CN207070018U - 集成功率检测器的宽带可变增益放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种集成功率检测器的宽带可变增益放大器，易于片上集成，并且实现了宽带高线性度及低静态电流的特性。本实用新型包括放大器电路，该电路包括可变增益级OPGM，固定增益级FOP,输出驱动缓冲器BUF，反馈放大器OPFB和功率检测器RMS Detector，单端输入信号VIN与可变增益级OPGM的正相端相连，反馈信号VFB与可变增益级OPGM的负相端相连，可变增益级OPGM的输出VOP、VON分别与固定增益级FOP的输入正相端、负相端相连，可变增益级OPGM的增益由增益控制电压VC控制与增益的分贝值成线性，固定增益级的输出VBIP/VBIN分别与输出驱动缓冲器BUF的输入正相端/负相端相连，通过输出驱动缓冲器差分信号VBIP/VBIN被转换为单端输出信号FOUT。

Description

集成功率检测器的宽带可变增益放大器

一、技术领域：

本实用新型涉及半导体CMOS集成电路领域，尤其是涉及一种集成功率检测器的宽带可变增益放大器，应用于增益变换，特别是RF/IF系统的全集成自动增益控制。

二、背景技术：

为提供全集成的自动增益控制方案，需要将功率检测器与可变增益放大器制作在同一芯片上，这就要求所采用的功率检测器具有较高的可集成性。

文献《Analog AGC Circuitry for a CMOS WLAN Receiver》(Okjune Jeon,Robert M.Fox,Brent A.Myers,IEEE J.SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.41,NO.10,pp2291-2300,OCT 2006)中给出了一种易于集成的应用于可编程增益放大器的功率检测器，如图1所示，该功率检测器属于“伪”RMS检测器，在一些应用中不需要很精确的RMS检测功能，与“真”RMS检测器相比采用“伪”RMS检测器电路结构较为简单。该结构的主要缺点是功率检测级(A)中开关的引入需要时钟控制信号，在模拟可变增益放大器中不便使用，此外，后续处理级(B)经过电压-电流转换、跨导线性转换及电流电压转换三级生成控制电压信号，结构复杂。美国专利US7106604中给出的一种“真”RMS检测器结构，虽然提供了精确的RMS检测功能，但可以看出电路结构相当复杂，与可变增益放大器集成后面积会较大增加产品成本。

因输出级需要驱动小电阻大电容，一般成为宽带可变增益放大器设计中的瓶颈。正如本人另一篇专利技术交底书《宽带无电感高线性度输出驱动缓冲器及其偏置》中提到的，采用CLASS A结构的输出驱动级具有静态电流大的缺点，而普通CLASS AB结构的输出驱动级虽然静态电流降低，但难于在线性度、电路复杂性以及宽带之中折中。

三、实用新型内容：

本实用新型为了解决上述背景技术中的不足之处，提供一种集成功率检测器的宽带可变增益放大器，易于片上集成，并且实现了宽带高线性度及低静态电流的特性。

为实现上述目的，本实用新型采用的技术方案为：

一种集成功率检测器的宽带可变增益放大器，其特征在于：包括放大器电路，该电路包括可变增益级OPGM，固定增益级FOP,输出驱动缓冲器BUF，反馈放大器OPFB和功率检测器RMS Detector，单端输入信号VIN与可变增益级OPGM的正相端相连，反馈信号VFB与可变增益级OPGM的负相端相连，可变增益级OPGM的输出VOP、VON分别与固定增益级FOP的输入正相端、负相端相连，可变增益级OPGM的增益由增益控制电压VC控制与增益的分贝值成线性，固定增益级的输出VBIP/VBIN分别与输出驱动缓冲器BUF的输入正相端/负相端相连，通过输出驱动缓冲器差分信号VBIP/VBIN被转换为单端输出信号FOUT,单端输出信号FOUT分为两条通路，一路输出驱动50欧负载，另一路经过反馈放大器OPFB产生反馈信号VFB，输入端VIN的输入阻抗及输出端FOUT的输出阻抗均为50欧，差分被测信号TDP/TDN分别与功率检测器RMS Detector的正相端/负相端相连，参考电压TDREF用于控制自动增益环路稳定时的输出功率，功率检测器RMS Detector的输出为RSSI,当应用于自动增益控制模式时，RSSI与可变增益级OPGM的增益控制电压VC相连，TDP与输出FOUT相连，TDN与值为电源电压一半的参考电压相连用于进行单端检测。

输出驱动缓冲器的电路中，输入信号VINP、VINN通过电容C1、C2直接交流耦合到输出管MNPT1、MNPT2的栅极，输出管MNPT1的源极与输出管MNPT2的漏极相连提供输出信号VOUT，输出管MNDT1、MNDT2为“虚假”输出级，“虚假”输出级与输出级的栅极通过直流耦合大电阻RDC1、RDC2相连，虚假”输出级与输出级的栅极具有相同的直流偏置电压，MN0～MN5及MP1～MP5为反馈OP,其中MN1、MN2为差分输入对管，差分输入对管MN1的栅极接反馈信号VFB,差分输入对管MN2的栅极接参考电压COM，差分输入对管MN1、MN2的源级接MN0的漏极，MOS管MN0与MOS管MNB1构成电流镜，将外部偏置电流IBP1镜像为反馈OP的偏置电流IB0，反馈OP的输出为NETA、NETB,反馈OP的输出NETA、NETB通过二级管连接的MN5、MP5相连并分别与“虚假”输出级MNDT1、MNDT2的栅极相连，“虚假”输出级MNDT1的源极与“虚假”输出级MNDT2的漏极相连为反馈信号VFB，反馈OP的补偿电容为CC2、CC1。

功率检测器电路中，差分被测信号TDP/TDN输入功率检测器，先经过模拟乘法器X1实现平方运算，然后通过整流X2及滤波X3产生与被测信号成比例关系的电压信号，经过比较放大器X4与参考电压TDREF比较后，产生最后的检测输出电压RSSI,CF为外接滤波电容，该电容的大小取决于环路所需要的响应时间。

与现有技术相比，本实用新型具有的优点和效果如下：

本实用新型通过采用一种易于片上集成的功率检测器，以及一种宽带无电感高线性度输出驱动缓冲器，实现了一款宽带高线性度低静态电流的可变增益放大器，在获得较高的线性度及较宽的带宽时，可变增益放大器整体的静态电流减小了百分之三十。本实用新型应用于自动增益控制环路时，片外器件仅有四个电容，可以简化PCB设计，适合于全集成应用。

四、附图说明：

图1为参考文献中采用的功率检测器电路图；

图2为本实用新型的整体电路原理图；

图3为本实用新型功率检测电路原理图，即图2中虚线框2部分；

图4为功率检测电路中检测级电路图，即图3中虚线框3部分；

图5为功率检测电路中比较放大级电路图；

图6为本实用新型整体电路实现自动增益控制的应用示意图；

图7为输出缓冲器的电路原理图；

图8为输出缓冲器偏置电路原理图。

五、具体实施方式：

参见图2，图2为本方案整体电路原理图。该电路主要由可变增益级OPGM，固定增益级FOP,输出驱动缓冲器BUF，反馈放大器OPFB，功率检测器RMS Detector组成。单端输入信号VIN与可变增益级OPGM的正相端相连，反馈信号VFB与可变增益级OPGM的负相端相连，可变增益级OPGM的输出VOP/VON分别与固定增益级FOP的输入正相端/负相端相连，可变增益级OPGM的增益由增益控制电压VC控制并具有“与增益的分贝值成线性”的关系，固定增益级的输出VBIP/VBIN分别与虚线框1中的输出驱动缓冲器BUF的输入正相端/负相端相连，通过输出驱动缓冲器差分信号VBIP/VBIN被转换为单端输出信号FOUT,FOUT分为两条通路，一路输出驱动50欧负载，另一路经过反馈放大器OPFB产生反馈信号VFB，与美国专利US5684431的反馈方式不同，本方案的反馈主要用作直流工作点反馈，用以减小可变增益级OPGM输入offset对整体输出的影响。为了易于匹配，输入端VIN的输入阻抗及输出端FOUT的输出阻抗均设计为50欧。虚线框2部分为功率检测器RMS Detector，差分被测信号TDP/TDN分别与功率检测器RMS Detector的正相端/负相端相连，参考电压TDREF可以控制自动增益环路稳定时的输出功率，功率检测器RMS Detector的输出为RSSI,当应用于自动增益控制模式时，RSSI与可变增益级OPGM的增益控制电压VC相连，因可变增益放大器为单端输入单端输出，故TDP与输出FOUT相连，TDN与值为电源电压一半的参考电压相连，以此进行单端检测。

本实用新型主要对虚线框所示部分进行了改进，其他部分均采用较常见的结构。

虚线框1部分为输出驱动缓冲器部分，参见图7，包括输出缓冲级电路，输出缓冲级电路中，输入信号VINP、VINN通过电容C1、C2直接交流耦合到输出管MNPT1、MNPT2的栅极，输出管MNPT1的源极与输出管MNPT2的漏极相连提供输出信号VOUT，输出管MNDT1、MNDT2为“虚假”输出级，“虚假”输出级与输出级的栅极通过直流耦合大电阻RDC1、RDC2相连，“虚假”输出级与输出级的栅极具有相同的直流偏置电压，MN0～MN5及MP1～MP5为反馈OP,其中MN1、MN2为差分输入对管，差分输入对管MN1的栅极接反馈信号VFB,差分输入对管MN2的栅极接参考电压COM，差分输入对管MN1、MN2的源级接MN0的漏极，MOS管MN0与MOS管MNB1构成电流镜，将外部偏置电流IBP1镜像为反馈OP的偏置电流IB0，反馈OP的输出为NETA、NETB,反馈OP的输出NETA、NETB通过二级管连接的MN5、MP5相连并分别与“虚假”输出级MNDT1、MNDT2的栅极相连，“虚假”输出级MNDT1的源极与“虚假”输出级MNDT2的漏极相连为反馈信号VFB，反馈OP的补偿电容为CC2、CC1。上述输出管MNDT1、MNDT2的尺寸是输出级MNPT1、MNPT2尺寸的1/N，其中N是倍数。参见图8：上述输出驱动缓冲器包括偏置电路，偏置电路中，温度补偿后的输出电流IBPOUT作为偏置电流连入电流输入处IBP1，外部偏置电流IBPIN与基极集电极接地PNP管Q1的发射极相连，产生负温度系数的电压VBE1,通过反馈OP A1、MN0和R1构成的反馈环路将负温度系数电压转换为具有负温度系数的电流IPT，反馈OP A1的正相端连接PNP管Q1的发射极VBE1,负相端连接MN0的源极，输出连接MN0的栅极，MN0的源极经具有温度系数的电阻R1连接到地，MN0的漏极连接二极管连接的负载MP1的漏端，负载MP1、MP2构成电流镜，负载MP2的漏极连二级管连接的负载MN1的漏极,MN1与MN2～MN5构成电流镜，开关TR1～TR3为电流微调位，微调后的电流IPT2由电流镜MP3、MP4最终镜像为输出电流IBPOUT。

通过应用以上技术，在获得近似相等的线性度及带宽时，可变增益放大器整体的静态电流减小了百分之三十。

虚线框2部分为功率检测器部分。该功率检测器通过一参考电压TDREF设置自动增益控制环路稳定时的输出功率，避免了采用普通功率检测器通过调整片外电阻比值设置稳定时的输出功率的方法，这样节省了片外元件，更适合于全集成的应用方案。

实施例：

图2为本实用新型整体电路原理图。该电路主要由可变增益级OPGM，固定增益级FOP,输出驱动缓冲器BUF，反馈放大器OPFB，功率检测器RMS Detector组成。单端输入信号VIN与可变增益级OPGM的正相端相连，反馈信号VFB与可变增益级OPGM的负相端相连，可变增益级OPGM的输出VOP/VON分别于固定增益级FOP的输入正相端/负相端相连，可变增益级OPGM的增益由增益控制电压VC控制并具有“与增益的分贝值成线性”的关系，固定增益级的输出VBIP/VBIN分别与虚线框1中的输出驱动缓冲器BUF的输入正相端/负相端相连，通过输出驱动缓冲器差分信号VBIP/VBIN被转换为单端输出信号FOUT,FOUT分为两条通路，一路输出驱动50欧负载，另一路经过反馈放大器OPFB产生反馈信号VFB，与美国专利US5684431的反馈方式不同，本方案的反馈主要用作直流工作点反馈，用以减小可变增益级OPGM输入offset对整体输出的影响。为了易于匹配，输入端VIN的输入阻抗及输出端FOUT的输出阻抗均设计为50欧。虚线框2部分为功率检测器RMS Detector，差分被测信号TDP/TDN分别与功率检测器RMS Detector的正相端/负相端相连，参考电压TDREF可以控制自动增益环路稳定时的输出功率，功率检测器RMS Detector的输出为RSSI,当应用于自动增益控制模式时，RSSI与可变增益级OPGM的增益控制电压VC相连，因可变增益放大器为单端输入单端输出，故TDP与输出FOUT相连，TDN与值为电源电压一半的参考电压相连，以此进行单端检测。

图3为本实用新型功率检测电路的原理图，对于本方案中的内置于可变增益放大器中的功率检测器应用来说，更关注的是提高集成度，以及能够提供足够的闭环精度，而对输入功率RMS值与检测输出DC电压精确对应的要求不高，所以采用了结构简单的“伪”RMS功率检测器。差分被测信号TDP/TDN输入检测器，先经过模拟乘法器X1实现平方运算，然后通过整流X2及滤波X3产生与被测信号成一定比例关系的电压信号，经过比较放大器X4与参考电压TDREF比较后，产生最后的检测输出电压RSSI,CF为外接滤波电容，该电容的大小取决于环路所需要的响应时间。

虚线框3中的部分被集成在了一起，节省了芯片面积，该检测级电路图如图4所示。输入被测信号INP/INN(即图3中的TDP/TDN)通过交流耦合电容CA1/CA2连接到检测器内部输入端INP1/INN1，INP1/INN1由直流偏置电阻RD1～RD4偏置在合适的静态工作点。M1～M6构成模拟乘法器部分，M0/MB构成电流镜，将外部偏置电流IBN镜像为流过M0的电流IB0为模拟乘法器提供偏置电流。M0的漏极与二输入差分对管M1/M2的源极相连，M1/M2的栅极分别与内部输入INP1/INN1相连，M1及M2的漏极分别与四输入差分对管M3/M4及M5/M6的源极相连，M3/M6的栅极与INP1相连，M4/M5的栅极与INN1相连，M3/M5及M4/M6的漏极分别与二级管连接的负载M7及M8的漏极相连，该结构中M3～M6本身已对流过M1/M2的电流进行了全波整流，M7/M8分别与M9/M10构成电流镜，流过M7/M8的电流IB1N/IB1P被镜像放大为IB2N/IB2P,M11/M12分别与M13/M14构成电流镜，IB2N/IB2P流过M11/M12再次被镜像放大为流过负载电阻RL1/RL2的电流IB3N/IB3P,生成具有合适静态偏置点的输出电压信号OUTN/OUTP,其中M7/M8与C1/C2构成第一级连续时间镜像滤波器，M11/M12与C3/C4构成的第二级连续时间镜像滤波器，采用这种结构的滤波器的滤波电容值均小于15pF，非常易于片上集成。与图1的功率检测级(A)结构相比，去掉了开关，避免了采用时钟，同时减少了两个反相放大器，简化了电路结构并降低了噪声。图5为检测级后的比较放大级电路图，相比图1结构中的后续处理电路(B)采用了30个MOS管外加3个电阻，本方案仅采用了9个MOS管实现了相似功能，提高了集成度，减小了芯片面积。MB1/M1/M2构成电流镜，将外部偏置电流IBN2镜像为四输入差分对管M3～M6的偏置电流，其中M1的漏极分别连M3/M4的源极，M2的漏极分别连M5/M6的源极，M3/M6的栅极连TDREF，M4/M5的栅极分别接INP/INN,其中TDREF为参考电压，INP/INN接前级功率检测级的输出(即图4中的OUTN/OUTP)。电流镜负载M7/M8实现差分比较到单端输出的转化，经外接滤波电容CF后生成最终输出信号RSSI。

图6是本实用新型的自动增益控制应用示意图，可以看出采用本方案，外围器件仅有四个电容，分别是输入交流耦合电容C1,输出交流耦合电容C4,反馈滤波电容C2及功率检测滤波电容C3，简化了PCB设计，适合于全集成应用方案。

本实用新型的内容不限于实施例所列举，本领域普通技术人员通过阅读本实用新型说明书而对本实用新型技术方案采取的任何等效的变换，均为本实用新型的权利要求所涵盖。

Claims (3)

1.一种集成功率检测器的宽带可变增益放大器，其特征在于：包括放大器电路，该电路包括可变增益级OPGM，固定增益级FOP,输出驱动缓冲器BUF，反馈放大器OPFB和功率检测器RMS Detector，单端输入信号VIN与可变增益级OPGM的正相端相连，反馈信号VFB与可变增益级OPGM的负相端相连，可变增益级OPGM的输出VOP、VON分别与固定增益级FOP的输入正相端、负相端相连，可变增益级OPGM的增益由增益控制电压VC控制与增益的分贝值成线性，固定增益级的输出VBIP/VBIN分别与输出驱动缓冲器BUF的输入正相端/负相端相连，通过输出驱动缓冲器差分信号VBIP/VBIN被转换为单端输出信号FOUT,单端输出信号FOUT分为两条通路，一路输出驱动50欧负载，另一路经过反馈放大器OPFB产生反馈信号VFB，输入端VIN的输入阻抗及输出端FOUT的输出阻抗均为50欧，差分被测信号TDP/TDN分别与功率检测器RMS Detector的正相端/负相端相连，参考电压TDREF用于控制自动增益环路稳定时的输出功率，功率检测器RMS Detector的输出为RSSI,当应用于自动增益控制模式时，RSSI与可变增益级OPGM的增益控制电压VC相连，TDP与输出FOUT相连，TDN与值为电源电压一半的参考电压相连用于进行单端检测。

2.根据权利要求1所述的集成功率检测器的宽带可变增益放大器，其特征在于：输出驱动缓冲器的电路中，输入信号VINP、VINN通过电容C1、C2直接交流耦合到输出管MNPT1、MNPT2的栅极，输出管MNPT1的源极与输出管MNPT2的漏极相连提供输出信号VOUT，输出管MNDT1、MNDT2为“虚假”输出级，“虚假”输出级与输出级的栅极通过直流耦合大电阻RDC1、RDC2相连，虚假”输出级与输出级的栅极具有相同的直流偏置电压，MN0～MN5及MP1～MP5为反馈OP,其中MN1、MN2为差分输入对管，差分输入对管MN1的栅极接反馈信号VFB,差分输入对管MN2的栅极接参考电压COM，差分输入对管MN1、MN2的源级接MN0的漏极，MOS管MN0与MOS管MNB1构成电流镜，将外部偏置电流IBP1镜像为反馈OP的偏置电流IB0，反馈OP的输出为NETA、NETB,反馈OP的输出NETA、NETB通过二级管连接的MN5、MP5相连并分别与“虚假”输出级MNDT1、MNDT2的栅极相连，“虚假”输出级MNDT1的源极与“虚假”输出级MNDT2的漏极相连为反馈信号VFB，反馈OP的补偿电容为CC2、CC1。

3.根据权利要求1所述的集成功率检测器的宽带可变增益放大器，其特征在于：功率检测器电路中，差分被测信号TDP/TDN输入功率检测器，先经过模拟乘法器X1实现平方运算，然后通过整流X2及滤波X3产生与被测信号成比例关系的电压信号，经过比较放大器X4与参考电压TDREF比较后，产生最后的检测输出电压RSSI,CF为外接滤波电容，该电容的大小取决于环路所需要的响应时间。