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DE10036131A1 - Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges - Google Patents

Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges

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Publication number
DE10036131A1
DE10036131A1 DE10036131A DE10036131A DE10036131A1 DE 10036131 A1 DE10036131 A1 DE 10036131A1 DE 10036131 A DE10036131 A DE 10036131A DE 10036131 A DE10036131 A DE 10036131A DE 10036131 A1 DE10036131 A1 DE 10036131A1
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DE
Germany
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radar sensor
sensor according
subarray
filled
patch antennas
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Withdrawn
Application number
DE10036131A
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English (en)
Inventor
Ernst Lissel
Carsten Metz
Leif C Stange
Arne Jacob
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Volkswagen AG
Original Assignee
Volkswagen AG
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Publication date
Application filed by Volkswagen AG filed Critical Volkswagen AG
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Publication of DE10036131A1 publication Critical patent/DE10036131A1/de
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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges. DOLLAR A Das technische Problem besteht darin, den aus dem Stand der Technik bekannten Radarsensor so auszugestalten und weiterzubilden, daß die Größe des Aufbaus gering ist und dieser an der Außenseite eines Kraftfahrzeuges angebracht werden kann. DOLLAR A Das Problem wird gelöst durch einen Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges, mit einem Trägerelement (6, 14), mit einem Array von Patchantennen (8) in Form einer Kombination eines gefüllten Subarrays (10) von Patchantennen (8) und eines ausgedünnten Subarrays (12) von Patchantennen (8), mit einer integrierten mm-Wellenschaltung (MMIC) (22) zur Abmischung des Empfangssignals und zur Aufbereitung des Lokaloszillatorsignals, mit einem integrierten Schaltkreis (20), der einen Analog-/Digitalwandler und einen digitalen Signalprozessor für ein Erfassen des Ausgangssignals des gefüllten Subarrays nach Amplitude A¶f¶ und Phase phi¶f¶ mit A¶f¶e·jphif· und des Ausgangssignals des ausgedünnten Subarrays nach Amplitude A¶t¶ und Phase phi¶t¶ mit A¶t¶e·jphit· aufweist und mit Versorgungsleitungen (16), wobei die Patchantennen (8) auf einer Außenseite des Trägerelementes (6) ausgebildet sind und wobei auf der anderen Außenseite des Trägerelementes (6, 14) der integrierte Schaltkreis (20), die integrierte mm-Wellenschaltung (22) und die Versorgungsleitungen (16) angeordnet sind.

Description

Die Erfindung betrifft einen Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges.
Zukünftige Applikationen von Abstandssensoren im Kraftfahrzeug zur Überwachung des freien Verkehrsraumes stellen Anforderungen, die von herkömmlichen Radarsensoren nicht erfüllt werden. Diese Anforderungen sind in erster Linie:
Erfassung eines großen azimutalen Detektionsbereiches von bis zu ±60° (mit heutiger Technologie werden ca. ±7° erfasst).
Hohe azimutale Winkelauflösung von besser als 0,5° im gesamten Detektionsbereich, so dass Querkoordinaten von Objekten, wie z. B. deren Breite, mit guter Genauigkeit bestimmt werden können.
Geringe Abmessungen und geeignete Bauformen, die eine Integration in das Fahrzeug ermöglichen.
Robuste Technik ohne mechanisch bewegte Teile.
Wegen ihrer flachen Bauform und leichten Herstellbarkeit im Ätzverfahren eignen sich sogenannte Patch-Antennen für diese Anwendung besonders. Bei diesen Antennen handelt es sich um eine flächige Anordnung von strahlenden Resonatoren (Patches), die jeweils mit definierter Amplitude und Phase belegt sind. Die Überlagerung der Strahlungsdiagramme der einzelnen Patches ergibt das resultierende Strahlungsdiagramm der Antenne, wobei die Zeilen für die Charakteristik des Azimuts und die Spalten für die Charakteristik der Elevation verantwortlich sind.
Im folgenden wird der Stand der Technik, von dem die vorliegende Erfindung ausgeht, anhand der Fig. 1 bis 5 im Detail beschrieben.
Fig. 1 zeigt das Prinzip eines bistatischen Sensors (getrennte Sende- und Empfangsantennen) nach dem DBF-Verfahren. Antennen haben reziproke Eigenschaften, d. h. ihre Strahlungscharakteristik ist sowohl als Sende- wie Empfangsantenne identisch. Zur Erklärung der Strahlungseigenschaften ist es daher erlaubt, zwischen der Sende- und Empfangsfunktion zu wechseln.
Das Detektionsfeld des Sensors wird von einer breit strahlenden Sendeantenne mit z. B. nur einer Patchspalte ausgeleuchtet. Die Empfangsantenne wird von n Patchspalten gebildet. Jeder Patchspalte ist eine Empfängerschaltung (Mischer) zugeordnet, an deren Ausgang Amplitude Aei und Phase ϕi (i = 1. . .n) des Empfangssignals der jeweiligen Patchspalte bestimmt werden kann. In den Empfängerschaltungen wird das Spaltensignal digitalisiert und einer Filterbank zugeführt, in der die Phase um den Betrag Φi gedreht und die Amplitude gewichtet wird. Die Ausgangssignale der Filterbank werden summiert und ergeben somit das resultierende Empfangssignal mit der gewünschten Richtcharakteristik der Antenne.
Mittels der Phasendrehung in der Filterbank wird ein Schwenken der Empfangskeule über den Azimutwinkel erreicht. Fig. 2 verdeutlicht die Scanfunktion für n = 9 Patchspalten. Werden alle Patchspalten mit der gleichen Phase Φ5 gespeist, so wird eine Wellenfront rechtwinklig zur Patchlinie abgestrahlt. Werden nun die Patchspalten ausgehend von Φ5 mit einem linear veränderlichen Versatz von ΔΦ gespeist, so ergibt sich eine Drehung der abgestrahlten Wellenfront abhängig vom Wert ΔΦ. Das Verrechnen der Patchspalten-Signale mit der Phase Φi ist mit einem mechanischen Verdrehen der Patchspaltenebene in etwa vergleichbar.
Das hier aufgezeigte klassische Prinzip der additiven Überlagerung ist bekannter Stand der Technik.
Um eine große Auflösung des Azimutwinkels zu erlangen, ist eine möglichst schmale Antennenkeule, definiert als Winkel zwischen den 3 dB Punkten, erforderlich. Kleine Halbwertswinkel bedeuten eine große Antennenapertur, so dass der Halbwertswinkel durch die zur Verfügung stehenden Einbauabmessungen begrenzt wird. Der maximale Abstand der Patchspalten wird zu λ/2 bestimmt, um periodische Hauptkeulen (Grating- Lobes) zu vermeiden. Neben dem Halbwertswinkel stellt der Abstand der Nebenkeulen zur Hauptkeule ein Gütekriterium der Antenne dar. Ein hoher Nebenkeulenabstand verhindert die Erfassung von Objekten unter einem falschen Azimutwinkel.
Zur Abstandsmessung im automobilen Bereich ist international das Frequenzband von 76 bis 77 GHz vorgesehen. Die Mittenfrequenz 76,5 GHz hat damit eine Freiraumwellenlänge von λ = 3,92 mm.
Berücksichtigt man, dass zu jeder Patchspalte eine Empfängerschaltung gehört, so wird deutlich, dass die Anzahl der Spalten bei großen Aperaturabmessungen einen Aufwand erfordert, der eine kommerzielle Realisierung nicht rechtfertigt.
Radare mit hoher azimutaler Auflösung erfordern große Aperturabmessungen. Werden diese Antennen mit Patcharrays in geringem Patchabstand aufgebaut, so ergeben sich zwar gute Daten für Bündelung, Nebenkeulenniveau und das Fehlen von Grating-Lobes, jedoch mit einem nicht tragbaren Aufwand. Einen Ausweg stellen sog. ausgedünnte Arrays dar, bei denen die Aperturabmessung erhalten bleibt, jedoch einzelne Spalten entfallen. Periodisches Ausdünnen generiert unzulässige Grating-Lobes. Aperiodisches und stochastisches Ausdünnen wird als Alternative in der Literatur angegeben. Nachteil dieser Ausdünnungstechniken ist, dass der Nutzen erst bei einer sehr großen Anzahl von Elementen zum Tragen kommt.
Behoben werden kann dieser Nachteil durch sog. multiplikatives Ausdünnen. Das Prinzip dieser Technik ist in Fig. 3 skizziert. 2 Subarrays, eins mit kleiner Apertur, dicht besetzt, so dass keine Grating-Lobes entstehen, und eines ausgedünnt mit der Aperturabmessung, die durch die geforderte enge Keulenbreite bestimmt wird, jedoch mit periodischen Grating-Lobes, sind konzentrisch in einander verschachtelt. Beide Arrays haben vorzugsweise die gleiche Anzahl von Patchspalten, deren Ausgangssignale entsprechend Fig. 1 bewertet und summiert werden. Die Ausgänge der Summierer werden anschließend miteinander multipliziert und bilden das Ausgangssignal des resultierenden Antennensystems. Das Wirkungsprinzip des multiplikativen Antennensystems veranschaulicht beispielhaft Fig. 4. Fig. 4a zeigt die normierten, dimensionslosen Übertragungsfunktionen (Gruppenfaktor) der Einzelarrays und Fig. 4b die des Gesamtarrays jeweils über dem Azimutwinkel Θ. Die Dimensionierung der Einzelarrays ist so zu gestalten, dass die Nullstellen des gefüllten Arrays mit den Grating- Lobes des ausgedünnten Arrays zusammenfallen. Die multiplikative Verknüpfung stellt bei Koinzidenz sicher, dass Grating-Lobes unterdrückt werden.
Eine wesentliche Einschränkung erfährt dieses Verfahren durch einen zu geringen Nebenkeulenabstand. Als Ausweg wird das sog. Tapern der Aperturbelegungen beider Arrays angegeben. Beim Tapern werden die Aperturelemente mit zum Rande hin abnehmenden Erregungen belegt.
Die Taperfunktionen sind jedoch so zu wählen, dass die Koinzidenz von Grating-Lobes und Nullstellen nicht verloren geht. Dazu wird zum Tapern eine Dreiecksfunktion für das gefüllte Array und eine Chebyshev-Funktion für das ausgedünnte Array angegeben. Das Verfahren lässt sich auch wie folgt erklären: Das ausgedünnte Array tastet in großem Abstand die das Antennensystem treffende Wellenfront ab und das gefüllte Array interpoliert Linear zwischen den Stützstellen des ausgedünnten Arrays.
Der symmetrische Aufbau der konzentrischen Sub-Arrays ist redundant, was im Prinzip überzählige Elemente bedeutet. Verwendet man nur eine Hälfte des ausgedünnten Arrays mit einer veränderten Aperturbelegung und versetzt das gefüllte Array, so lässt sich zeigen, dass die gleiche räumliche Übertragungsfunktion wie zuvor erreicht wird. Der Ausdünnungsfaktor des Offset-Systems ist somit erhöht. Bezogen auf eine konstante Aperturlänge reduziert sich der Öffnungswinkel wieder auf den Wert des konventionell gefüllten Arrays bei gleichem Ausdünnungsfaktor wie in der konzentrischen Anordnung, siehe Tabellen im Anhang.
Antennensysteme mit multiplikativer Ausdünnung fordern jedoch auch ihren Tribut. Zum einen ist es die erhöhte Empfindlichkeit gegenüber Amplituden- und Phasenfehlern und zum anderen ist es die Bildung von Kombinationszielen in der Hauptkeule, wie im Folgenden gezeigt.
Fig. 5 zeigt das Richtdiagramm f1 eines ausgedünnten Subarrays und f2 eines gefüllten Subarrays. Beide Arrays empfangen die Reflexionen zweier Ziele unter den Winkeln Θ1,2, wobei Ziel 1 ein starkes Signal der Amplitude A1 im gefüllten und Ziel 2 ein Signal der Amplitude A2 in einer Grating-Lobe des ausgedünnten Arrays liefert. Die Multiplikation beider Signale entsprechend folgender Gleichung ergibt 4 Terme. Die ersten beiden Terme ergeben die richtigen Ziele, während die beiden anderen Terme Kombinationsziele darstellen, die in der Hauptstrahlrichtung des Antennensystems platziert werden.
Geisterziele bei einer multiplikativen Verarbeitung entstehen in erster Linie durch die gegenseitige multiplikative Verknüpfung zweier oder mehrerer realer Echos aus Richtungen abseits der Hauptstrahlrichtung, wie im vorhergehenden Abschnitt gezeigt. Diese Kreuzprodukte zwischen unterschiedlichen Zielechos stellen sich als größter Nachteil einer Array-Ausdünnung mit Hilfe multiplikativer Verarbeitung dar, weil sie nicht wie bei einem klassischen gefüllten Array auf Nebenkeulenniveau gedrückt werden.
Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, den aus dem Stand der Technik bekannten Radarsensor so auszugestalten und weiterzubilden, daß die Größe des Aufbaus gering ist und dieser an der Außenseite eines Kraftfahrzeuges angebracht werden kann.
Das zuvor aufgezeigte technische Problem ist erfindungsgemäß durch einen Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges gelöst, mit einem Trägerelement, mit einem Array von Patchantennen in Form einer Kombination eines gefüllten Subarrays von Patchantennen und eines ausgedünnten Subarrays von Patchantennen, mit einer integrierten mm-Wellenschaltung (MMIC) zur Abmischung des Empfangssignals und zur Aufbereitung des Lokaloszillatorsignals, mit einem integrierten Schaltkreis, der einen Analog-/Digitalwandler und einen digitalen Signalprozessor für ein Erfassen des Ausgangssignals des gefüllten Subarrays nach Amplitude Af, und Phase ϕf mit Afejϕf und des Ausgangssignals des ausgedünnten Subarrays nach Amplitude At und Phase ϕt mit Atejϕf aufweist und mit Versorgungsleitungen, wobei die Patchantennen auf einer Außenseite des Trägerelementes ausgebildet sind, wobei in einer Zwischenlage des Trägerelementes eine Schicht aus leitendem Metall ausgebildet ist und wobei auf der anderen Außenseite des Trägerelementes der integrierte Schaltkreis, die integrierte mm-Wellenschaltung (MMIC) und die Versorgungsleitungen angeordnet sind.
Erfindungsgemäß ist erkannt worden, daß trotz des hohen technischen Aufwands, jede Patchantenne erfordert einen separaten Auswerteschaltkreis, eine Baugröße eingehalten werden kann, die eine Verwendung des Radarsensors nach dem geschilderten Verfahren an einem Kraftfahrzeug ermöglicht. Somit kann bei einem Radarsensor eines Kraftfahrzeuges die Entstehung von Kombinationszielen aus Kreuzprodukten, die stark von der Verteilung realer Echos über dem Winkel abhängig ist, unterdrückt zu werden und somit diese Technik für den Kraftfahrzeugbereich verfügbar gemacht werden.
Weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Das oben aufgezeigte technische Problem wird auch durch eine Verwendung eines zuvor beschriebenen Radarsensors als Zierleiste an einem Kraftfahrzeug gelöst.
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1 das Funktionsprinzip des Digital Beam Forming (DBF) (Stand der Technik),
Fig. 2 die Scanfunktion für n = 9 Patchspalten mittels Phasendrehung in der Filterbank (Stand der Technik),
Fig. 3 das Prinzip des multiplikativen Arrays (Stand der Technik),
Fig. 4a die Übertragungsfunktion der einzelnen Subarays (gefüllt und ausgedünnt) (Stand der Technik),
Fig. 4b die Übertragungsfunktion des resultierenden Gesamtarrays (Stand der Technik),
Fig. 5 Strahlungsdiagramm f1 des ausgedünnten Subarrays und Strahlungsdiagramm f2 des gefüllten Subarrays (Stand der Technik),
Fig. 6 Strahlungsdiagramme gemäß Fig. 5 der Subarrays, die in Fig. 7 angewendet worden sind,
Fig. 7 Produktdiagramm (punktierte Linie) und Differenzdiagramm (durchgehende Linie) der Subarrays nach Fig. 6,
Fig. 8a Strahlungsdiagramme ohne Differenzverarbeitung für ein 16 × 29-Offset- System (durchgehende Linie) und für ein 25 × 19-Konzentrisches-System (punktierte Linie),
Fig. 8b Strahlungsdiagramme wie Fig. 8a, jedoch mit Differenzverarbeitung und Wichtung mit Faktor w = 0,25,
Fig. 8c Strahlungsdiagramme wie Fig. 8a, jedoch mit Differenzverarbeitung und Wichtung mit Faktor w = 0,5,
Fig. 9 ein erfindungsgemäßer Sensor in einer Vorderansicht und
Fig. 10 der in Fig. 9 dargestellte Sensor im seitlichen Querschnitt.
Die Fig. 1 bis 5 zeigen den für die vorliegende Erfindung maßgebenden Stand der Technik und sind in der allgemeinen Beschreibung bereits ausführlich diskutiert worden. Darauf baut die weitere Beschreibung der Erfindung auf.
Die Fig. 6 zeigt die Richtcharakteristiken einer Antennengruppe mit gefülltem Subarray (gestrichelt) und ausgedünntem Subarray (gepunktet). Die entscheidende Gemeinsamkeit dieser beiden Richtcharakteristiken ist die Hauptkeule bei gleichem Winkel (Hauptstrahlrichtung). Abseits der Hauptstrahlrichtung sind die Charakteristiken gegensätzlich, z. B. fallen die Nullstellen des gefüllten Subarrays mit den Maxima höherer Ordnung des ausgedünnten Subarrays zusammen. Durch eine Differenzbildung werden die Gemeinsamkeiten ausgeblendet und die gegensätzlichen Eigenschaften betont.
Fig. 7 zeigt den Betrag der so entstehenden Differenz-Charakteristik zusammen mit der Produkt-Charakteristik (gepunktet).
In einer realen Radarmessung mit einem multiplikativ ausgedünnten System werden Produkt und Differenzbetrag der beiden Subarray-Signale gebildet. Der Differenzbetrag kann als ein Maß für die Störungen angesehen werden, die durch die Echos aus Richtungen abseits der Hauptstrahlrichtung entstehen und in das Produkt in Form von Kreuzprodukt-Termen einfließen. Zur Verringerung dieser Störungen soll der gewichtete Differenzbetrag von dem Produkt abgezogen werden. Die Geisterziele werden so gedämpft. Darüber hinaus sinkt auch das Niveau des Hintergrundsignals, das sich durch die Interferenz der Nebenkeulen aufbaut. Die Verarbeitung der Antennensignale folgt der Vorschrift:
mit
Aa Amplitude des Ausgangssignals
Af,ϕf Signal des gefüllten Subarrays nach Amplitude und Phase
At,ϕt Signal des ausgedünnten Subarrays nach Amplitude und Phase
w Wichtungsfaktor für die Differenz [0. . .1]
Der Differenzbetrag macht zwar eine Aussage über die integrale Echointensität durch Ziele abseits der Hauptrichtung, jedoch nicht darüber, ob und in welchem Maße diese Echos zu Kreuzprodukten führen. Aus diesem Grunde darf der Wichtungsfaktor w bei der Verarbeitung nach der obigen Formel nicht zu hoch angesetzt werden. Bei großen w besteht die Möglichkeit, daß auch schwache reale Ziele in einer echoreichen Umgebung unterdrückt werden. Weiterhin wäre ein Radarsystem mit einem konstanten Wichtungsfaktor sehr träge in Bezug auf dynamische Zielszenarien und Umgebungsbedingungen. Hier ist eine adaptive Wichtung des Differenzbetrages vorzusehen, d. h. der Wichtungsfaktor wird aufgrund von Vergleichsmessungen ständig an die Zielsituation angepaßt. Bei dieser adaptiven Wichtung kommen statistische/stochastische Verfahren aus der Radarsignaltheorie zum Einsatz z. B. CFAR- Algorithmen (Constant False Alarm Rate).
Die Fig. 8a bis 8c verdeutlichen die Wirkungsweise des Algorithmus in den simulierten Strahlungsdiagrammen für zwei Antennensysteme, wobei das durchgezogene Diagramm für ein 16 × 29-Offsetsystem (Patchspalten des ausgedünnten Arrays * Patchspalten des gefüllten Arrays) und das gepunktete Diagramm für ein 25 × 19-Konzentrisches-System gilt. Am Beispiel einer Mehrzielsituation mit 5 Zielen in verschiedenen Richtungen zeigt Fig. 8a die Antennendiagramme ohne Differenzverarbeitung und Fig. 8b mit Differenzverarbeitung und Wichtung 0,25, während in Fig. 8c die Wichtung auf 0,5 gesteigert wurde.
Da jede Patchspalte mit einem eigenen Empfängerteil ausgestattet sein muß, ist ein extrem kleiner Aufbau dieser Schaltung erforderlich. Der Einsatz eines GaAs-MMICs 20 zur Abmischung des Empfangssignals in das Basisband, die Aufbereitung des Lokaloszillatorsignals und eventuell eine Vorverstärkerstufe ist erforderlich. Auf einem Si- Chip 22 ist ein AD-Wandler, ein digitaler Signalprozessor (DSP) zur Amplitudenwichtung und Phasenrechnung und eventuell eine Schaltung zur Offsetkompensation des Mischers integriert. Schaltungen dieser Art sind als Codec in der Telekommunikationstechnik bekannt.
Fig. 9 zeigt den Aufbau eines erfindungsgemäßen Radarsensors 2, wobei Fig. 10 den Querschnitt darstellt. Mit den beispielhaften Abmessungen von 750.70.10 mm3 (Länge . Höhe . Dicke) und eingebettet in eine elastische Ummantelung 4, die nach vorn mm-Wellen durchlässt, kann der Radarsensor 2 als eine Art Zierleiste in der Fahrzeugfront z. B. zwischen den Scheinwerfern platziert werden.
Auf einem zweiseitig kupferbeschichtetem Trägerelement 6, das auch als Isolierschicht bezeichnet werden kann, werden frontseitig im Photoätzverfahren die Patches 8 aufgebracht, wobei ein gefülltes Subarray 10 und ein ausgedünntes Subarray 12 ausgebildet sind, die sich teilweise überlagern. Auf der Rückseite sind über einer weiteren Isolierschicht 14 die Versorgungsleitungen 16 für die Empfängerschaltungen. Zwischen beiden Isolierschichten ist eine elektrisch abschirmende Schicht 24 vorgesehen, die die Patchantennen 10 und 12 gegenüber den Schaltkreisen 20 und 22 abschirmt. Zur Montage der ICs wird typischerweise ein Keramiksubstrat verwendet, welches auf der Rückseite aufgeklebt ist. Es ist jedoch auch denkbar, dass bei einem geeigneten Multilayer-Trägermaterial die ICs direkt auf diesem montiert werden. Die elektrischen Verbindungen können sowohl durch Bonddrähte 18 wie auch durch Flip- Chip-Montage hergestellt werden. Die Patches werden günstiger Weise durch Feldkopplung mit dem GaAs-MMIC verbunden.
Der Chip 22 hat einen digitalen Busausgang, der von den Empfängern zu einem zentralen Steuergerät führt, in dem dann Summen, Produkte und Differenzen zur Formung des resultierenden Strahlungsdiagramms gebildet werden. Ferner laufen in dem zentralen Steuergerät die Algorithmen zur Steuerung der Empfangsrichtung sowie die klassischen digitalen Auswerteverfahren der Radartechnik.
Im folgenden werden Beispiele für verschiedene Sensorausgestaltungen mit Aperturlängen L = 600, 750 und 900 mm und Sub-Antennengruppen mit jeweils 2N + 1 Antennenelementen und einem Inter-Element-Abstand von d = λ/2 bei gefülltem Array gezeigt.
Erklärung der Parameter
Nt Anzahl der Elemente des ausgedünnten Sub-Arrays
Nf Anzahl der Elemente des gefüllten Sub-Arrays
L Aperturlänge
Leff effektive Aperturlänge, die ein gefülltes Array zur Erzielung des gleichen Θ3dB-Winkels benötigt
Θ 3dB Öffnungswinkel zwischen den 3 dB-Punkten
B1m Strahldurchmesser in 1 m Abstand
Anzahl d. E. Gesamtanzahl der benötigten Elemente
T Ausdünnungsfaktor in Bezug auf das jeweilige gefüllte, konventionelle Array mit der (ungefähr) gleichen Aperturlänge
Gefüllt, konventionell
Ausgedünnt, konzentrisch
Ausgedünnt, offset
Wie aus der zweiten Tabelle zu ersehen ist, ergibt sich ein Ausdünnungsfaktor von ca. 85%, d. h. die Anzahl der Elemente wird von 384 auf 55 reduziert. Jedoch zeigt die Tabelle auch, dass sich die Keulenbreite von 0,26° auf 0,48° bei konzentriertem Aufbau vergrößert.
Dieser Nachteil wird durch die Offsetanordnung der Subarrays bei gleichbleibendem Ausdünnungsfaktor aufgehoben.

Claims (9)

1. Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges,
mit einem Trägerelement (6, 14),
mit einem Array von Patchantennen (8) in Form einer Kombination eines gefüllten Subarrays (10) von Patchantennen (8) und eines ausgedünnten Subarrays (12) von Patchantennen (8),
mit einer integrierten mm-Wellenschaltung (MMIC) (22) zur Abmischung des Empfangssignals und zur Aufbereitung des Lokaloszillatorsignals,
mit einem integrierten Schaltkreis (20), der einen Analog-/Digitalwandler und einen digitalen Signalprozessor für ein Erfassen des Ausgangssignals des gefüllten Subarrays nach Amplitude Af und Phase ϕf mit Afejϕf und des Ausgangssignals des ausgedünnten Subarrays nach Amplitude At und Phase ϕt mit Atejϕf aufweist und
mit Versorgungsleitungen (16),
wobei die Patchantennen (8) auf einer Außenseite des Trägerelementes (6) ausgebildet sind und
wobei auf der anderen Außenseite des Trägerelementes (6, 14) der integrierte Schaltkreis (20), die integrierte mm-Wellenschaltung (22) und die Versorgungsleitungen (16) angeordnet sind.
2. Radarsensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in das Trägerelement zwei Schichten (6, 14) aufweist, zwischen denen eine Schicht (24) aus leitendem Metall ausgebildet ist
3. Radarsensor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierte Schaltkreis (20) einen digitalen Busausgang aufweist.
4. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierte Schaltkreis (20) eine Schaltung zur Offsetkompensation des Ausgangssignals aufweist.
5. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine elastische Ummantelung (4) vorgesehen ist.
6. Radarsensor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ummantelung (4) zumindest teilweise für elektromagnetische Strahlung im mm- Wellenlängenbereich durchlässig ist.
7. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrischen Verbindungen durch Bonddrähte (18) oder durch Flip-Chip- Montage hergestellt sind.
8. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Patches (8) der Patchantennen (10, 12) durch Feldkopplung mit dem MMIC verbunden sind.
9. Verwendung eines Radarsensors nach einem der Ansprüche 1 bis 8 als Zierleiste an einem Kraftfahrzeug.
DE10036131A 2000-07-25 2000-07-25 Radarsensor zur Erfassung der Verkehrssituation im Umfeld eines Kraftfahrzeuges Withdrawn DE10036131A1 (de)

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