DD201959A5

DD201959A5 - Stromversorgungsschaltung fuer fernsehempfaenger

Info

Publication number: DD201959A5
Application number: DD82239142A
Authority: DD
Inventors: Donald H Willis
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1981-04-20
Filing date: 1982-04-20
Publication date: 1983-08-17
Also published as: US4353014A; NL8220176A; FR2504338A1; ES511373A0; FR2504338B1; FI824361A0; PL236041A1; IT1205255B; DK559282A; JPS58500545A; CA1185361A; BE892883A; GB2112185A; PT74739B; SE8207126D0; KR840000132A; GB2112185B; SE8207126L; ES8304328A1; KR880001127B1

Abstract

Die Erfindung betrifft Stromversorgungsschaltungen fuer Fernsehempfaenger unter Verwendung einer saettigbaren Reaktanz.Mit der Erfindung wird eine Verringerung der Erwaermung des Transformators bei gleichbleibender Spannungskonstanz erreicht. Erfindungsgemaess ist die Anordnung so getroffen,dass eine Quelle (22 tief g) einer Kompensationsspannung (V tief cd) mit der Wicklung (21a) der saettigbaren Spule gekoppelt ist und dass die Kompensationsspannung im Verhaeltnis zur Eingangswechselspannung einen solchen Wert hat, dass die Kompensationswirkung der Erzeugung des zirkulierenden Stromes durch die Kapazitaet (23) und der Zufuehrung der Kompensationsspannung zur saettigbaren Spule (21) eine Regelung der Ausgangswechselspannung ergibt.

Description

α 2 4

Stromversorgungsschaltung für einen Fernsehempfänger An wen du η gs.geb i.e t _.der „Erf i.n.dun.g:.

Die Erfindung bezieht sich auf Stromversorgungsschaltungen für Fernsehempfänger unter Verwendung einer sättigbaren Reaktanz.

Char.akter.is.tiX _der .beXan.nten. ..te.c.hnischen .Lösungen :.. Eine Stromversorgungsschaltung mit sättigbarer Reaktanz läßt sich zur Lieferung einer geregelten Anodenhochspannung und einer geregelten Betriebsspannung B+ für die Ablenkschaltungen eines Fernsehempfängers benutzen. Betreibt man sie mit einer relativ hohen Eingangsfrequenz, etwa der Horizontalablenkfrequenz von etwa 16 kHz, dann ist eine solche Stromversorgungsschaltung eine recht kompakte und leichte Einheit, deren Ausgangsspannung von Haus aus geregelt ist, ohne daß dazu relativ komplexe und teure elektronische Steuerschaltungen für den Regler notwendig wären.

In der US Patentanmeldung US-S.N. 220,847 vom 29. Dezember 1980 (Erfinder D.H. Willis, Titel "TELEVISION RECEIVER FERRORESONANT LOAD POWER SUPPLY") ist eine Stromversorgungsschaltung beschrieben, bei der eine sättigbare Reaktanzlastschaltung über eine Sekundärausgangswicklung eines Transformators mit hoher Streuinduktivität geschaltet ist. mit der Primärwicklung des Transformators ist eine 'Quelle ungeregelter Eingangswechselspannung von der Horizontalablenkfrequenz 1/T„ angeschlossen. Mit der Ausgangswicklung, die mit der die sättigbare Reaktanz enthaltenden Lastschaltung gekoppelt ist, sind mehrere andere Sekundärausgangswicklungen einschließlich der Hochspannungsausgangswicklung gekoppelt.

Von den an den Sekundärwicklungen des Transformators entstehenden Spannungen wechselnder Polarität werden verschiedene Gleichspannungen für den Fernsehempfänger abgeleitet, unter anderem eine Gleichhochspannung, die

239142 4

von der an der Hochspannungswicklung auftretenden Spannung abgeleitet wird, und eine Spannung B+ für die Abtastung, die aus einer Spannung abgeleitet wird, welche an einer Niederspannungs-Sekundärausgangswicklung auftritt. Die 'Lastschaltung mit der sättigbaren Reaktanz regelt die an einer der Transformator-Sekundärwicklungen auftretende Spannung und damit auch die an den anderen Sekundärausgangswicklungen auftretenden Spannungen.

Die Lastschaltung mit der - sättigbaren Reaktanz enthält einen Kondensator, die sättigbare Reaktanz umfaßt eine auf einem magnetisierbaren Kern angeordnete Wicklung. Während jedes Halbzyklus der Ausgangsspannung wechselnder Polarität wird der Kern der sättigbaren Reaktanz magnetisch gesättigt, und zwischen dem Kondensator und der Wicklung der sättigbaren Reaktanz fließt ein zirkulierender Strom.

Darl.egu_ng._des Jv'esens „der Erfindung : Ein Merkmal der Erfindung liegt in einer Stromversorgungsschaltung mit eine sättigbare Reaktanz enthaltender Last, welche eine relativ geringe Amplitude des zirku-' lierenden Stromes erlaubt, ohne daß die Regelung der Ausgangsspannung gleichzeitig verschlechtert würde. Ein zirkulierender Strom relativ niedriger Amplitude ist _ für einen guten Wirkungsgrad der Schaltung erwünscht, weil in der Wicklung der sättigbaren Reaktanz relativ

2 hohe ohm'sche Leistungsverluste (I R) auftreten.

Im Betrieb der Stromversorgungsschaltung mit der die sättigbare Reaktanz aufweisenden Last erwärmt sich die sättigbare Reaktanz auf ein Betriebstemperaturgleichgewicht oberhalb der Umgebungstemperatur. Hysterese- und Wirbelstromverluste im Kern der sättigbaren Reaktanz tragen zur Erwärmung, des Kernes bei. Außerdem erwärmt ^OJ sich der Kern wegen der Wärmeübertragung von der Reaktanzwicklung, die von dem in ihr fließenden zirkulierenden

Strom durch ohm'sche Wärmeverluste I R aufgeheizt wird.

-τι Hält man den zirkulierenden Strom auf einer relativ niedrigen Amplitude, dann verringert man die Erwärmung des Kernes der sättigbaren Reaktanz und verringert damit auch die sich im Gleichgewichtszustand einstellende Betriebstemperatur des Kernes.

Die Sättigungsflußdichte Bsätt des Kernmaterials der sättigbaren Reaktanz nimmt mit zunehmender Betriebstemperatur des Kernes ab. Da die geregelte Ausgangsspannung von der Sättigungsflußdichte Bsätt abhängt, wird durch eine Verringerung der Kernerwärmung durch Verringerung der Amplitude des in der Wicklung der sättigbaren Reaktanz zirkulierenden Stromes auch das Ausmaß des Absinkens der Ausgangsspannung beim Temperaturanstieg vom Moment des Einschaltens des Fernsehempfängers bis zum Erreichen der Betriebstemperatur des Kernes beim Temperaturgleichgewicht verkleinert.

Die Erfindung läßt eine Verringerung der Amplitude des in der Lastschaltung mit der sättigbaren Reaktanz zirkulierenden Stromes zu, ohne daß die Regelung der Ausgangsspannung dadurch beeinträchtigt würde. Ohne Anwendung der erfindungsgemäßen Kompensationsmaßnahmen kann nämlich die Regelung der Ausgangsspannung mit Absinken der Amplitude des zirkulierenden -Stromes schlechter werden. Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Anordnung erhält man einen Kompensationsmechanismus, aufgrund dessen die Ausgangsspannung relativ gut geregelt bleibt, selbst wenn die Amplitude des zirkulierenden Stromes kleiner wird.

Gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung ist eine Stromversorgungsschaltung mit sättigbarem Kern zur Erzeugung einer geregelten Spannung für ein Fernsehwiedergabegerät vorgesehen. Die Stromversorgungsschaltung enthält eine sättigbare Reaktanz mit einem magnetisierbarem Kern, auf dem eine Wicklung angeordnet ist.

23 91AZ 4

In der Wicklung der Reaktanz wird durch eine Quelle einer Eingangswechselspannung ein Magnetisierungsstrom erzeugt, der einen magnetischen Wechselfluß im Kern hervorruft, welcher mit der Wicklung so verkettet ist, daß eine Ausgangsspannung wechselnder Polarität entsteht. Eine Kapazität ruft einen zirkulierenden Strom hervor, der einen magnetischen Fluß in dem der Reaktanzwicklung zugeordneten Kernabschnitt zur Folge hat. Der vom zirkulierenden Strom hervorgerufene magnetische Fluß trägt zur magnetischen Sättigung des zugehörigen · Kernabschnittes während jedes Zyklus der Austauschspannung wechselnder Polarität bei. Mit der Wicklung der sättigbaren Reaktanz ist eine Quelle einer kompensierenden Spannung, die in Beziehung zur Eingangswechselspannung steht, gekoppelt, so daß die Gesamtwirkung der Erzeugung des zirkulierenden Stromes durch die Kapazität und der Zuführung der Kompensationsspannung zur Wicklung der sättigbaren Reaktanz eine Regelung der Ausgangswechselspannung zur Folge hat.

Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird der Magnetisierungsstrom für die sättigbare Reaktanz von einem Transformator mit mehreren. Wicklungen erzeugt. Die Eingangswechselspannungsquelle ist mit einer ersten * ·* dieser mehreren Wicklungen gekoppelt, und die geregelte Ausgangswechselspannung entsteht an einer zweiten dieser mehreren Wicklungen. Die Kompensationsspannungsquelle umfaßt eine dritte der mehreren Transformatorwicklungen.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist der Transformator ein solcher mit hoher Streuinduktivität, und die erste und die zweite der soeben erwähnten Transformatorwicklungen sind magnetisch lose miteinander gekoppelt, während die erste und die dritte Wicklung

magnetisch eng miteinander gekoppelt sind. Die Wicklung der sättigbaren Reaktanz und die dritte Wicklung des Transformators sind in Reihe über die Kapazität geschal-

X 239 142 4

• tet, und der zirkulierende Strom fließt bei Erzeugung durch die Kapazität in der dritten Wicklung. Die zweite und die dritte Transformatorwicklung sind so zueinander gepolt, daß die Amplitude der Ausgangsspannung bei Ein-· gangsspannungsSchwankungen relativ unverändert bleibt. Bei einer speziellen Ausführungsform der Erfindung wird die geregelte Ausgangswechselspannung .mit Hilfe einer Hochspannungswicklung, die magnetisch eng mit der zweiten Wicklung des Transformators gekoppelt ist, hochtransformiert. Die hochtransformierte Spannung wird von einer Hochspannungsgleichrichterschaltung gleichgerichtet zu einer Anodengleichspannung am Anodenanschluß. Bei einer anderen speziellen Ausführungsform der Erfindung ist eine Niederspannungssekundärwicklung des Transformators, die eng mit der zweiten Wicklung gekoppelt ist, mit einem Ablenkgenerator verbunden und liefert an diesen eine geregelte Spannung B+ für die Ablenkung. Ausf uhrungs.beis.p.i.el.e :.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen 20

Figur 1 eine Ablenkschaltung und eine Stromversorgungsschaltung mit sättigbarer Reaktanz gemäß der Erfindung und die

Figuren 2-4 Signalformen zur Erläuterung der Betriebs-^ZJ weise der Schaltung nach Figur 1.

Gemäß Figur 1 weist eine Stromversorgungsschaltung 10 für niedrige und hohe Spannungen in einem Fernsehempfänger einen Transformator 22 und eine Lastschaltung 20

mit sättigbarer Reaktanz auf. Eine Primärwicklung des Transformators 22 mit zwei Wicklungsabschnitten 22a und 22b gleicher Windungszahl ist an eine Quelle 11 einer ungeregelten Eingangswechselspannung geschaltet. Die

Quelle 1 1 enthält einen InverlfeT^bfrGnd einen Gleich-

·

Spannungseingangsanschluß 26, der an eine Mittelanzapfung der Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b angeschlossen ist. Am Anschluß 26 wird eine ungeregelte Eingangsgleich-

(ο

-te»

2-3 9 1 4.2

spannung zugeführt. Der Inverter 19 arbeitet mit einer hohen Frequenz, beispielsweise der Horizontalablenkfrequenz von 15,75 kHz, oder gewünschtenfalls mit einer noch höheren Frequenz. Arbeitet er mit der Horizontalfrequenz, dann erzeugt der Inverter 19 eine Eingangswechselspannung in Form einer horizontalfrequenten Rechteckspannung Vp über jedem der Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b.

Wenn die Spannung Vp an den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b anliegt, dann entstehen Ausgangsspannungen wechselnder Polarität an den Sekundärausgangswicklungen 22d - 22f und an der Hochspannungs-Sekundärausgangswicklung 22c. Die Enden 28 und 29 der Ausgangswicklung 22d sind mit Doppelweggleichrichterdioden 34 und 3 5 verbunden, die Enden 30 und 31 der Ausgangswicklung 22e sind mit Doppelweggleichrichterdioden 3 6 und 3 7 verbunden, die Enden 32 und 33 der Ausgangswicklung 22f sind mit Doppelweggleichrichterdioden 38 und 39 verbunden, und die Leitung 27 zur Mittelanzapfung ist an Masse geführt.

Die an der Wicklung 22d auftretende Ausgangswechselspannung wird von den Dioden 34 und 35 vollweg-gleich- ° gerichtet und von einem Kondensator 18 zu einer Betriebsgleichspannung am Anschluß 4 0 gleichgerichtet, die beispielsweise +25 Volt beträgt und zur Speisung von Schaltungen des Fernsehempfängers wie der Vertikalablenkschaltung und der Tonschaltung dient. Die Ausgangswech-

selspannung an der Wicklung 22f wird von den Dioden 38 und 39 doppelweg-gleichgerichtet und von einem Kondensator 16 zu einer Betriebsgleichspannung an einem Anschluß 41 gefiltert, die beispielsweise +245 Volt beträgt und zur Speisung von Empfängerschaltungen wie den Bildröhren-

treiberstufen dient.

Die Ausgangswechselspannung an der Wicklung 22e wird von den Dioden 36 und 37 doppelweg-gleichgerichtet und von einem Kondensator 17 zu einer Spannung B+ am An-' schluß 25 gesiebt, die eine. Speisespannung für den Horizontalablenkgenerator 43 sein kann. Der Horizontalablenkgenerator 43 ist mit dem Anschluß 25 über eine Eingangsdrossel 4 2 verbunden und enthält einen Horizontaloszillator und Treiber 46, einen Horizontalausgangstransistor 47, eine Dämpfungsdiode 48, einen Horizontalrücklaufkondensator 4 9 und einen S-Formungs- oder Hinlaufkondensator 45, der in Reihe mit einer Horizontal-^ ablenkwicklung 44 liegt. Der Horizontalablenkgenerator 43 wird von der Betriebsspannung B+ bespeist und erzeugt einen Horizontalablenkstrom in der Horizontalab'lenkwicklung 44.

Die Ausgangswechselspannung der Hochspannungswicklung 22c wird der Hochspannungsschaltung 24 zugeführt zur Erzeugung einer hohen Anodengleichspannung oder Beschleu- ^O nigungsspannung an einem Anschluß U für die nicht dargestellte Bildröhre des Fernsehempfängers. Die Hochspannungsschaltung 24 kann eine übliche Spannungsvervielfacher Gleichrichteranordnung vom Cockroft-Walton Typ enthalten oder einen Halbwellen-Gleichrichter mit mehreren Dioden, die mit einer Mehrzahl von hier nicht einzeln veranschaulichten Wicklungsabschnitten der Hochspannungswicklung 22 zu einer einzigen Einheit einteilig verschmolzen sind.

Die Sekundärausgangswicklungen 22d - 22f und die Hochspannungs-Sekundärausgangswicklung 22c sind relativ eng magnetisch miteinander gekoppelt. Um diese enge Kopplung zu erreichen, kann man die Wicklungen konzentrisch um einen gemeinsamen Teil des magnetisierbaren Kernes 122

des Transformators 22 wickeln. Wegen der engen magnetischen Kopplung zwischen den Wicklungen führt die Regelung einer an einer der Sekundärausgangswicklungen auftreten-

-Τδ-

239142 4

den Ausgangswechselspannung auch zu einer Regelung der an den anderen Sekundärausgangswicklungen des Transformators auftretenden Ausgangsspannungen.

Zur Regelung der. Spannungen an den Sekundärausgangswicklungen gegen Schwankungen der Amplitude der Eingangsspannung Vin und gegen LastSchwankungen durch die mit den Anschlüssen 25, 40 und 41 verbundenen Lastschaltungen und StrahlStrombelastungsänderungen am Anodenanschluß U ist die die sättigbare Reaktanz enthaltende Lastschaltung 20 über eine der eng gekoppelten Sekundärausgangswicklungen des Transformators geschaltet. In Figur 1 ist die Lastschaltung 20 beispielsweise über die Sekundärausgangswicklung 22f geschaltet.

Der Transformator 22 ist so ausgelegt, daß zwischen den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b und jeder der eng gekoppelten geregelten Sekundärwicklungen 22c - 22f eine erhebliche Streuinduktivität besteht. Die lose Kopplung der Primärwicklung mit den Sekundärausgangswicklungen läßt die Ausgangsspannungen durch die Lastschaltung 20 mit der sättigbaren Reaktanz im wesentlichen konstant bleiben, selbst wenn die den Primärwicklungsabschnitten zugeführte Spannung mit Änderungen der Ein- gangswechselspannung schwankt.

Die Streuinduktivität zwischen den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b und den Sekundärwicklungen 22c 22f kann so in den Transformator 22 hinein konstruiert

werden, daß sein magnetisierbarer Kern 122 als geschlossener Rechteckkern ausgebildet ist. Die Primärwicklung 22 kann um einen Schenkel des Kerns 122 herum gewickelt werden, und die Ausgangswicklungen 22b - 22e können um einen anderen Schenkel konzentrisch herum gewickelt werden. Der magnetisierbare Kern 122 ist so ausgelegt, daß er in einem Bereich hoher Permeabilität unterhalb des Knickes der B-H-Kennlinie des Kernmaterials arbeitet.

-&- 23 9 U2 4 Auf diese Weise wird der Transformator 22 ein praktisch ungesättigter Transformator hoher Streuinduktivität.

Die Lastschaltung 20 mit sättigbarer Reaktanz weist einen Kondensator 23, eine Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transformators 22 und eine sättigbare Spule 21 auf. Letztere umfaßt eine auf einem magnetisierbaren Kern angeordnete Wicklung 21a. Diese Spulenwicklung 21a ist in Reihe mit der Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transformators über den Kondensator 23 geschaltet. Die Spulenwicklung 21a und die Sekundärausgangswicklung 22f^ des Transformators sind leitend zusammengeschaltet, jedoch magnetisch voneinander isoliert, so daß der Magnetfluß im Kern 21 nicht nennenswert mit der Ausga'ngswicklung 22f verkettet ist.

Der Kondensator 23 ist über die Sekundärausgangsv/icklung 22f geschaltet. Die geregelte Ausgangs spannung Vout, die an der Ausgangswicklung 22f entsteht, liegt damit ebenfalls ^O am Kondensator 23 zwischen den Anschlüssen 50 und 51 in Figur T. Die Spannung Vout ist in Figur 2b und auch in Figur 2c veranschaulicht.

Die Kompensations-Treiberwicklung 22g ist magnetisch eng mit den beiden Primärwicklungsabschnitten 22a und 2 2b des Transformators 22 gekoppelt. Die an der Wicklung 22g auftretende Spannung V -, ist eine Rechteck spannung die in Phase mit der Primärwicklungsspannung V liegt und deren Amplitude entsprechend dem Windungsverhältnis der

Wicklungen 22g und 22a in Beziehung zur Amplitude der Primärspannung V steht. Sowohl die Primärspannung V als auch die Kompensationsspannung V , sind deshalb in Figur 2a durch nur eine Kurvenform dargestellt. Da sich die Amplitude der Primärspannung V mit der Amplitude

^p

der ungeregelten Eingangsgleichspannung Vin ändert, ändert sich die Kompensations-Treiberspannung V -, entsprechend in ihrer Amplitude, bleibt jedoch in Phase mit

der Primärspannung.

Die an der Wicklung 21a der sättigbaren Spule auftretende Spannung ist in Figur 2b durch die Kurvenform ν dargestellt. Diese Spannung ist gleich der alge-

S JL

braischen Summe der Kondensator- oder Ausgangsspannung Vout mit der Kompensations-Treiberspannung V , des Transformators .

Zur Regelung der Ausgangsspannung Vout wird der Kern der sättigbaren Spule 21 während jedes Halbzyklus der Ausgangsspannung zwischen dem magnetisch ungesättigtem und dem magnetisch gesättigtem Zustand umgeschaltet. Im magnetisch ungesättigten Zustand ist die Induktivität

*· 5 der Wicklung 21a der sättigbaren Spule relativ groß, beispielsweise 50 bis 100 Millihenry. Im magnetisch gesättigten Zustand ist die Induktivität der Wicklung 21a dagegen relativ klein, beispielsweise 0,5 bis 2 Millihenry. Daher kann die Induktivität der Wicklung 21a im Sätti- ^ gungsfalle oder die bei Sättigung des Kernes 21 herrschende Induktivität 50 bis 100 mal kleiner als im ungesättigten Falle sein.

Wie Figur 2b anhand des Stromes i in der Spulenwick-2fr ^sr

lung 20a während der Intervalle, wo der Spulenkern 121 nicht gesättigt ist, zwischen den Zeitpunkten TEa - Tb und Tf - Tgr zeigt, liegt der Spulenstrom i nahe bei

O JL

0, und es fließt nur ein kleiner Magnetisierungsstrom, der im Spulenkern einen Fluß erzeugt. Die zugeführte

Spannung V an der Spulenwicklung 21a verursacht im

O JL

Spulenkern 121 eine Umkehr der Magnetflußrichtung gegenüber der Flußrichtung beispielsweise zum Zeitpunkt ta, und dann bewirkt die Spannung anschließend einen Aufbau des Flußes in der entgegengesetzten Richtung. Innerhalb des Intervalles 'Ta - Tb liegen die Flußdichtewerte für den Spulenkern 121 zum größten Teil in demjenigen Bereich der B-H-Charakteristik des Kernmaterials, wo keine

4- 2 4 Sättigung herrscht.

Nahe dem Zeitpunkt tb hat die der Spulenwicklung 21a zugeführte Spannung den.Magnetfluß im Spulenkern 121 zu einem Punkt gelangen lassen, wo der entsprechende Flußdichtewert des Materials oberhalb des Knickes der B-H-Kennlinie im Sättigungsbetriebsbereich liegt. Zur Erläuterung sei erwähnt, daß der Betriebsbereich magnetischer Sättigung als derjenige Bereich der B-H-Kennlinie oberhalb des Knickes angesehen werden kann, in dem eine erheblich verringerte Permeabilität im Vergleich _ zur Permeabilität des Kernmaterials unterhalb des Knickes der B-H-Kennlinie vorliegt. Für ein magnetisierbares Material des Spulenkerns, wie etwa ein L ithium-Wi smuttily Ferrit, hat die relative Permeabilität des Materials bei einem Punkt''weit unterhalb des Knies bei beispielsweise einer Magnetfeldstärke H von 50 - 100 Oersted, einen recht niedrigen Wert von beispielsweise 2 bis 10 im Vergleich zu einem relativ hohen Permeabilitätswert von beispielsweise 500 - 3000 bei einem Punkt unterhalb des Knickes der Kurve.

Während der Intervalle Tb - Tf und Tg - Tk, wenn also die Wicklung 21a der sättigbaren Spule eine niedrige Sättigungsimpedanz zeigt, fließen zirkulierende Ströme 60'und 61 gemäß Figur 2b zwischen der Spulenwicklung 21a und dem Kondensator 23. Die Eigenfrequenz des Resonanzkreises, welcher die zirkulierenden Ströme 60 und 61 hervorruft, bestimmt sich hauptsächlich durch.den Wert des

Kondensators 23 und den Wert der Parallelinduktivität, welche durch die Sättigungsinduktivität der Spulenwicklung 21a und die äquivalente Quelleninduktivität zwischen den Anschlüssen 50 und 51 des Transformators hoher Reaktanz gebildet wird. Diese Eigenfrequenz ist höher als die Horizontalablenkfrequenz 1/T , die von der

Eingangswechselspannungsquelle 11 kommt.

Während des Intervalls T, -T_f und T -T,, wenn die zirkulierenden Ströme 6 0 und 61 gemäß Figur 2b zwischen der Wicklung 21a der sättigbaren Spule und dem Kondensator 23 fließen, kehrt die über dem Kondensator 23 und der Sekundärausgangswicklung 2 2f des Transformators liegende Ausgangsspannung Vout ihre Polarisation zu den Zeitpunkten T und T. in Figur 2c um und bewirkt eine Aufladung auf entgegengesetzt gepolte Spannungen am Ende der Zirkulationsstromintervalle zu den Zeitpunkten T^

und T,

ic

Die Nulldurchgangsaugenblicke der Primärspannung V sind die gleichen Augenblicke T und T, der Nulldurchgangs-

\s Xl

augenblicke der phasengleichen Kompensationstreiber- *° spannung V ·,, die über der Transformatorwicklung 22g auftritt, während die Nulldurchgangsaugenblicke der Ausgangsspannung Vout die Zeitpunkte T und T. in Figur 2c sind. Damit besteht zwischen der Primärspannung

V und der Ausgangsspannung Vout, die an der Lastschalen

tung 20 entsteht, eine Zeitverzögerung T, welche eine Phasenverzögerung ΔΘ= 2-irAt/T, darstellt.

Der Strom im Kondensator 23 ist i =- i -+ i . Während

c w sr

der Intervalle T -T, und T-T . ohne Sättigung wird der

ab f g -d ¹J

Kondensator 23 durch den in Figur 2d dargestellten Strom i aufgeladen, der in der Sekundärausgangswicklung 22f des Transformators fließt, wenn die relativ kleinen Ströme in den Dioden 38 und 39 vernachlässigt werden. Der Strom i stellt denjenigen Teil des in der

^w

durch den Transformator 22 mit hohem Streufluß gebildeten äquivalenten Quellrz fließenden Stromes dar, der nicht zu den mit dem Sekundärausgangswicklungen 2 2c - 22f gekoppelten Lastschaltungen abgezweigt wird. Die

Eigenfrequenz des mit dem Kondensator 23 während der 35

Intervalle T -T, und T^-T , in denen keine Sättigung a D ig

vorliegt, gebildeten Resonanzkreises wird durch den Wert des Kondensators 23 und den Wert der Quell induktivität

»- 23 9 14

-r?- c.

des Transformators 22 hoher Reaktanz, die zwischen den Anschlüssen 50 und 51 auftritt, bestimmt. Diese Eigenfrequenz kann unter der Horizontalablenkfrequenz 1/T, liegen.

Zur Regelung der Ausgangsspannung Vout verzögert die Lastschaltung 20 die Phase der Ausgangsspannung gegenüber der Primärspannung V um einen sich veränderbaren Betrag ΔΘ . Die Phasenverzögerung ΔΘ ist notwendig, damit Leistung von der Eingangswechselspannungsquelle 11 in die mit den Sekundärausgangswicklungen 22c - 22f des, Transformators gekoppelten Lastschaltungen übertragen werden kann. Die Phasenverzögerung hängt von der Eingangsspannungsamplitude und vom Ausmaß der Belastung der Sekundärausgangswicklungen ab.

Die sättigbare Spule 21 schaltet von einer relativ großen Induktivität während der Intervalle T -T, und

a XD

T.--T , in denen keine Sättigung vorliegt, (siehe Figur ²^ 2a bis 2d) auf eine relativ kleine Induktivität während

der Intervalle T, -T, und T -T, , wo der Sättigungszustand

D ι g Jc

vorliegt, um. Die Umschaltung hängt von den magnetischen Sättigungseigenschaften des Kernes 121 der sättigbaren Spule ab. Mit Hilfe dieser Umschaltung reagiert die Ferroresonanz-Lastschaltung 20 auf Änderungen der Eingangsspannung Vin und Änderungen der Belastung an den Sekundärausgangswicklungen des Transformators 22 durch Regelung des Phasenwinkels der Ausgangsspannung Vout gegenüber der Primärspannung V ohne wesentliche Ände-P

rungen der Ausgangsspannungsamplitude oder der Halbperiodenflache oder beider dieser Größen.

Die Figuren 3a bis 3e zeigen Strom- und Spannungsformen, die in der Stromversorgungsschaltung 10 gemäß Figur 1

ohne Strahlstrombelastung am Anodenanschluß U auftreten, und zwar sowohl für die Eingangsgleichspannung Vin bei normaler Netzspannung (ausgezogene Kurven) als auch für

-te-

239142

Eingangs spannung bei überhöhter Netzspannung (gestrichelte Kurven). Die Figuren 4a - 4e zeigen Spannungsund Stromformen, die in der Stromführungsschaltung 10 auftreten für eine Eingangsspannung bei normaler Netzspannung und zwar sowohl für starke StrahlStrombelastung am Anodenanschluß U (ausgezogene Kurven) als auch für fehlende oder schwache Strahlstrombelastung am Anschluß: U (gestrichelte Kurven).

Dj__e Figuren 3a, b und d und die Figuren 4a, b und d, zeigen, daß bei ansteigender Primärspannung V von nor-, maler Netzspannung auf überhöhte Netzspannung oder bei Abnahme der Belastung an einer Sekundärausgangswicklung des Transformators, wie etwa der· Hochspannungswicklung 22c die Lastschaltung 20 mit einer Verringerung der Phasenverzögerung ΔΘ der Spannung Vout gegenüber der Spannung V von einer Verzögerung von ΔΘ auf ΔΘ reagiert, wenn die Eingangsspannungsamplitude größer wird, dagegen von einer Verzögerung von ΔΘ auf ΔΘ , , wenn die ab

Belastung abnimmt.

Die Lastschaltung 20 regelt die Phasenverzögerung teilweise durch zumindest momentane Änderung der Dauer der Sättigungsintervalle T, -T und T -T, der zirkulierenden

^g

Ströme 6-0 und 61 und der Dauer der Intervalle T -ϊ\ und

a b

Tf-T , wo keine Sättigung herrscht, wie Figur 2b zeigt, . auf Änderungen der Primärspannung V und der Sekundärwicklungsbelastung des Transformators hin. Eine momentane Abnahme der Dauer der Intervalle ohne - Sättigung 30

führt beispielsweise zu einer Abnahme der Phasenverzögerung ΔΘder Ausgangsspannung Vout.

Es wurde bereits darauf hingewiesen, daß beispielsweise zum Zeitpunkt T, in den Figuren 2b und 2c der Spulenkern 121 praktisch gesättigt ist und die Induktivität der Spulenwicklung 21a erheblich auf eine Induktivität bei relativ niedriger Sättigung im Vergleich zur unge-

239142 4

sättigten Induktivität der Spulenwicklung absinkt. Während der SättigungsIntervalle T, -T- bildet der Kondensator 23 einen Schwingkreis mit der Parallelinduktivität aus der Quelleninduktivität, welche der Transformator 22 hoher Reaktanz zeigt und der gesättigten Induktivität der Wicklung 21a der gesättigten Spule.

Die Dauer des zirkulierenden Stromes 60 hängt nicht nur von der Eigenfrequenz des Resonanzkreises ab, der während der Sättigung des Spulenkernes 121 gebildet wird, sondern auch von der Spannung Vout, die am Kondensator 23 zu Beginn der Sättigung am Zeitpunkt T, herrscht, und von der Größe des Stromes i , der von der Sekundär-

w'

ausgangswicklung 22f während des Sättigungsintervalls T, -T- in den Kondensator 23 hineinfließt. Je größer diese Kondensatorspannung am Ende der Sättigung ist und je kleiner generell die mittlere Größe des aus der Wicklung 22f während des Sättigungsintervalls T, -T- zum Kondensator 23 fließenden Stromes ist, desto länger dauert der zirkulierende Strom 60.

Wenn die Amplitude der Primärspannung V beispielsweise schrittweise zu wachsen beginnt, dann -neigt auch die Ausgangsspannung Vout zum Anwachsen. Die schrittweise

Amplitudenzunahme der Ausgangsspannung Vout sucht die Dauer der Intervalle T -T, und T--T , wo keine Sättigung

a .D ι g

herrscht, zu verkürzen und damit die Phasenverzögerung ΔΘ zu verkleinern.

Der Strom i , welcher der Ferroresonanz-Lastschaltung w

20 von der Transformatorwicklung 22f zugeführt wird, ändert sich ebenfalls schrittweise mit dem schrittweisen Anwachsen der Primärspannung V . Der Strom i ändert sich schrittweise so, daß die sättigbare Spule 21 länger in

der Sättigung bleibt und dadurch die Dauer der zirkulierenden Ströme 6 0 und 61 schrittweise länger wird.

239] 4

Nach einigen Betriebszyklen ist die Verlängerung des zirkulierenden Stromes gleich der Verkürzung der Intervalle T -T, und T,-T , wo keine Sättigung vorliegt, und a Jd χ g

es entsteht ein neues Gleichgewicht der Phasenverzöge- ° rung ΔΘ und eine zunehmend höhere Ausgangsspannungsamplitude. Die Ausgangsspannung wächst an, weil die Dauer der Intervalle ohne Sättigung im neuen Gleichgewichtszustand kürzer ist.

Die Lastschaltung 20 ergibt eine Ausgangs spannungsregelung, wenn sie so ausgelegt ist, daß sie auf eine Zunahme der Primärspannung V mit einer ausreichenden Ab-

P nähme der PhasenverzögerungΔΘ reagiert, um mit nur einer

relativ kleinen Änderung der Intervalle ohne Sättigung

und nur einer relativ kleinen Änderung der Ausgangs-

spannüng wieder einen Gleichgewichtszustand herzustellen.

Eine Technik ein richtiges Verhalten der Lastschaltung

zu erreichen, liegt in einer derartigen Auslegung der

sättigbaren Spule 21, daß sie während der Zirkulationsstromintervalle eine relativ kleine Sättigungsinduktivität aufweist. Bei einer kleinen Sättigungsinduktivität, beispielsweise unter 500 Mikrohenry, und damit bei einer

relativ großen Zirkulationsstromamplitude unterscheidet 25

sich die Dauer des zirkulierenden Stromes relativ wenig bei verschiedenen Amplituden der Primärspannung. Die Dauer der Intervalle ohne Sättigung und damit die Amplitude der Ausgangsspannung ändert sich daher ebenfalls nur relativ wenig

^y

Eine relativ niedrige gesättigte Induktivität, die einen relativ hohen zirkulierenden Strom erzeugt, führt zu

2 höheren ohm'sehen Verlusten I R in der Wicklung 21a der sättigbaren Spule und zu höheren Betriebstemperaturen des

Kerns 121 der sättigbaren Spule wegen der größeren Wärmeübertragung von der Spulenwicklung zum Spulenkern. Ein Merkmal der Erfindung liegt in einer relativ guten Ausgangsspannungsregelung ohne Notwendigkeit von zirkulie-

239142

renden Strömen relativ großer Amplitude in der Wicklung 21a der sättigbaren Spule.

Gemäß Figur 1 enthält die Lastschaltung 20 zusätzlich zum Kondensator 23 und zur sättigbaren Spule 21 eine Kompensationstreiberwicklung 22g, die in Reihe mit der Spulenwicklung 21a über dem Kondensator 23 liegt. Damit fließen die zirkulierenden Ströme 60 und 61 der sättigbaren Spule auch in der Wicklung 22g. Die Kompensations-Treiberwicklung 22g ist magnetisch eng mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt. Die Kompen-_ sations-Treiberwicklung 22g stellt eine zusätzliche Quelle der Spannung V , dar, die im Zusammenhang mit den sich ändernden Eingangs- und Primärspannung'en steht.

Die Spannung V , steht für die Leistungsübertragung zwischen der Wicklung 22g und den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b während der Zirkulationsstromintervalle

T, -T_x- und T-T., wo die Spulenwicklung 21a eine niedrib f g j ^c

gere, nämlich die gesättigte Impedanz zeigt, zur Verfügung. Die Spannung V , unterstützt die Lastschaltung 20 bei der Regelung der Ausgangsspannung.

Da die zusätzliche Spannungsquelle der Spannung V , zur Ausgangsspannungsregelung mit beiträgt, kann die Sättigungsinduktivität der sättigbaren Spule 21 relativ groß gewählt werden, beispielsweise 1 bis 3 Millihenry, damit die Amplitude des zirkulierenden Stromes um das 3-4-fache verkleinert werden kann und dennoch eine relativ gute Regelung der Ausgangsspannung Vout stattfindet. Die

verringerte Amplitude des zirkulierenden Stromes verbessert die Wirksamkeit der Schaltung und verringert die Betriebstemperatur des Spulenkerns 121.

Die der Spulenwicklung 21a aufgeprägte Spannung V ist die Summe der Ausgangsspannung Vout und der Kompensations-Treiberspannung V ,. Mit einem Anwachsen der Amplitude der Primärspannung V nimmt die Phasenverzögerung der

239142

Ausgangsspannung Vout ab, wie Figur 3d zeigt. Würde man die Kompensations-Treiberwicklung 22g nicht verwenden, dann würde die niedrigere Bemessung des zirkulierenden Stromes und die höhere Bemessung der Sättigungsinduktivität der Spulenwicklung dazu führen, daß die Ausgangsspannung und die in Voltsekunden gemessene Fläche ihrer Halbperiode mit zunehmender Primärspannungsamplitude wesentlich anwächst. Durch Verwendung der Kompensations-Treiberwicklung 22g wird die Spannung V , der Spulenwicklung 21a zusätzlich zur Spannung Vout auch eingeprägt, so daß die Halbperiodenflache der Spannung V

zunimmt anstatt daß die Halbperiodenflache der Ausgangsspannung Vout unerwünschterweise zunähme.

wie die ausgezogenen Kurven in den Figuren 3a und 3c zeigen, tritt die positive Halbwelle der Spulenspannung V bei normaler Primärspannung V zwischen den Zeiten t„ - t gegenüber der positiven Halbwelle der Primärspannung V zwischen den Zeiten t. - t_ auf. Während des Intervalls t„ - t,- ist die Nettofläche in Voltsekunden der Kompensations-Treiberspannung V , ebenfalls positiv und gleich der Fläche A abzüglich der Fläche A (Figur 3). Die positive Halbperiodenflache in Voltsekunden der Spannung Vout ist gleich der Differenz zwischen

der positiven Halbperiodenflache der Spannung V der

ο JL

sättigbaren Spule und der positiven Halbperiodenflache der Kompensations-Treiberspannung V -,.

Wenn die Primärspannung V wächst, dann nimmt auch die

^

Amplitude der Kompensationsspannung V -, in direktem Verhältnis zum Anwachsen der Primärspannung zu, wie Figur 3b zeigt, und verursacht damit eine Zunahme der Halbperiodenf lache (in Voltsekunden) der Spulenspannung V ,

wie Figur 3c in gestrichelter Kurve zeigt. Das Anwachsen

der Primärspannung erzeugt auch eine Abnahme der Phasenverzögerung der Ausgangsspannung (gestrichelte Kurve in Figur 3d) von einer Verzögerung ΔΘ auf ΔΘ . Die ver-

-26-

2391 4

ringerte'.'Phasenverzögerung führt auch zu einer Verschiebung der Null-Durchgangsaugenblicke der Spannung

V der sättigbaren Spule zu entsprechend früheren Zeit-

S JL

punkten t. und t.. 5

Als Folge der Null-Durchgangsverschiebung der Spannung

V der sättigbaren Spule und des Anstiegs der Amplitude der Kompensations-Treiberspannung V , wächst die Nettofläche (in Voltsekunden) unter der Kurve der Kompensations-Treiberspannung V , während der positiven Halbwelle der Spulenspannung V zwischen den Zeitpunkten

Id JL

t. - t. . Wie Figur 3b zeigt, nimmt die positive Nettofläche A„ abzüglich A unter der Kurve der Spannung

V , mit zunehmender Primärspannung V zu. Das Anwachsen der in Voltsekunden gemessenen Nettofläche des Halbzyklus der Kompensations-Treiberspannung führt zu einem Anwachsen der in Voltsekunden gemessenen Halbperiodenflache der Spulenspannung, so daß dadurch die in Voltsekunden gemessene Halbperiodenflache der Ausgangsspan-

^ nung im wesentlichen konstant bleibt und die Amplitude der Ausgangs spannung Vout relativ unverändert bleibt.

Eine gleiche Wirkung entsteht beim Anwachsen der in Voltsekunden gemessenen Halbperiodenflache der Kompensations-Treiberwicklungsspannung, wenn die Belastung an den Sekundärwicklungen 2"2c - 22f des Transformators absinkt. Wie Figur 4c zeigt, ist die positive Halbperiodenflache der Spannung V der sättigbaren Spule bei einer Strahlstrombelastung von 0 am Anschluß U, also die gestrichelte

Kurve zwischen den Zeitpunkten t ' - t. ', größer als die entsprechende positive Halbperiodenflache von V bei

S Jl

relativ starker Strahlstrombelastung, wie die ausgezogene Kurve zwischen den Zeitpunkten t ' - t ' zeigt. Die Abnahme der Phasenverzögerung der Ausgangsspannung Vout

_Λ .

gemäß Figur 4d auf eine Verzögerung vonAt führt zu früher auftretenden Null-Durchgangsaugenblicken t^' und t ' der Spannung V der sättigbaren Spule. Damit ist die

positive Halbperioden-Nettofläche (in Voltsekunden) der Kompensations-Treiberspannung V , bei einer Strahlstrombelastung von 0 gleich A, abzüglich A, und ist größer als die positive Halbperioden-Nettofläche (in Voltsekunden) bei starker Strahlstrombelastung, nämlich gleich A abzüglich A _. DieAbnahme der Netto-Halbperiodenfläche (Voltsekunden) der Spannung V , bei geringerer Belastung führt zu einem Anwachsen der Halbperiodenflache (Voltsekunden) der Spannung V und somit dazu, daß die Halbperiodenflache (Vs) der Ausgangsspannung Vout im wesentlichen konstant bleibt und die Amplitude der Ausgangsspannung Vout relativ unverändert bleibt.

Die Auswirkung der Kompensations-Treiberspannung V , auf die Arbeitsweise der Lastschaltung 20 kann folgendermaßen auch anders erklärt werden. Die sättigbare Spule 21 ist so bemessen, daß sie magnetisch gesättigt wird, wenn an der Spulenwicklung 21a eine bestimmte Größe an Voltsekundenfläche aufgeprägt wird. Die Spannung über der Sekundärwicklung 22f des Transformators hoher Streuinduktivität wird in Abhängigkeit von der Frequenz der Eingangswechselspannung und vom Wert des Lastschaltungskondensators 23 geregelt. Die Spulenwicklung 21a kann als eine mit dem Transformator 22 gekoppelte Last angesehen werden. Für die Regelung belastet die Spulenwicklung 21a den Transformator immer dann, wenn in der Transformator-Ausgangswicklung 22f eine höhere als die geregelte Ausgangsspannung induziert werden würde. Die Regelung der Ausgangsspannung durch die Lastschaltung 20 ist analog zur Regelung, welche eine -Zehnerdiode bei der Erzeugung einer geregelten Gleichspannung ergibt.

Ohne Verwendung der Kompensationstreiberwicklung 2 2g führt sogar bei einer Schaltungsauslegung für relativ gute Regelung ein Anwachsen der Primärspannung V noch zu einem Ansteigen der Ausgangsspannung Vout am Lastschaltungskondensator 23. Vout steigt jedoch um einen

geringeren Prozentsatz als die Primärspannung an. Eine Eigenschaft der hier beschriebenen Erfindung besteht darin, daß durch das Vorhandensein .der Kompensations-Treiberspannung V -, der. prozentuale Anstieg der Ausgangs-Spannung Vout wesentlich kleiner als der prozentuale Anstieg der Primärspannung V gemacht werden kann, ohne daß ein relativ großer zirkulierender .Strom in der Lastschaltung 2 0 erzeugt werden müßte.

Da die Kompensations-Treiberwicklung 22g des Transformators magnetisch eng mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt ist, wächst die Kompensations-Treiberspannung V , um den gleichen Prozentsatz und führt damit zu einem erheblichen Anstieg der Spannungsampli-

¹^ tude, die über der Spulenwicklung 21a aufgeprägt wird, . wie dies die gestrichelten und ausgezogenen Kurven für die Spannung V in Figur 3c zeigen. Die sättigbare Spule 21 reagiert auf die höhere aufgeprägte Spannung an der Spulenwicklung durch Erzeugung einer stärkeren Belastung an der Sekundärwicklung 22f des Transformators hoher Reaktanz, so daß die Ausgangsspannung Vout nicht im gleichen Maße ansteigen kann wie die Primärspannung V . Bei genügender Amplitude der Kompensations-Treiberspannung V , kann der Anstieg der Ausgangsspannung Vout mit einem Primärspannungsanstieg wesentlich vermindert werden. In einigen Fällen kann man die Ausgangsspannung sogar abnehmen lassen, wenn dies gewünscht wird.

Eine dritte Möglichkeit zur Erklärung der Auswirkung der

Verwendung der Kompensations-Treiberwicklung 22g auf den Betrieb der Lastschaltung 20 ist die folgende: die Kompensations-Treiberwicklung 2 2g, die ja magnetisch eng mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b gekoppelt ist, dient als Weg zur Leistungsableitung von der Lastschaltung 20. Da die Transformatorwicklung-22g in Reihe mit der Spulenwicklung 22a liegt, fließt der zirkulierende Strom i , der in der Wicklung 21a der sättigbaren

ο J-

-2S-

Spule durch die Resonanzentladung des Kondensators 23 entsteht, auch in der Wicklung 22g und entzieht damit Leistung von der Lastschaltung 20. Da die Kompensations-Treiberspannung V , ihre Polarität während des Fließens des zirkulierenden Stromes umkehrt, hängt der Nettobetrag der von der Wicklung 22g abgezogenen Leistung von der Phasenverzögerung der Ausgangsspannung Vout gegenüber der Primärspannung V ab. Da die Lastschaltung 20 bei Änderungen der Eingangsspannung und der Belastung die Phasenverzögerung verändert, ändert sie auch die Menge der durch die Wicklung 22g abgenommenen Leistung derart, daß die Ausgangsspannung Vout besser geregelt wird.

Der Kern 122 des Transformators 22 hoher Streuinduktivität kann beispielsweise mit drei Schenkeln ausgebildet sein, bei dem die Primärwicklungsabschnitte 22a und 22b auf einen Schenkel des Kerns und die Sekundärausgangswicklungen 22c - 22f auf einen anderen Schenkel des Dreischenkelkerns aufgewickelt sind. Dadurch daß die Wicklungen auf verschiedenen Schenkeln sitzen, entsteht eine relativ große Streuinduktivität zwischen den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b und den Sekundärausgangswicklungen 22c - 22f, so daß der Transformator

^° 22 für alle an seine Sekundärausgangswicklungen angeschlossenen Lastschaltungen einschließlich der Lastschaltung 20 eine hohe Quellenimpedanz darbietet. Die Wicklung 22g ist zur Erzeugung der Kompensations-Treiberspannung V , um denselben Schenkel wie die Primärwicklungsabschnit-

^C

te 22a und 22b gewickelt. «,

Bei einer alternativen Ausführungsform kann die Kompensations-Treiberspannung V , von einer Wicklung 22g¹ abgenommen werden, die um den Querschlußschenkel des Dreischenkelkerns 122 gewickelt ist. In Figur 1 ist die querschlußgewickelte Kompensations-Treiberwicklung als gestrichelte Induktivität 22g¹ gezeichnet. Durch Wickeln

um den Querschlußschenkel stellt der mit der Wicklung 22g¹ verkettete Magnetschluß die Differenz zwischen dem mit den Primärwicklungsabschnitten 22a und 22b verketteten Fluß und dem mit der Sekundärausgangswicklung 22f verketteten Fluß dar. Daher stellt die von der Querschlußwicklung 22g' erzeugte Kompensations-Treiberspannung V , die Differenz zwischen der Primärspannung V und der Sekundärausgangsspannung Vout dar und ändert sich mit Änderungen der Primärspannung zur Verbesserung der Regelung der Ausgangsspannung.

Ein Vorteil der Benutzung einer Kompensations-Treiberspannung, die von einer um einen Querschenkel des Transformators gewickelten Wicklung erzeugt wird, liegt darin, daß die Wicklung 21a der sättigbaren Spule mit weniger Windungen bemessen werden kann. Eine solche Anordnung kann es jedoch nötig machen, daß die Kompensations-Treiberwicklung mit einer größeren Windungszahl zu bemessen ist, als es für eine magnetisch eng mit der Pri-

^ märwicklung gekoppelte Wicklung erforderlich wäre.

Als Veranschaulichungsbeispiel des Transformators 22 hoher Reaktanz zur Erzeugung von Kurvenformen, die ahn-, lieh den Kurvenformen gemäß den Figuren 2a - 2d sind, jedoch nicht notwendigerweise ihnen gleichen müssen, hat die Induktivität L der Primärwicklung, gemessen von der

• P

Mittenanzapfung bis zum Ende einen Wert von 1,5 Millihenry, die Induktivität L der Sekundärwicklung 22f beträgt 3,5 Millihenry, wobei einer der Primärwicklungs-

abschnitte kurzgeschlossen ist, und die Gegeninduktivität M zwischen den beiden oben genannten Wicklungen beträgt 2,4 Millihenry. Die Kompensations-Treiberwicklung 22g ist eng mit jedem der beiden Primärwicklungsabschnitte gekoppelt. Das Windungsverhältnis der Wicklung 22a zur Wicklung 22g beträgt 1,25 zu 1. Das Kernmaterial kann ein Mangan-Zink-Ferrit sein. Die Geometrie des Transformatorkerns kann in irgend einer geeigneten Form gewählt werden,

-28-

23 9142 4

etwa als Dreischenkelkern, mit dem sich die oben genannten Induktivitätswerte ergeben, wobei der Kern im wesentlichen magnetisch ungesättigt bleibt.

Der Kondensator 23 kann 0,022 Microfarad haben, die Sättigungsflußdichte im Kernmaterial, die Querschnittsfläche und die Windungszahl der sättigbaren Spule 21 können dann so gewählt werden, daß eine Ausgangsspannung Vout von einer Form ähnlich wie in Figur 2d dargestellt ist, entsteht, wobei die Induktivität der Spulenwicklung 21a im ungesättigten Zustand relativ groß ist, in der Größenordnung von 40 Millihenry. Die Windungszahl, die Kernform und die mittlere magnetische Weglänge und die Querschnittsfläche sowie die B-H-Kennlinie des "Kernmaterials werden so gewählt, daß beim Auftreten einer wesentlichen magnetischen Sättigung die Induktivität der Spulenwicklung 21 beim Spitzenstrom auf etwa 2 Millihenry oder sogar noch weniger erheblich absinkt. Ein geeignetes Kernmaterial kann ein Ferrit sein, wie etwa ein Lithium-Wismuth-Ferrit, welches den zusätzlichen . Vorteil einer relativ geringen Änderung von Bsätt mit Änderungen der Kernbetriebstemperatur im Vergleich zu vielen anderen Ferritmaterialien hat-. Der Kern kann toroidförmig sein oder irgendeine andere geeignete Form haben, um die oben genannten Induktivitätswerte zu ergeben.

Bei Verwendung eines separaten Leistungstransformators und einer separaten sättigbaren Reglerspule, die mit einer

Sekundärausgangswicklung des Leistungstransformators gekoppelt ist, können viele geregelte Ausgangs spannungen erzeugt werden, wobei nur eine Wicklung einer sättigbaren Reaktanz mit nur einer der Sekundärwicklungen des Transformators gekoppelt ist. Ähnlich braucht nur ein Kompensationselement verwendet zu werden, um die Regelung von mehr als einer Ausgangsspannung zu verbessern.

Claims

23 3142 76,363 Sch/Lö Stromversorgungsschaltung für einen Fernsehempfänger :; Erfindungsanspruch

1. Stromversorgungsschaltung mit sättigbarem Kern für einen Fernsehempfänger mit einer Ablenkwicklung, einem Ablenkgenerator, der zur Erzeugung eines Ab'lenkstroms in der Ablenkwicklung mit einer Ablenkspannung B+ gespeist wird, mit einem Anodenanschluß und einer an diese angeschlossene, einen Hochspannungsgleichrichter enthaltende Schaltung zur Erzeugung einer Anodenspannung an dem Anodenanschluß, mit einer Eingangswechselspannungsquelle, mit einer sättigbaren Spule, die einen magnetisierbaren Kern und eine auf diesem Kern sitzende Wicklung enthält, mit

^ 7ΊΗ147

einer mit der Quelle und der Wicklung der sättigbaren Spule gekoppelten Einrichtung zur Erzeugung eines Magnetisierungsstromes, der im magnetisierbaren Kern einen * magnetischen Wechselfluß erzeugt, welcher mit der Wicklung verkettet ist, so daß eine Ausgangsspannung wechselnder Polarität entsteht, mit einer Kapazität zur Ausbildung eines zirkulierenden Stromes, der einen magnetischen Fluß in einem der Wicklung der sättigbaren Spule zugeordneten Kernabschnitt erzeugt, der dazu beiträgt, diesen Kernabschnitt während jedes Zyklus der Ausgangsspannung wechselnder Polarität magnetisch zu sättigen, um diese Ausgangswechselspannung zu regeln, und mit einer auf die geregelte Ausgangsspannung wechselnder Polarität reagierende Einrichtung zur Erzeugung mindestens der Anodenspannung und/oder der Ablenkspannung B+, dadurch gekennzeichnet, daß eine Quelle (22 ) einer Kompensationsspannung (V ,) mit der Wicklung (21a) der sättigbaren Spule gekoppelt ist und daß die Kompensationsspannung im Verhältnis zur Eingangswechselspannung einen solchen Wert hat, daß die Kompensationswirkung der Erzeugung des zirkulierenden Stromes durch die Kapazität (23) und der Zuführung der Kompensationsspannung zur sättigbaren Spule (21) eine Regelung der Ausgangswechselspannung ergibt.

2. Stromversorgungsschaltung nach Punkt 1 , dadurch gekennzeichnet,

daß der zirkulierende Strom (i ) durch die Kompensations-Spannungsquelle (22 ) fließt.
30

3. Stromversorgungsschaltung nach' Punkt'2, dadurch gekennzeichnet,

daß die den Magnetisierungsstrom erzeugende Einrichtung einen Transformator (22) mit einer Mehrzahl von Wicklun- *" gen aufweist, daß die Quelle (19) der Eingangswechselspannung mit einer ersten (22a, 22b) dieser Mehrzahl von Wicklungen gekoppelt ist und daß die geregelte Ausgangswechselspannung (V ) über einer zweiten (22f) der meh-

239U2 4

reren Wicklungen erzeugt wird, und daß die Kompensationsspannungsquelle eine dritte (22g) der mehreren Wicklungen umfaßt.

4. Stromversorgungsschaltung nach Punkt 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklung (21a) der sättigbaren Spule in Reihe mit der dritten Wicklung (22g) des Transformators über der Kapazität liegt.

5. Stromversorgungsschaltung nach; Punkt 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Null-Durchgangsaugenblicke der geregelten Ausgangswechselspannung (V , ) zeitlich gegenüber -den entsprechenden Null-Durchgangsaugenblicken der an der dritten Transformatorwicklung (22g) entstehenden Wechselspannung (V j) um einen Betrag verschoben sind, der sich mit Änderungen der Eingangsspannung (V ) verändert, und daß die geregelte Ausgangswechselspannung (V , ) die algebraische Summe der über der Wicklung (21a) "der sättigbaren Spule erzeugten Wechselspannung (V ) mit der über der dritten Transformatorwicklung (22g) entstehenden Wechselspannung · (V ,) umfaßt, und daß die zweite und die dritte Wicklung (22f bzw. 22g) des Transformators gegenseitig so gepolt sind, daß die in Voltsekunden gemessene Halbperiodenflache der Ausgangsspannung bei Änderungen der Eingangsspannung relativ unverändert bleibt.

^" 6. Stromversorgungsschaltung nach ^: Punkt 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transformatorwindung (22f) von der Wicklung (21a) der sättigbaren Spule magnetisch isoliert ist, so daß der im Spulenkern' (121) fließende Magnet-

^OJ fluß nicht in nennenswertem Ausmaß mit der zweiten Transformatorwicklung (22f) verkettet ist.

f 23914

7. Stromversorgungs schaltung nach Punkt 6 , dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Transformatorwicklung (22g) magnetisch relativ fest mit der ersten Wicklung (22a, 22b) des Transformators gekoppelt ist und daß die zweite Transformatorwicklung (22f) mit der ersten Transformatorwicklung (22a, 22b) magnetisch relativ lose gekoppelt ist.

8. Stromversorgungsschaltung nach Punkt 7, dadurch gekennzeichnet, daß die die geregelte Anodenspannung erzeugende Einrichtung eine vierte (22c) der mehreren Transformatorwicklungen enthält und mit dem Hochspannungsgleichrichter (24) gekoppelt ist.

9. Stromversorgungsschaltung nach Punkt ι 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zirkulierende Strom sowohl in der Wicklung der sättigbaren Spule als auch in der dritten Transformatorwicklung fließt.

10. Stromversorgungsschaltung nach Punkt . 7, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der dritten Wicklung (22g) des Transformators verkettete Magnetfluß die Differenz zwischen dem mit der ersten Transformatorwicklung (22a, 22b) verketteten Magnetfluß und dem mit der zweiten Transformatorwicklung (22f) verketteten Magnetfluß darstellt.

11. Stromversorgungsschaltung nach^: Punkt 10/ dadurch gekennzeichnet,

daß der magnetisierbare Kern (122) des Transformators (22) einen Dreischenkelkern aufweist, und daß die erste, ^OJ die zweite und die dritte Wicklung des Transformators auf jeweils einem anderen der drei Schenkel des Transformatorkernes (122) angeordnet sind.

löten Zeichnungen