CN201789430U - 逆变器 - Google Patents

Abstract

一种逆变器，包括连接在通过DC电压源供电的DC电压母线之间的开关部件(s₁、s₂、s₃、s₄)的两个串联连接，每个开关部件包括与各自的开关反并联连接的续流二极管(D₁、D₂、D₃、D₄)，由此，逆变器的输出端子从开关部件的串联连接之间的中点产生。逆变器还包括：连接在DC电压母线之间的电容器(C1、C2)的串联连接，用于在电容器之间的点产生DC电压的中点(M)；连接在中点(M)与逆变器的第一输出端子(T1)之间的第一双向开关单元(s₅、D₅、s₆、D₆；s₁₅、D₁₅、s₁₆、D₁₆；s₅₆、DB1)；以及连接在中点(M)与逆变器的第二输出端子(T2)之间的第二双向开关单元(s₇、D₇、s₈、D₈；s₁₇、D₁₇、s₁₈、D₁₈；s₇₈、DB2)。

Description

逆变器 

技术领域

本实用新型涉及逆变器，具体而言，涉及能够产生五个电压电平的逆变器。 

背景技术

对并网(grid-connected)太阳能逆变器的许多需求(如高效率、谐波含量低的输出电流/电压、低EMI影响、高性价比)推动逆变器朝着更先进的替代方案的方向发展。根据光伏(PV)模块与电站之间去耦合的类型，这些方案基本上可划分为两类：隔离式拓扑和非隔离式拓扑。 

在隔离式拓扑中，庞大且笨重的低频变压器被高频变压器方案所取代。然而，具有高频变压器的转换器包括数个功率级并且更为复杂。现代逆变器倾向于避免变压器，以便提高效率、功率密度并降低成本。然而，缺乏电隔离可能引起存在于光伏阵列与地之间的寄生电容上的电势的波动。已发现该电容对于玻璃面的模块而言为50-150nF/kW而对于薄膜模块而言可达1μF/kW。电压波动由仅受转换器共模阻抗限制的共模电压所引起。为了减小共模影响，必须采用适当的功率转换级和调制技术。 

更高的效率、更低的电压/电流谐波失真和更高的功率密度可以通过采用多电平转换器来实现，多电平转换器提供了优于常规拓扑的数个优点。这种转换器具有由数个电压电平合成正弦输出电压从而产生阶梯波的能力。 

光伏逆变器领域中最常用的拓扑是图1中所示的经典单相全桥转换器。该全桥转换器具有优于其它拓扑的一些优点，如较低的复杂度和较少数量的部件。它可在双极或单极PWM调制下工作，当供电DC电压为u_dc时，在双极PWM调制的情形下生成+u_dc和-u_dc而在单极PWM调制的情形下生成+u_dc、0和-u_dc。 

然而，这两种调制方案在效率性能和共模电压方面引起不同的行为。考虑表1中呈现的开关状态，对于单极调制，根据下式计算共模： 

$u_{\mathrm{cm}}=\frac{u_{1N}+u_{2N}}{2}---\left(1\right)$

从u_dc/2到u_dc或从u_dc/2到0的变化取决于所施加的零电压电平(0_P或0_N)。在式(1)中，u_1N和u_2N是指桥的输出端u₁和u₂与中性点N之间的电压。此高频变化导致形成于电池与地线架之间的寄生电容C_PV上的电压阶跃。结果，非期望的漏电流流过此电容器，带来安全性和性能劣化问题。 

	S1	S2	S3	S4	ucm
						udc	1	0	0	1	udc/2
-udc	0	1	1	0	udc/2
						0P	1	1	0	0	udc
0N	0	0	1	1	0

表1-全桥开关状态和所得共模电压。 

现在考虑双极调制技术，转换器的被使用的输出状态为-u_dc和u_dc，导致共模电压理论上恒等于u_dc/2。结果，没有或只有很小的漏电流流过寄生电容C_PV。另一方面，它有一些缺点，如较高的电流波纹、开关损耗和电磁辐射。额外的损耗由因为正半波期间生成的负脉冲和负半波期间生成的正脉冲而流入转换器的无功功率所引起。此外，输出滤波电感器的磁滞损耗较高，因为输出电压直接从-u_dc变化到u_dc。 

US2005/0286281公开了经典全桥逆变器的扩展，其允许获得单极调制的优点但避免了光伏板端子上的高频电压振荡。图2中所示的被称为H5的方法包括额外的开关s₅，用以在续流(free-wheeling)阶段内将AC从DC侧去耦合。开关s5当开关s1和s2接通时关断以生成零输出电压电平。 

WO2008015298公开了另一种方法。通过经由辅助开关s5和s6去耦合逆变器的DC侧，避免了高频共模电压效应。全桥s1-s4的开关根据电网频率进行开关，而辅助开关以高频率接通和关断。在正的电源周期内，开关s1和s4是导通的。当开关s5和s6处于接通状态时，逆变器将全DC链电压udc施加于负载。结果，电流流过s5、s1、s4和s6。当s5和s6 关断时，电流流过辅助二极管D1和D2，从而将DC侧从AC部分去耦合。WO2008015298的缺点在于导通损耗，因为负载电流总是流过四个半导体。 

EP 1369985公开了一种用以避免光伏寄生部件上的高频共模电压变化的不同方法。在此方法中，如图4中所示，两个额外的连接路径被添加到经典全桥转换器的AC端子。这两个连接利用由一个有源开关和一个二极管的反并联连接构成的双向开关来形成。通过恰当地操作这些额外的开关，转换器能够生成三个电压电平，且同时它将AC侧从光伏源去耦合。通过根据输出电流方向开关s₅或s₆来执行零电压电平。 

固有地生成非可变共模电压的另一个功率转换器分支是具有两个、三个或更多个输出电压电平的半桥族逆变器。图5中所示的三电平NPC逆变器可生成三个输出电压电平，另外，它将开关器件上的电压应力限制在DC链的一半。然而，此转换器需要两倍于经典全桥转换器电压的DC母线电压。它可通过开关s₁和s₂来生成等于u_dc的输出电压、通过接通s₂和s₃来生成等于0的输出电压、以及利用s₃和s₄来生成等于-u_dc的输出电压。然而，此特性可能有损系统效率。 

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种逆变器以便克服以上问题。本实用新型的目的通过根据优选实施例的逆变器来实现。所述逆变器包括连接在通过DC电压源供电的DC电压母线之间的开关部件的两个串联连接，每个开关部件包括与各自的开关反并联连接的续流二极管，由此，所述逆变器的输出端子从开关部件的串联连接之间的中点产生。所述逆变器的特征在于还包括：连接在所述DC电压母线之间的电容器的串联连接，用于在所述电容器之间的点产生所述DC电压的中点；连接在所述中点与所述逆变器的第一输出端子之间的第一双向开关单元；以及连接在所述中点与所述逆变器的第二输出端子之间的第二双向开关单元。 

本实用新型基于如下思想：将常规全桥转换器修改为具有分裂式DC链母线以及连接在输出AC端子与分裂式DC链母线之间的双向开关。分裂式DC电压和双向开关使得逆变器能够产生五个电压电平并且减小共模电压的效应。 

本实用新型的逆变器的优点在于：由于在输出端获得了五个电压电 平，输出滤波器的尺寸可大大减小。这归因于如下事实：由于逆变器所能产生的电压阶跃较小，输出滤波器的磁芯内的磁通量的变化得以减小。输出滤波器是昂贵的并且是庞大的结构，利用本实用新型实现尺寸的减小是很合乎期望的。进一步地，由于电压阶跃较小，滤波器中的损耗也得以减小。 

在本实用新型中减轻了关于共模电压的问题，因为利用双向开关实现了零状态。这些开关在零状态期间将负载从DC电源去耦合，且无需通过同时接通逆变器桥的上开关或下开关来产生零状态。 

附图说明

在下文中，将通过优选实施例、参照附图对本实用新型进行更详细的描述，在附图中： 

图1、图2、图3、图4和图5示出了现有技术的逆变器结构； 

图6公开了本实用新型的逆变器； 

图7示出了与本实用新型的逆变器的开关状态有关的电路图； 

图8示出了用于对本实用新型的逆变器进行控制的调制图； 

图9、图10、图11和图12示出了与本实用新型的逆变器有关的仿真波形；以及 

图13和图14公开了本实用新型的实施例。 

具体实施方式

在图6中，公开了本实用新型的结构。在本实用新型中，全桥逆变器拓扑由开关部件s₁、s₂、s₃和s₄以及它们各自的反并联二极管D₁、D₂、D₃和D₄构成。开关s₁和s₃以及s₂和s₄串联连接在DC链母线DC-与DC+之间。以已知的方式，当这两个母线之间的电势差为U_dc时，取决于对开关的控制，全桥逆变器可产生U_dc或-U_dc的输出电压。因此，正母线DC+和负母线DC-的电势可以连接到输出端子T1或T2。可控开关可以例如是FET型开关、MOSFET、IGBT或SiC开关。类似地，所用二极管可以是SiC二极管。 

在本实用新型中，电容器的串联连接被连接在DC电压之间，从而进行分压。如果电容器的电容相等，则DC链的电压被均等地分压。在图6的实施例中，示出了DC电压源由DC电压源的串联连接构成，且DC电压源之间的中点连接到电容器之间的点。然而，下面将会解释，电容器之间的中点M无需连接在电压源之间。 

在本实用新型中，获得了五个输出电平，即，输出端子T1、T2上的电压。这是通过将双向开关单元s₅、D₅、s₆、D₆以及s₇、D₇、s₈、D₈连接在电容器的中点M与第一和第二输出端子T1和T2之间来实现的。由可控开关s₅和s₆以及二极管D₅和D₆构成的一个双向开关单元连接在中点M与输出端子T1之间，而另一个开关单元因此连接在中点与输出端子T2之间。 

在图6的实施例中，双向开关包括以如下方式串联连接的可控开关部件和二极管，即，使得当电流流过正向偏置的开关时，它也流过二极管，因此二极管和可控开关的串联连接允许电流在一个方向上通过。双向开关还包括可控开关和二极管的另一个串联连接，其以反并联的方式与上一个串联连接相连。因此，取决于控制，双向开关单元允许两个方向上的电流。 

在本实用新型中，AC电压的去耦合通过由s₅-s₆和s₇-s₈以及各自的二极管构成的两个双向开关的串联连接来执行，如图6中所示。串联连接的公共点连接到DC链母线的中点M。 

借助于双向开关和分裂式输入DC电压，本实用新型的逆变器能够生成五个电压电平给输出u_inv，即，来自如表2中和图7的电路图中呈现的八种不同开关状态ss(u₁-u₈)的-u_dc、-u_dc/2、0、u_dc/2和u_dc。可以看出，对于输出电平-u_dc/2、0和u_dc/2，存在两种冗余状态。此额外的自由度在根据所定义的准则(其可以是平衡中点M的电势或者优化开关模式以降低开关损耗)来选择开关状态时提供了更多的灵活性。 

表2-五电平全桥逆变器输出电压电平以及各自的开关状态。 

如上所述，图7示出了本实用新型中的具有不同开关状态的电流路径。例如，图7F和7G示出了都产生输出电压u_inv＝u_dc/2的开关状态。在图7F中，此输出电压利用开关s₁和s₈来获得，且电压源是串联连接的电容器中较上方的电容器。在图7G中，相同的输出电压从串联连接的电容器中较下方的电容器生成，且电流路径经过开关s₆和s₄。相同的信息也可从表2中读取，其中表明开关状态ss u₆和u₇提供输出电压u_dc/2，在表2中，“1”表示导通的开关部件而“0”表示截止的开关部件。表2进一步表明了电流I_grid的方向，其用于给出电流的方向，其中“+”表示电流去往电网或负载而“-”表示电流来自电网或负载。 

冗余开关状态可用于平衡电容器电压，其中DC链由单个DC源供电，即，DC源的中点不连接在电容器之间。为此目的，对开关进行控制的调制器可以在状态u₂和u₃(图7B和7C)(它们对电容器电压有相反的效应)之间进行选择，以便平衡DC链中点的电势。利用开关状态u₆和u₇，可以将类似的策略用于电压电平u_dc/2。 

对于效率是一个关键需求的应用，冗余状态可用来避免过多地进行开关。图8示出了用以提高效率的调制方案的一个可替选方案，其示出了适合于对本实用新型的逆变器进行控制的方法中的开关控制。可以看出，开关s₁、s₃、s₅和s₆以低频率进行开关，而其它开关s₂、s₄、s₇和s₈以高频率进行开关，但仅在半个电源周期内进行开关。结果，开关损耗得以减小。对开关s₅和s₆的控制可以被组合，以使得开关s₅和s₆这二者接收相同的控制(其是用于图8中所示s₅和s₆的脉冲的组合)。类似地，可以利用相同的控制(其是为s₇和s₈提供的脉冲的组合)对第二个双向开关单元的开关进行控制。 

在图8中，最上部的小图示出了所获得的输出电压u_inv以及所使用的开关状态。输出电压以固定的间隔(其由调制频率决定)变化。可以考虑， 当开关状态改变时给定时钟脉冲，因此该时钟脉冲的频率是调制频率。从图8中可以看出，输出电压u_inv的幅度以u_dc/2的步长值从-u_dc(ss u₁)变化到u_dc(ss u₈)。 

输出电压下方的小图表示在调制期间每个开关部件的状态。可以看出，例如，开关s₁和s₃在调制周期内被接通和关断一次。当希望开关状态u₆和u₈时，开关s₁接通。由于这些开关状态被相继使用，开关s₁可以导通较长的时段。类似地，开关s₃被用于生成开关状态u₁和u₂。这些开关状态被一个接一个地使用，开关s₃具有长的导通时段。在图8的例子中，开关s₁和s₃的导通时段位于输出电压具有其高幅度点的时段内，在图6中可以看出，开关s₁和s₃是串联连接在DC电压之间的开关。 

在图8的例子中，以高频率调制开关s₂和s₄，但仅在半个调制周期内调制。类似地，以高频率对包括开关s₇和s₈的双向开关单元进行开关。另一方面，具有开关s₅和s₆的另一个双向开关单元具有较低的开关频率。如果输出电压要被馈送给网络，则开关s₅和s₆在每个调制周期或电源周期内被接通两次。在图8中，示出了以较高频率调制的开关的脉冲具有恒定的脉冲长度。然而，在实际情形下，脉冲的长度可变化，由此在正半波期间在开关s₄与s₈之间、以及在逆变器电压的负电压半波期间在s₂与s₇之间提供了脉冲宽度调制。 

图8中呈现的调制的另一个特性是DC链电容器电压的自平衡，因为一个电源周期内的中点电流iM的平均值是零。因此，电容器的中点不必耦合到供电DC电压的中点。在图8中可以看出，对开关状态的选择影响电流iM的方向。例如，均产生电压-u_dc/2的开关状态u₃和u₂产生方向不同的电流。 

所提出的五电平拓扑与经典多电平转换器相比的另一个优点在于：它将全DC链电压施加于负载。例如，在图5中所示的三电平NPC拓扑中，逆变器只能够施加DC链电压的一半。因此，本实用新型的逆变器需要常规多电平转换器中所需的DC链电压(u_dc)的一半(u_dc/2)。进一步地，在本实用新型中，全桥开关s₁-s₄上的电压等于DC链母线u_dc，而对于双向开关s₅-s₈，无论开关状态如何，电压应力均等于总DC链母线的一半u_dc/2。 

在图9至图12中通过仿真分析示出了根据本实用新型的逆变器的静态行为。图9示出了当逆变器向电网馈送电力时在一个电源周期内的电网 电压(在较上方的小图中)和所生成的电网电流(在较下方的小图中)。另一方面，图10在较上方的小图中示出了逆变器输出电压u_inv并且在较下方的小图中示出了电网电流。可以看出，逆变器输出中出现的阶梯电压被滤波，使得滤波器(图6中的L)之后的电压呈现为正弦曲线。图6中的滤波器呈现为电感器。然而，为了更高效地滤波，亦可以采用LC或LCL滤波器。进一步地，滤波器的电感可以分居于两个输出端子T1和T2，使得这两个端子分别具有与之耦合的电感器。 

图11和图12中呈现的开关模式仿真基于图8中呈现的相同仿真模式。图11和图12中的开关频率比图8中的开关频率高得多，并且对应于实际上可用的频率。在图11中，被标记为u_inv的最上方的小图示出了出现于逆变器输出的阶梯电压。从最上方数第二个小图示出了施加于开关s₁的控制，接下来的小图示出了施加于开关s₂的控制，最下方的两个小图示出了施加于开关s₃和开关s₄的控制。因此，这些控制是施加于图6的全桥逆变器的控制信号。从逆变器电压和控制信号可以看出，当逆变器电压在u_dc/2与u_dc之间变化时，开关s₁被控制为导通。类似地，当逆变器电压在-u_dc/2与-u_dc之间变化时，开关s₃被控制为导通。当逆变器电压具有负半波时，以高频率调制开关s₂；类似地，在逆变器输出电压的正半波期间，以高频率调制开关s₄。 

在图12中，绘制了在与图11相同的电网周期内的对双向开关单元的控制以及逆变器电压u_inv。从图12的各小图中可以看出，当逆变器电压在0与-u_dc/2之间变化时，开关s₅接收控制信号。类似地，当逆变器电压在0与u_dc/2之间变化时，开关s₆被控制为导通。因此，开关s₅和s₆在每个电网周期内被接通和关断两次。可以进一步看出，当逆变器电压具有负半周时调制开关s₇，而当逆变器电压为正时调制开关s₈。 

本实用新型的逆变器优选地被用于向电网络(即，电网)提供能量。电网可以是没有向电网提供能量的其它单元的独立电网。电网还可以是由此必须使逆变器与电网的电压同步的电站。 

图8、图11和图12示出了对本实用新型的逆变器进行调制的一种可能性。在所呈现的调制中，通过以低的开关频率开关一些器件，开关损耗得以减小。另外，以较高频率工作的开关仅在半个电源周期内进行开关。 

图13公开了本实用新型的另一个实施例。在此实施例中，相对于图6的实施例修改了双向开关单元。在图13中，双向开关单元包括带有反 并联的二极管的两个可控开关s₁₅、s₁₆；s₁₇、s₁₈。双向开关单元的可控开关以相反的极性彼此串联连接。例如，当s₁₅接通时，电流可以通过s₁₅以及与开关s₁₆反并联连接的二极管。因此，双向开关单元可以在两个方向上传导电流。通过将对图6的开关s₅、s₆、s₇和s₈的控制分别替换为对开关s₁₅、s₁₆、s₁₇和s₁₈的控制，可以与图6中呈现的结构相类似地进行对开关的控制。 

图14公开了本实用新型的又一个实施例。在图14中，再次修改了双向开关单元。在此情形下，双向开关单元包括一个可控开关s₅₆；s₇₈以及二极管桥DB1；DB2。二极管桥DB1；DB2被布置成对流向开关s₅₆；s₇₈的电流进行整流，以使得电流可在两个方向上通过所述双向开关单元而在一个方向上通过开关s₅₆；s₇₈。当可控开关接通时，二极管桥允许电流以正确的方向通过可控开关，而不论电流来自哪个方向。当开关s₅₆；s₇₈关断时，电流不能通过二极管桥。在此实施例中，由于在两个双向开关单元中都只使用了一个可控开关，对图6的开关s₅和s₆的控制必须被组合以用于开关s₅₆。类似地，如果希望与图6类似的控制，则对s₇和s₈的控制必须被组合以用于开关s₇₈。 

本实用新型的逆变器的开关是基于从调制器获得的控制信号、开关逻辑等而被控制的。调制器将控制信号提供给用来控制开关的电路。控制信号可以被进一步放大，以使得它们适合于驱动所讨论的开关。调制器确定所用开关组合并根据所需开关组合给出控制信号。调制器还可以基于存储在表中的预先计算出的模式而工作。在此情形下，调制器读取该表并根据该表中的值输出控制信号。 

上面的调制器或提供相应功能的单元可至少部分地借助于例如设有适当软件的一个或多个计算机或相应数字信号处理(DSP)设备来实施。该计算机或数字信号处理设备优选地包括为算术运算提供存储空间的至少一个工作存储器(RAM)以及诸如通用数字信号处理器的中央处理单元(CPU)。CPU可包括一组寄存器、算术逻辑单元和控制单元。控制单元由从RAM被传递到CPU的程序指令序列来控制。控制单元可包含用于基本运算的许多微指令。微指令的实施取决于CPU设计而可能不同。程序指令可通过编程语言加以编码，该编程语言可以是高级编程语言如C、Java等，或低级编程语言如机器语言或汇编程序。计算机亦可具有可以为利用程序指令编写的计算机程序提供系统服务的操作系统。实施本实用新型的计算机或其它设备或其一部分还优选地包括用于接收例如测量 结果和/或控制数据的适当输入装置(该输入装置由此使得能够例如监视电流和电压量)以及例如用于输出控制数据的输出装置。还可以使用一个或多个专用集成电路或分立电部件和器件来实施根据任何一个实施例的功能。 

当软件被用于至少部分地实施本实用新型的功能时，该软件可被提供为包括计算机程序代码的计算机程序产品，该计算机程序代码当在计算机上运行时使得计算机或相应装置如上所述那样执行根据本实用新型的功能。该计算机程序代码可存储或通常包含在计算机可读介质比如适当的存储器上，该适当的存储器例如是可从中加载程序代码到执行程序代码的一个或多个单元的闪速存储器或盘存储器。另外，实施本实用新型的该计算机程序代码可例如经由适当的数据网络加载到执行程序代码的一个或多个单元中，并且它可替换或更新可能存在的计算机程序代码。 

在需要时，本实用新型的逆变器也可以担当3电平逆变器，而不是上面所述的5个电平。在3电平工作中，不使用开关状态u₂、u₃、u₆和u₇，且逆变器电压在0到u_dc与0到-u_dc之间变化。 

虽然本实用新型解决了关于光伏电池的一些问题，但是本实用新型的逆变器与供电DC电压的类型无关。此DC电压可以例如由光伏板或彼此电连接的多个光伏板、蓄电池、燃料电池、超级电容器以及具有整流器的风轮机等来提供。 

在附图中，所呈现的本实用新型的实施例没有在DC电压源与逆变器之间提供任何EMI滤波器。然而，在实际方案中，EMI滤波器可以被置于DC电压源与逆变器之间以减小电磁干扰。 

进一步地，在上述实施例中，逆变器直接连接到DC电压源。然而，显然可以在电压源与逆变器之间施加DC-DC转换器。这种转换器的目的是改变供电DC电压的电平以更好地适合于逆变器，且转换器可以是阶跃上升或阶跃下降型的。如果使用了DC-DC转换器，可以在转换器与DC电压源之间提供EMI滤波器。 

本领域的技术人员将会明白，随着技术的进步，本实用新型的构思可以以各种方式实施。本实用新型及其实施例不限于上述例子，而是可以在权利要求的范围内变化。 

Claims (8)

1.一种逆变器，包括连接在通过DC电压源供电的DC电压母线之间的开关部件(s₁、s₂、s₃、s₄)的两个串联连接，每个开关部件包括与各自的开关反并联连接的续流二极管(D₁、D₂、D₃、D₄)，由此，所述逆变器的输出端子从开关部件的串联连接之间的中点产生，其特征在于，所述逆变器还包括：

连接在所述DC电压母线之间的电容器(C1、C2)的串联连接，用于在所述电容器之间的点产生所述DC电压的中点(M)；

连接在所述中点(M)与所述逆变器的第一输出端子(T1)之间的第一双向开关单元(s₅、D₅、s₆、D₆；s₁₅、D₁₅、s₁₆、D₁₆；s₅₆、DB1)；以及

连接在所述中点(M)与所述逆变器的第二输出端子(T2)之间的第二双向开关单元(s₇、D₇、s₈、D₈；s₁₇、D₁₇、s₁₈、D₁₈；s₇₈、DB2)。

2.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述电容器的所述中点(M)还连接到所述DC电压源的中点。

3.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述DC电压源是光伏板或彼此电连接的多个光伏板、蓄电池、燃料电池、超级电容器或者具有整流器的风轮机。

4.如权利要求1、2或3所述的逆变器，其特征在于，所述双向开关单元包括彼此反并联连接的由可控开关(s₅、s₆；s₇、s₈)和二极管(D₅、D₆；D₇、D₈)构成的两个串联连接，所述串联连接中的二极管以允许电流通过可控开关的方向加以连接。

5.如权利要求1、2或3所述的逆变器，其特征在于，所述双向开关单元包括以相反的极性串联连接的可控开关(s₁₅、s₁₆；s₁₇、s₁₈)和与所述开关反并联连接的二极管(D₁₅、D₁₆；D₁₇、D₁₈)的串联连接。

6.如权利要求1、2或3所述的逆变器，其特征在于，所述双向开关单元包括可控开关(s₅₆；s₇₈)和二极管桥(DB1、DB2)，所述二极管桥被布置成对流向所述开关的电流进行整流，以使得电流可在两个方向上通过所述双向开关单元而在一个方向上通过所述开关。

7.如权利要求1、2或3所述的逆变器，其特征在于，所述逆变器还包括输出滤波器。 

8.如权利要求1、2或3所述的逆变器，其特征在于，DC-DC转换器连接在所述供电DC电压源与所述逆变器之间。 

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