vorteilhaft, da sie im Allgemeinen genauer ist. Eine einfache Lösung wäre eine li­ neare Interpolation auf der Basis der Parameterwerte des letzten decodierten Rahmens (Zeitpunkt t = n - 1) und der Parame­ terwerte des korrekt empfangenen Rahmens (Zeitpunkt t = m < n) über alle m - n dazwischenliegenden verlorengegangenen Rahmen (Zeitpunkte t = n, n + 1, . . ., m - 1). Ein Pufferspeicher und damit eine Parameterinterpolation kann auch bei Streaming- Anwendungen realisiert werden, da sie in der Regel nicht sen­ sitiv bezüglich der Verzögerungszeit sind.

Nachteilig wirkt sich jedoch dabei aus, daß es Parameter gibt, die nicht einfach interpoliert werden können. Dazu zäh­ len oftmals die Verstärkungsfaktoren, die Sprachgrundfre­ quenzwerte oder auch die Spektralparameter V_i(t) eines Sprachrahmens zum Zeitpunkt t, weil sie differentiell codiert sind. Ein Spektralparameter V_i(t) eines Sprachrahmens ist im Falle einer Sprachcodierung beispielsweise der Filterkoeffi­ zient des zeitabhängigen, digitalen Filters, mit dessen Hilfe der Vokaltrakt modelliert wird:
Sprache wird beispielsweise mittels des LPC-Prinzips (Linear Predictive Coding) codiert. Stimmhafte Laute werden in diesem Falle über eine periodische Folge von Impulsen generiert, stimmlose Laute beispielsweise mittels eines Zufallsrau­ schens-Generators (Random Noise Generator). Plosivlaute wer­ den mit Hilfe einer Veränderung der Verstärkung, und der Stimmtrakt mit Hilfe eines zeitlich variierenden digitalen Filters simuliert. Die Koeffizienten dieses variierenden di­ gitalen Filters erhält man mit Hilfe der linearen Prädiktion, also einer Vorhersage des folgenden Wertes auf der Basis von vorhergehenden Werten.

Unter differentieller oder prädiktiver Codierung versteht man eine Codierung eines Parameters zu einem Zeitpunkt n, bei der auch Werte des Parameters zu vor dem Zeitpunkt n liegenden Zeiten miteinbezogen werden.

Ein Parameter im Sinne der nachfolgenden Ausführungen kann beispielsweise ein Verstärkungsfaktor, eine Sprachgrundfre­ quenz oder ein Spektralparameter sein. Übliche Darstellungs­ formen von Spektralparametern sind beispielsweise die Filter­ koeffizienten selbst (in sogenannter direkter Form), Autokor­ relationskoeffizienten, Reflexionskoeffizienten oder soge­ nannte Log-area-Ratios. Eine State-of-the-Art-Darstellung sind beispielsweise die ISF (imittance spectral frequencies), LSF (line spectral frequencies) beziehungsweise LSP (line spectral pairs). Der Einfachheit halber wird ein Parameter im folgenden ohne Beschränkung der Allgemeinheit als Spektral­ koeffizient angenommen.

Eine differentielle Codierung und Decodierung des Parameters V_i(t) kann beispielsweise in folgender Weise erfolgen: Sendeseitig wird ein Differenzsignal X_i(t = n) bestimmt gemäß:

X_i(n) = V_i(n) - a_i.Q[X_i(n - 1)], i = 1, 2, . . ., 10, (1)

wobei V_i(n) der zu codierende Parameter ist, a_i ein Prädik­ tionskoeffizient, und Q[X_i(n - 1)] das quantisierte Differenz­ signal, das für die Codierung von V_i(n - 1) im vorangegangenen Rahmen bestimmt worden ist. Zur Quantisierung wird oftmals eine sogenannte Vektorquantisierung verwendet. Darunter ver­ steht man die gemeinsame Quantisierung mehrerer X_i(n) für bestimmte Werte von i. Eine Vektorquantisierung kann auch die gemeinsame Quantisierung zweier oder mehrerer unterschiedli­ cher, in einem Sprachcodierverfahren auftretenden Parameter­ typen bedeuten. Im beschriebenen Fall könnte eine Vektor­ quantisierung folgendermaßen aussehen: i = 1, 2,3, und i = 4, 5, 6 und i = 7, 8, 9, 10. Das quantisierte Differenzsignal Q[X_i(n)], i = 1, 2, . . ., 10 wird also durch eine Anzahl von Bits repräsen­ tiert, beispielsweise 26 Bit pro Rahmen, und übertragen. Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß eine derartige Codie­ rung zu einer Datenkompression führt: Der Speicheraufwand für die Differenzwerte X_i, welche die Differenz von beinahe gleich großen Zahlen darstellen, ist geringer als für die Werte von V_i.

Empfangsseitig wird ein quantisierter Wert W_i(n) des Spek­ tralparameters V_i(n) aus dem aktuell empfangenen Differenz­ signalwert Q[X_i(n)] und dem zuvor empfangenen Q[X_i(n - 1)] rekonstruiert:

W_i(n) = a_i.Q[X_i(n - 1)] + Q[X_i(n)], i = 1, 2, . . ., 10 (2)

Die hier beschriebene Form der Parameterdecodierung ist üb­ lich in vielen gegenwärtig benutzten Codierverfahren, unter anderem beispielsweise im AMR- und EFR-Sprachcodierer (adap­ tive multi-rate beziehungsweise enhanced full-rate). Prinzi­ piell sind natürlich auch höhere Ordnungen der Prädiktion vorstellbar. Üblicherweise werden die in den Gleichungen (1), (2) genannten Vorschriften für den um den Mittelwert gemin­ derten Parameterwert durchgeführt. Der Mittelwert wird zum Schluß als Addition einer Konstanten wieder hinzugefügt.

Eine prädiktive Codierung, wie sie oben beispielhaft darge­ stellt ist, weist für eine interpolative Bestimmung der Spek­ tralkoeffizienten fehlender Rahmen Nachteile auf:
Bei einer prädiktiven Quantisierung erster Ordnung (siehe Gleichungen (1) und (2)) ist es für eine interpolative Be­ stimmung des quantisierten Parameterwertes W_i(n) erforder­ lich, daß zwei aufeinanderfolgende Werte des quantisierten Differenzsignales {Q[X_i(m)], Q[X_i(m + 1)]} empfangen werden, was gerade bei paketvermittelten Übertragungsweisen oft nicht der Fall ist. Dieser Sachverhalt wird im folgenden etwas ge­ nauer beleuchtet; dazu wird das quantisierte Differenzsignal Q[X_i(n)] im folgenden als Größe Y_i(n) bezeichnet:
Es gilt also:

W_i(n) = a_i.Y_i(n - 1) + Y_i(n), i = 1, 2, . . ., 10. (3)

Es sei im folgenden angenommen, daß der letzte, bereits gemäß Gleichung (3) decodierte Rahmen zum Zeitpunkt t = n - 1 ge­ hört, und daß aktuell der Rahmen t = n decodiert werden soll, aber BFI(n) = 1 gilt, also ein "schlechter" Rahmen vorliegt. Es sei nun der Rahmen t = m < n der erste Rahmen nach t = n - 1, für den BFI = 0 gilt. Die Spektralkoeffizien­ ten aller anderen m - n dazwischenliegenden Rahmen mit BFI = 1 sollen nun interpoliert werden. Der Spektralkoeffizient W_i(n - 1) bildet nun die untere (das heißt in der Vergangen­ heit liegende) Stützstelle der Interpolation. Der Spektral­ koeffizient W_i(m) sollte normalerweise die obere (das heißt in der Zukunft liegende) Stützstelle der Interpolation bil­ den. Er kann bei prädiktiver Codierung jedoch nicht berechnet werden, da für Gleichung (3) zwar die Größe Y_i(m) empfangen wurde, Y_i(m - 1) aber nach Voraussetzung fehlt. Erst nach zwei aufeinanderfolgenden korrekt empfangenen Rahmen m und m + 1 könnte ein Spektralkoeffizient W_i(m + 1) = a_i.Y_i(m) + Y_i(m + 1) berechnet werden und empfangsseitig als Stützstelle zu einer Interpolation dienen. Dies verlangt jedoch prinzipi­ ell eine zusätzliche Verzögerung von einem Rahmen, was zumin­ dest für bidirektionale Sprachübertragung ein erhebliches Problem darstellt, beziehungsweise zwei aufeinanderfolgende Rahmen mit BFI = 0, was insbesondere bei paketvermittelten Übertragungsmodi nicht immer gegeben ist.

Bei Prädiktion L-ter Ordnung verschärft sich das Problem bei den oben genannten Aspekten entsprechend: Die differentielle Decodierung nach Gleichung (2) erfordert L + 1 aufeinanderfol­ gende Größen oder Differenzsignale Y_i(t), das heißt zur In­ terpolation der Spektralkoeffizienten vorangegangener Rahmen mit BFI = 1 muß eine Anzahl von L + 1 aufeinanderfolgenden kor­ rekten Rahmen empfangen werden, um im letzten dieser Rahmen wieder einen völlig fehlerfreien Satz von Spektralkoeffizien­ ten und damit eine obere Stützstelle zur Interpolation zu er­ halten.

Auch wenn in gängigen Sprachcodierverfahren aus dem Grunde der Fehlerfortpflanzung oftmals eine lineare Prädiktion mit L = 1 gewählt ist, so läßt sich zusammenfassend sagen, daß doch zwei aufeinanderfolgende korrekte Rahmen empfangen werden müssen, bevor man wieder einen korrekten Spektralkoeffizien­ ten W_i(m + 1) erhält. Dies ist statistisch gesehen natürlich weniger wahrscheinlich, als der Empfang eines korrekten Rah­ mens. Diese Tatsache resultiert in der Regel in höheren Verzögerungszeiten, was für echtzeit-sensitive Applikationen nicht tolerierbar ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, mit dem sich Codecparameter emp­ fangsseitig bestimmen lassen, auch wenn die zugrundeliegenden Daten in einzelnen oder mehreren aufeinanderfolgenden Zeitbe­ reichen fehlen.

Diese Aufgabe wird durch die unabhängigen Ansprüche 1 und 2 gelöst. Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen An­ sprüchen.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur empfangsseitigen Schätzung eines zeitlich variablen Parameters zu einem n-ten Zeitpunkt. Der Parameter wurde sendeseitig prädiktiv codiert und wird empfangsseitig in Abhängigkeit von mindestens zwei Größen interpolativ ermittelt. Eine Stützstelle der Interpo­ lation, die erste Größe, bildet ein früherer Wert des Parame­ ters, der bereits decodiert wurde, eine zweite Stützstelle der Interpolation, die zweite Größe, wird durch extrapolative Maßnahmen ermittelt.

Die interpolative Ermittlung des Parameters kann mittels be­ kannter Interpolationsmaßnahmen, beispielsweise mittels li­ nearer Interpolation zwischen erster und zweiter Größe erfol­ gen. Bei einer Ausführungsvariante wird zur Interpolation auch eine gewichtete Summation verwendet.

Der Vorteil dieses Verfahrens liegt darin, daß eine Interpo­ lation zur Ermittlung des Parameters durchgeführt werden kann, sobald die zweite Größe bekannt ist.

Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur empfangssei­ tigen Schätzung eines einem n-ten Rahmen zugeordneten Codecparameters. Der Codecparameter ist sendeseitig prädiktiv codiert und wird empfangsseitig als Funktion von zumindest zwei Signalen mittels einer Interpolation bestimmt. Eine Stützstelle der Interpolation wird durch den zuvor decodier­ ten Parameter des (n - 1)-ten Rahmens gebildet, eine weitere Stützstelle wird durch den Parameter des m-ten Rahmens mit m < n gebildet, welcher durch extrapolative Maßnahmen ermittelt wurde.

Eine Weiterbildung besteht darin, daß eine Interpolation dann erfolgt, sobald die Daten eines korrekten Rahmens vorliegen. Dies hat den Vorteil einer kurzen Verzögerungszeit bei gleichzeitigem Einsatz einer interpolativen Maßnahme zur Pa­ rameterschätzung.

Eine andere Weiterbildung sieht vor, daß die Qualität des Empfangs durch eine Indikatorgröße angezeigt wird. Diese In­ dikatorgröße kann z. B. der "bad frame"-Indicator BFI sein.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand einiger Ausführungs­ beispiele genauer erläutert.

Im weiteren zeigt

Fig. 1 die Simulationsergebnisse einer GSM-Vollratenkanal- Übertragung, wobei die Ergebnisse verschiedener Ex­ trapolationsmethoden dargestellt sind.

In einer möglichen Ausführungsform werden die differentiell codierten Parameter einem Vorgehen unterzogen, welches aus zwei Schritten besteht: Zunächst werden die Parameter der Rahmen, bei denen ein schlechter Empfang, BFI = 1, vorliegt, extrapolativ geschätzt. Auf dieser Grundlage kann nun der er­ ste wieder korrekt empfangene Rahmen decodiert werden. Er bildet dann die Basis für eine interpolative Neuschätzung der Parameter der davorliegenden Rahmen mit BFI = 1.

Bei jedem empfangenen Rahmen mit BFI = 1, also einem nicht fehlerfrei vorliegenden Rahmen, ist es vorgesehen, zunächst eine konventionelle Extrapolation der Parameter vorzunehmen. Dies umfaßt (zumindest im letzten Rahmen mit BFI = 1 vor einem Rahmen mit BFI = 0) bei differentiell codierten Parametern eine Berechnung des guantisierten Differenzsignals oder der Größe Y "im Nachhinein". Dieses konventionelle Vorgehen sieht im eingangs angegebenen Beispiel vor, daß nach der extrapolati­ ven Bestimmung von W_i(n) im Rahmen t = n nach Gleichung (3) die Größe Y_i(n) bestimmt wird durch Umstellung von Gleichung (3):

Y_i(n) = W_i(n) - a_i.Y_i(n - 1), i = 1, 2, . . ., 10, (4)

Damit liegt zum Zeitpunkt t = n + 1 wieder ein Differenzsignal des vorangegangenen Rahmens vor, also Y_i(n), so daß jeder­ zeit wieder mittels Gleichung (3) decodiert werden kann. Durch das (vorläufige) extrapolative Vorgehen kann also eine obere Stützstelle W_i(m) bestimmt werden, wenn denn nur für den Rahmen m BFI(m) = 0 gilt. Kein weiterer korrekter Rahmen ist erforderlich. Die Interpolation der m - n zurückliegenden Rahmen kann direkt zum Zeitpunkt t = m erfolgen.

Wegen des Gedächtnisses der differentiellen Codierung ist die Stützstelle W_i(m) mit Fehlern behaftet. Dieser Fehler verschwindet vollständig nur beim Empfang von L aufeinander­ folgenden Rahmen mit BFI = 0. Eigene, zum Testen dieses Ver­ fahrens durchgeführte Simulationen zeigen jedoch, daß W_i(m) als obere Stützstelle verwendet werden kann, um eine gegen­ über dem Stand der Technik wesentlich verbesserte Approxima­ tion der Parameter zu ermöglichen. Der wesentliche Vorteil dieses Verfahrens ist, dass ein Fehlerburst, das heißt eine Folge von m - n bad frames, durch Abwarten eines einzigen kor­ rekten Rahmens interpoliert werden kann, und zwar auch, wenn differentiell codierte Parameter vorhanden sind. Keine zu­ sätzliche Verzögerung ist nötig; außerdem wird der stati­ stisch seltenere Fall von L aufeinanderfolgenden Rahmen mit BFI = 0 nicht vorausgesetzt.

In einem ersten Ausführungsbeispiel werden nun differentiell, mit einer Prädiktion erster Ordnung, also L = 1, codierte Para­ meter betrachtet:
Dazu werden folgende Annahmen getroffen:

• - Der Spektralkoeffizient W_i(n - 1) sei bereits decodiert,
• - Y_i(n - 1) liege entweder empfangen [BFI(n - 1) = 0] oder nach Gleichung (4) rekonstruiert vor [BFI(n - 1) = 1].
• - Als Resultat des nachfolgend genannten rekursiven Algorith­ mus' liegen auch Y_i(n), . . ., Y_i(n + K - 1) vor.
• - Der aktuelle Zeitpunkt sei t = n + K, zu diesem Zeitpunkt solle der Spektralkoeffizient W_i(n) bestimmt werden.

Das heißt also, daß eine Zeitverzögerung von K Rahmen zur In­ terpolation erlaubt ist.

Das Vorgehen erfolgt nun in zwei Schritten:

• a) Operationen am Rahmen n + K:
  Falls BFI(n + K) = 0: Berechne W_i(n + K) nach Gleichung (3).
  Falls BFI(n + K) = 1: Berechne eine vorläufige extrapolierte Version W_i(n + K) mit einem beliebigen extrapolativen Verfah­ ren.
• b) Decodiere den Rahmen n:
  Falls BFI(n) = 0: Berechne W_i(n) nach Gleichung (3).
  Falls BFI(n) = 1: Berechne m < n, wobei m der erste Rahmen mit BFI(m) = 0 nach dem Rahmen n ist.
  Falls m < n + K: Berechne mit einem beliebigen Extrapolations­ verfahren W_i(n).
  Falls m < = n + K: Dann liegt für Rahmen m als korrekt empfangener Rahmen ja bereits ein vorläufig extrapolativ be­ stimmter Spektralkoeffizientwert W_i(m) vor. Er bildet die obere (oder zukünftige) Stützstelle für eine Interpolation des Parameters W_i(n). Die untere (oder zurückliegende) Stützstelle sei der Spektralkoeffizient W_i(n - 1).

Man kann nun zum Beispiel eine lineare Interpolation durch­ führen. Dies geschieht unter Berücksichtigung der zeitlichen Abstände des Rahmens n zu den Stützstellen durch:

W_i(n) = [W_i(n - 1) - W_i(m)].(m - n)/(m - n + 1) + W_i(m).

Die obere Stützstelle W_i(m) ist bereits vorläufig extrapola­ tiv bestimmt, die untere Stützstelle W_i(n - 1) bereits endgül­ tig decodiert.

In Fig. 1 ist eine Simulation einer GSM-Vollratenkanal- Übertragung mit diversen C/I-Verhältnissen (carrier-to- interferer-ratio), welche die Kanalqualität beschreiben, zu sehen. Für die Kurven ist die spektrale Verzerrung (spectral distortion, SD), ein übliches Qualitätsmaß für die Codierung beziehungsweise Übertragung von Spektralkoeffizienten gegen das C/I-Verhältnis aufgetragen. Je höher die SD ist, umso schlechter ist die empfangsseitige Sprachqualität.

Kurve 1 zeigt eine Extrapolation, wie sie in bisherigen Deco­ dierungsmethoden verwendet wird. Die Kurven 2 bis 5 zeigen die Ergebnisse für das obige Ausführungsbeispiel in Abhängig­ keit von der Größe K, welche die maximal erlaubte Zeitverzö­ gerung in Rahmen angibt. Dabei weist Kurve 2 eine Verzögerung um einen Rahmen (K = 1), Kurve 3 eine Verzögerung um zwei Rah­ men (K = 2), Kurve 4 eine Verzögerung um drei Rahmen (K = 3) und Kurve 5 eine Verzögerung von vier Rahmen (K = 4) auf.

Man sieht, daß schon mit einer Verzögerung von einem einzigen Rahmen (K = 1) ein enormer Gewinn zu erzielen ist, mehr als K = 2 zukünftige Rahmen bringen keinen großen zusätzlichen Gewinn. Diese Simulationsergebnisse sind äußerst vorteilhaft für die Übertragung echtzeitsensitiver Applikationen, da hier ja nur eine geringe Verzögerung erlaubt ist. Bei sehr niedrigen C/I- Verhältnissen sieht man jedoch leichte Unterschiede für die verschiedenen Verzögerungswerte (K = 1, 2, 3, 4). Die Ursache hierfür ist, daß bei einem derart schlechten C/I-Verhältnis häufig mehrere aufeinanderfolgende Rahmen "bad frames" sind.

Neben den oben erläuterten Beispielen liegt eine Vielzahl weiterer Ausführungsvarianten im Rahmen der Erfindung, die hier nicht weiter beschrieben werden. Sie lassen sich aber anhand der vorausgegangenen Ausführungen vom Fachmann ohne großen Aufwand in die Praxis umsetzen.

Claims (4)

1. Verfahren zur empfangsseitigen Schätzung des Wertes eines zeitlich variablen Parameters zu einem n-ten Zeitpunkt,
wobei der Parameter sendeseitig prädiktiv codiert ist,
bei dem der Parameter empfangsseitig als Funktion von min­ destens zwei Größen bestimmt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Parameter empfangsseitig interpolativ ermittelt wird,
wobei ein Wert des decodierten Parameters, der einem frühe­ ren als dem n-ten Zeitpunkt zugeordnet ist, die erste Größe darstellt, welche eine Stützstelle der Interpolation bil­ det, und
eine durch extrapolative Maßnahmen ermittelte zweite Größe, die einem Zeitpunkt nach dem n-ten Zeitpunkt zugeordnet ist, eine weitere Stützstelle der Interpolation bildet.

2. Verfahren zur empfangsseitigen Schätzung eines einem n-ten Rahmen zugeordneten Codecparameters,
bei dem der Codecparameter sendeseitig prädiktiv codiert ist,
bei dem der Codecparameter empfangsseitig als Funktion von mindestens zwei Größen bestimmt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Codecparameter interpolativ ermittelt wird, wobei der zuvor decodierte Codecparameter des (n - 1)-ten Rahmens eine Stützstelle der Interpolation und die erste Größe bildet,
und ein durch extrapolative Maßnahmen ermittelter Parameter eines m-ten Rahmens, wobei m < n ist, eine andere Stütz­ stelle der Interpolation und die zweite Größe bildet.

3. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem eine Interpolation durchgeführt wird, sobald die Daten zu nur einem korrekten Rahmen empfangen werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Qualität des Empfangs durch eine Indikatorgröße ange­ zeigt wird.