CN201608638U - 宽电压输入的反激式电源过功率补偿装置 - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及一种宽电压输入的反激式电源过功率补偿装置，包括反激式电源的反激式变压器，OPP过功率补偿电路，及作为反激式电源PWM控制IC，其特征在于：在所述变压器的初级侧增加一绕组，并将该绕组一端作为异名端接反激式变压器初级侧参考地，而另一端做为同名端将耦合出来的电压通过OPP过功率补偿电路传输到作为反激式电源PWM控制IC的OPP过功率保护检测功能端CS做OPP过功率补偿。本实用新型能让宽电源(输入在90Vrms-264Vrms交流电)过功率保护点更接近，且由于轻载时OPP过功率补偿电路不工作，即输出轻载时，OPP补偿电路不损耗能量，可应用于待机功耗要求很低的反激式宽电源中，使用方便、安全，同时也会降低因输出过载或短而造成开关MOS管等零件损坏的问题。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种宽电压输入的反激式电源过功率补偿装置，由于轻载时补偿回路被关断，本身不耗电，故可应用在待机功率要求非常低的液晶显示产品反激式电源当中。
背景技术
目前大部分液晶显示产品电源通常采用反激式拓扑架构，而输入电压通常采用90Vrms-264Vrms宽电源方式设计，为了确保输出过载或短路时，电源零件不受损坏或不产生安全引患问题，电源板上通常会设计有过功率保护（OPP）功能，而目前大部分反激式电源过功率保护有如:图1和图3两种。
图1过功率保护回路由Rs,R901,C901组成，通过侦测Rs电阻流过的电流最大值是否有达到PWMIC内部OPP过功率保护点来决定是否要关掉PWMIC输出，该过功率保护电路是一种没有采用任何高低压过功率补偿的电路，在电源输入为90Vrms-264Vrms之间，工频滤波大电容C903电压Vc903电压差异很大，如：90Vrms输入电压时，Vc903电压约为120V;而264Vrms时输入电压时，Vc903电压约为370V，由于输出过功率保护点Popp大小与Vc903*u*(Ip1+Ip2)/2关系式有关,；（Popp代表输出过载时的输出最大功率;Vc903表示工频滤波大电容C903电压平均值，与输入交流电压大小有关;如图2所示，Ip1表示Q901MOS开关管打开时，流过Rs电阻的电流,Ip2表示Q901MOS管关断之前流过Rs电阻的电流，;u表示T901变压器转换效率 ）， 其中：Vc903=Lp*(Ip2-Ip1)/Ton（Lp表示变压器初级侧Np1绕组感量，Ton代表Q901MOS开关管导通时间）Ip2=Vrs/Rs（Vrs表示Rs电阻上侦测到的电压;Rs表示Rs电阻值），0≦Ip1<Ip2,当Ip1=0时，变压器工作进入不连续模式工作状态;当0<Ip1<Ip2时，变压器工作连续模式工作状态，且Vrs=Ip2*Rs经过R901电阻和C901电容进行低通滤波之后所得到电压大于PWMICCS端内部保护电压值时,PWMIC内部就开始做OPP过功率保护动作。从上面关系式及说明可知：反激式电源OPP过功率保护点大小及输入电压在90Vrsm-264Vrms时保护点的差异与C903工频滤波大电容上电压Vc903,变压器T901初级侧Np1绕组的感量及变压器转化效率等变压器参数，Rs电流侦测电阻，R901电阻和C901电容组成的RC低通滤波电路有关，若这些参数设计不够合理，就会出现OPP过输率保护点偏离目标设定值，目前这些参数当中，工频滤波大电容C903上Vc903在宽电压电源影响最大，电源输入电压264Vrms时Vc903是输入90Vrms时的370V/120V=3.08,即3.08倍，因此输入264Vrms时通常会比输入90Vrms时过功率保护点大，如：输入90Vrms时过功率保护点设计在40W，而在264Vrms时则过功率保护点变为60W,因此设计没有OPP补偿的反激式电源电时，要对其反激式变压器和MOS开关管要有足够的设计裕度，输出过载或短路时，在变压器还未达到饱合且开关MOS管Q901Ids漏极端电流还未达到规格最大值之前，PWMIC必须开始做OPP保护动作，以确保电源零件不受损坏或不产生安全引患，而设计裕度增加可能就会设计成本增加，且由于输入90Vrsm到264VrmsOPP过功率保护点差异较大，因此也增加了电源设计难度，同时也容易造成因输出短路或过载而造成开关MOS管Q901等零件出现损坏。
图2过功率保护回路由Rs,R901,C901,R912组成，其中R912连接在C903工频滤波大电容正端与IC901OPP过功率保护检测功能端（CS端）之间，作为宽电源高低压OPP过功率补偿电路，在输入电压为90Vrms之时工频大电容C903电压约为120V，此时IC901OPP过功率保护检测功能端（CS端）得到较小的OPP过功率补偿，补偿电流I=120V/(R905+R901+Rs);在输入电压为264Vrms之时工频大电容C903电压约为370V，此时IC901 OPP过功率保护检测功能端（CS端）得到较大的OPP过功率补偿，补偿电流I=370V/(R905+R901+Rs);通过电源输入交流电压越高所得到OPP过功率补偿越多，使得输入为90Vrms-264Vrms之间OPP过功率保护点更接近，由于补偿电阻R912是接在工频电容C903正端和IC901CS低压端，当输入电压264Vrms,工频电容上直流电压约为370V，则此时R912电阻上的功耗P=370V*370V/R912；采用此种过功率补尝装置，当R912电阻小于1M时，电路会出现过度OPP过功率补偿；R905值设定在1M左右OPP过功率补偿效果较好，但此时损耗在R912电阻上功耗较大，约为0.136mW,无法使用在待机功耗较低的液晶显示产品上。R912电阻值大于2M以上，出现OPP过功率补偿不足问题，即电源输入在90Vrms-264Vrms之间时，电源输出过功率保护点开始出现较大的差异。
发明内容
为了克服上述技术的不足，本实用新型对现有反激式电源过功率补偿电路进行改进，提供一种宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，其采用以下方案实现：包括反激式电源的反激式变压器T901,OPP过功率补偿电路，及作为反激式电源PWM控制IC，其特征在于：所述的反激式变压器T901包括：
一初级侧Np1绕组，其同名端p11与C903工频大电容正极端相连接，而异名端p12与MOS开关管Q901的漏极相连接；
一初级侧Np2绕组，其同名端与反激式变压器T901初级侧参考地相连接，而异名端与Vcc供电电路相连接；
一初级侧NP3绕组，其异名端p32接反激式变压器T901初级侧参考地，而另一端做为同名端p31与OPP过功率补偿电路相连接；
次级侧Ns1,Ns2,…Nsn绕组，其同名端接反激式变压器T901次级侧参考地，而异名端与输出整流电路相连接；
所述OPP过功率补偿电路输出端与作为反激式电源PWM控制IC连接，所述的作为反激式电源PWM控制IC的脉宽调制输出功能端Gate与MOS开关管Q901的栅极连接。
所述的OPP过功率补偿电路设置有一组晶体管Q902、Q903做OPP过功率补偿电路的开关管。
本实用新型构思巧妙，电路结构简单，通过增加该OPP过功率补偿电路，使电源产品更符合宽电源产品设计规格的要求，使产品在使用方面更安全，同时也会降低因输出过载或短时引起MOS开关管等零件损坏的问题，有效的延长了产品使用寿命。
附图说明
图1是习知的输入90Vrms-264Vrms反激式宽电源没有采用任何OPP过功率补偿电路具有过功率保护回路的反激式电源。
图2是反激式电源Q901MOS管理想状态下电流波形图。
图3是习知的输入90Vrms-264Vrms反激式宽电源使用一功率电阻R912连接到C903工频滤波大电容正端和PWMICOPP过功率保护检测功能端（CS端）做OPP过功率补偿的示意图。
图4是本实用新型实施例的电路结构原理示意图。
图5是本实用新型实施例PWMIC检测输出电压反馈端的电路原理示意图。
具体实施方式
本实施例提供一种如图4所示，本实施提供一种宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，包括反激式电源的反激式变压器T901,OPP过功率补偿电路，及作为反激式电源PWM控制IC，其特征在于：所述的反激式变压器T901包括：
一初级侧Np1绕组，其同名端p11与C903工频大电容正极端相连接，而异名端p12与MOS开关管Q901的漏极相连接；
一初级侧Np2绕组，其同名端与反激式变压器T901初级侧参考地相连接，而异名端与Vcc供电电路相连接；
一初级侧NP3绕组，其异名端p32接反激式变压器T901初级侧参考地，而另一端做为同名端p31与OPP过功率补偿电路相连接；
次级侧Ns1,Ns2,…Nsn绕组，其同名端接反激式变压器T901次级侧参考地，而异名端与输出整流电路相连接；
所述OPP过功率补偿电路输出端与作为反激式电源PWM控制IC连接，所述的作为反激式电源PWM控制IC的脉宽调制输出功能端Gate与MOS开关管Q901的栅极连接。在本实施例子中，所述绕组的圈数为一圈。
所述的作为反激式电源PWM控制IC至少包含脉宽调制输出功能端Gate，PWMIC供电功能端Vcc，OPP输出过功率保护检测功能CS，PWMIC检测输出电压反馈端FB，PWMIC接参考地端GND。所述PWMIC检测输出电压反馈端FB的内端与一上拉电阻Rfb一端相连接，而上拉电阻Rfb另一端接一基准电压Vref；当OPP输出过功率保护检测功能端CS的电压大于PWMIC检测输出电压反馈端FB的电压时，脉宽调制输出功能端Gate输出低电平；所述PWMIC检测输出电压反馈端FB电压与反激式电源输出带载关系为：当输出为轻载时，PWMIC检测输出电压反馈端FB电压降为较低的电压准位，且PWMIC的OPP输出过功率保护检测功能端CS侦测到较小的电压，此时PWMIC的脉宽调制输出功能端Gate输出较小的脉宽调制占空比；而当输出载变重时，PWMIC检测输出电压反馈端FB电压上升为较高的电压位，此时PWMIC的脉宽调制输出功能端Gate输出脉宽调制占空比增大，且PWMIC的OPP输出过功率保护检测功能端CS侦测到较大的电压；当输出过载时，PWMIC检测输出电压反馈端FB电压上升到更高的电压，此时PWMIC的脉宽调制输出功能端Gate输出脉宽调制占空比继续增加，且PWMIC的OPP输出过功率保护检测功能端CS侦测到电压达到PWMIC内部设定的OPP保护点参考电压时，PWMIC就开始做OPP过功率保护。
值得一提的是，为了让本实用新型的装置能很好的应用在待机功率要求很低的液晶显示产品的电源当中。所述的OPP过功率补偿电路内部设置有一组晶体管（Q902、Q903）做OPP过功率补偿电路的开关管，通过侦测PWMICFB端电压大小来决定是否要对OPP过功率补偿电路做打开或是关断，当电源输出为轻载时，OPP过功率补偿电路通过该晶体管（Q902、Q903）被关断，过功率补偿电路停止对PWMIC的OPP过功率保护检测功能端CS做宽电源交流输入高低压过功率补偿；当电源输出为重载时，OPP过功率补偿电路通过晶体管（Q902、Q903）被打开，且OPP过功率补偿电路开始对PWMIC的OPP过功率保护检测功能端CS做宽电源交流输入高低压过功率补偿。
为了让一般技术人员能清楚的了解本实用新型，下面结合图4对本实施例电路的一些控制原理进行具体的介绍：
一、反激式电源输出轻重时如何让OPP补偿电路打开还是关断的工作原理如下：
当电源输出所带的负载减小时，电源输出电压Vout增大，因V1=Vout*R904/(R903+R904),故V1电压增大，因V1是输入到TL431的R端，而R端为TL431内部误差运放的正端，故TL431内部晶体管基极电流Ib1增大，因If=Ib1*K(K为TL431内部晶体管放大倍数)，故流过IC902光耦内部发光二极体电流If增大，因IC902光耦Ic1=If*CTR(CTR为光耦内部光电转化传输比率)，故，IC902光耦输出电流Ic1增大，因光耦输出端(C端)与IC901PWMIC的FB端相连接，参考图5—>IC901PWMIC内部FB端与一上拉电阻Rfb一端相连接，而上拉电阻Rfb另一端接一基准电压，其Vfb=Vref-Ic1*Rfb,故PWMICFB端电压Vfb减小，因Vg=Vfb*R909/(R909+R910),故Q902开关管栅极Vg电压减小,当电源输出载越轻时，Q902开关管栅极电压Vg就越小，且当Vg电压小于Q902开关管门槛电压Vgs(th)时，Q902开关管关断，此时Q903开关管也被关断，即OPP过功率补偿电路停止工作。当电源输出所带的负载增大时，电源输出电压Vout减小，因V1=Vout*R904/(R903+R904),故V1电压减小，因V1是输入到TL431的R端，而R端为TL431内部误差运放的正端，故TL431内部晶体管基极电流Ib1减小，因If=Ib1*K(K为TL431内部晶体管放大倍数)，故流过IC902光耦内部发光二极体电流If减小，因IC902光耦Ic1=If*CTR(CTR为光耦内部光电转化传输比率)，故，IC902光耦输出电流Ic1减小，因光耦输出端(C端)与IC901PWMIC的FB端相连接，参考图5—>IC901PWMIC内部FB端与一上拉电阻Rfb一端相连接，而上拉电阻Rfb另一端接一基准电压，其Vfb=Vref-Ic1*Rfb,故PWMICFB端电压Vfb增大，因Vg=Vfb*R909/(R909+R910),故Q902开关管栅极Vg电压增大,当电源输出载越重时，Q902开关管栅极电压Vg就越大，且当Vg电压大于Q902开关管门槛电压Vgs(th)时，Q902开关管被打开，此时Q903开关管也被打开，即OPP过功率补偿电路开始工作。
二、OPP过功率补偿工作原理：
由于反激式宽电源OPP过功率保护点通常：在输入90Vrms交流电压时，OPP保护点较小，在输入264Vrms交流电压时，OPP保护点较大，因此希望在输入为90Vrms时，得到较小的OPP补偿，而输入为264Vrms时，得到较大OPP补偿，补偿越大时，输出过功率保护点会变得越低，因此可通过调整OPP补偿电路中R906/R901电阻阻值大小使得电源输入电压在90Vrms-264Vrms之间的OPP过功率保护点更接近，具体工作原理如下：将变压器T901增加一圈数为1圈Np3绕组，Np1绕组p11端与Np3绕组p31端为同名端;而Np1绕组p12端与Np3绕组p32端相对p11/p31端为异名端，即：当MOS开关管Q901漏极端打开时，T901变压器Np1绕组p11端为正，p12端为负;Np3绕组p31端为正，p32端为负。此时Np3绕组所耦合Np1绕组到电压Vnp3=Vc903*Np3/Np1=Vc903/Np1（Np3表示Np3绕组的圈数;Np1表示Np1绕组的圈数;Vc903表示工频大电容C903上的直流电压），Np3绕组所耦合到电压转输到OPP过功率补偿电路经R911àD901àQ903àR906到PWMICCS端做OPP过功率补偿，当电源输入电压为90Vrms时，工频滤波大电容C903电压Vc903约为120V左右，此时变压器T903Np3绕组所耦合到电压Vnp3=120V/Np1(Np1表示该绕组圈数)，先假设：Np1=50圈，D901正向导通电压Vf=0.7V,Q903晶体管饱合导通压降Vce=0.3V，Rs=0.68,,R911=10
，则此时PWMICCS端得到OPP补偿电压
△V1=(Vnp3-Vf-Vce)*(Rs+R901)/(R911+R906+R901+Rs)
=1.4V*(0.68+R901)/(10.68+R901+R906);当电源输入电压为264Vrms时，工频滤波大电容C903电压Vc903约为370V左右，此时变压器T903Np3绕组所耦合到电压Vnp3=370V/Np1(Np1表示该绕组圈数)，则此时PWMICCS端得到OPP补偿电压
△V2=(Vnp3-Vf-Vce)*(Rs+R901)/(R911+R906+R901+Rs)
=6.4V*(0.68+R901)/(10.68+R901+R906)，△V2/△V1=4.57即电源输入电压264Vrms时OPP过功率补偿电压约为输入90Vrms时的4.57倍，再通过调整R906与R901阻值大小使电源输入电压在90Vrms-264Vrms之间OPP过功率保护点相接近。
三、OPP过功率补偿电路中每个零件的作用：
R911电阻放置在D901整流二极管正端，具有更好的EMI抑制效果；
D901二极管在线路当中起到整流作用；
C901/C904/C905电容用做滤除高频的杂迅；
R907/R908电阻做为Q903PNP晶体管基极和发射极之间的分压电阻；
R910/R909为Q902MOS开关管栅极分压电阻；
R906为调整OPP过功率补偿电阻；
R901即做为OPP过功率补偿电阻，又与C901电容组成RC低通滤波电路防止Q901/Rs之间的杂迅干扰到PWMICCS端；
Q902与Q903晶体管做控制OPP补偿电路开通与关断的开关管，其中：Q902为N沟道MOS管，也可用NPN晶体管来替代;Q903为PNP晶体管，也可用P沟道MOS管来替代。
以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，凡依本实用新型申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本实用新型的涵盖范围。
Claims (5)
1.一种宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，包括反激式电源的反激式变压器（T901）,OPP过功率补偿电路，及作为反激式电源PWM控制IC，其特征在于：所述的反激式变压器（T901）包括：
一初级侧Np1绕组，其同名端（p11）与C903工频大电容正极端相连接，而异名端(p12)与MOS开关管Q901的漏极相连接；
一初级侧Np2绕组，其同名端与反激式变压器（T901）初级侧参考地相连接，而异名端与Vcc供电电路相连接；
一初级侧NP3绕组，其异名端(p32)接反激式变压器（T901）初级侧参考地，而另一端做为同名端(p31）与OPP过功率补偿电路相连接；
次级侧Ns1,Ns2,…Nsn绕组，其同名端接反激式变压器（T901）次级侧参考地，而异名端与输出整流电路相连接；
所述OPP过功率补偿电路输出端与作为反激式电源PWM控制IC连接，所述的作为反激式电源PWM控制IC的脉宽调制输出功能端（Gate）与MOS开关管Q901的栅极连接。
2.根据权利要求1所述的宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，其特征在于：所述的初级侧NP3绕组的圈数为一圈。
3.根据权利1所述的宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，其特征在于：所述的作为反激式电源PWM控制IC包含脉宽调制输出功能端（Gate），PWMIC供电功能端（Vcc），OPP输出过功率保护检测功能端（CS），PWMIC检测输出电压反馈端（FB），PWMIC接参考地端（GND）。
4.根据权利要求3所述的宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，其特征在于：其特征在于：所述PWMIC检测输出电压反馈端（FB）的内端与一上拉电阻Rfb一端相连接，而上拉电阻Rfb另一端接一基准电压Vref。
5.根据权利要求1所述的宽电压输入的反激式电源过功率补偿的装置，其特征在于：所述的OPP过功率补偿电路设置有一组晶体管（Q902、Q903）做OPP过功率补偿电路的开关管。
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