CN1853341A - 混频器电路、包括混频器电路的接收器、用于通过使输入信号与振荡器信号混频来产生输出信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种混频器电路、包含混频器电路的接收器、以及使输入信号与振荡器信号混频的方法。根据本发明的混频器电路300包括用于接收输入信号Vin的第一输入节点301和第二输入节点302、第一输出节点321和第二输出节点322、电压－电流变换装置R1a、R1b、R2a、R2b、以及可操作地彼此耦合并且耦合到第一输入节点301、第二输入节点302、第一输出节点321和第二输出节点322以响应振荡器信号而在第一输出节点321和第二输出节点322上产生混频输入信号的开关装置M1、M2、M3、M4。电压－电流变换装置R1a、R1b、R2a、R2b包括：第一电压－电流变换器R1a、R2a，用于响应输入信号Vin而在第一开关节点311上产生第一电流且在第三开关节点313上产生第三电流；以及第二电压－电流变换器R1b、R2b，用于响应输入信号Vin而在第二开关节点312上产生第二电流且在第四开关节点314上产生第四电流。将开关装置M1、M2、M3、M4设置成：在振荡器信号的第一相位φ1期间将第二开关节点312耦合到第二输出节点322并将第三开关节点313耦合到第一输出节点321；而在振荡器信号的第二相位φ2期间将第一开关节点311耦合到第一输出节点321并将第四开关节点314耦合到第二输出节点322。结果，第一和第三节点311、313分别与第二和第四开关节点312、314隔离开。这防止由与第一和第三开关节点311、313有关的寄生电容经由相应开关M2和M4所引起的交叉失真，反之，防止由与第二和第四开关节点312、314有关的寄生电容经由相应开关M1和M3所引起的交叉失真。

Description

混频器电路、包括混频器电路的接收器、用于通过使输入信号与振荡 器信号混频来产生输出信号的方法

本发明涉及如权利要求1的前序部分所限定的混频器电路。

本发明还涉及如权利要求9的前序部分所限定的接收器。

本发明还涉及如权利要求10的前序部分所限定的用于通过使输入信号与振荡器信号混频来产生输出信号的方法。

如在开篇段落中所限定的混频器电路通常是公知的。在公知的混频器电路中，第一输入节点借助于第一电阻器连接到第一开关节点。第二输入节点借助于第二电阻器连接到第二开关节点。第一电阻器和第二电阻器将在第一输入节点和第二输入节点上的输入信号、电压转换成在第一开关节点上的第一电流和在第二开关节点上的第二电流。

第一开关节点借助于开关连接到第一输出节点。第一开关节点借助于第二开关连接到第二输出节点。第二开关节点借助于第三开关连接到第一输出节点。第二开关节点借助于第四开关连接到第二输出节点。在振荡器信号的第一相位期间，第二开关和第三开关导通，而第一开关和第四开关不导通。因此，在第二输出节点上出现第一电流而在第一输出节点上出现第二电流。在振荡器信号的第二相位期间，第一开关和第四开关导通，而第二开关和第三开关不导通。因此，在第一输出节点上出现第一电流而在第二输出节点上出现第二电流。这样，在第一和第二输出节点上产生已被混频的输入信号。

为了与随后的信号处理电路接合，一般优选地用输出电压来代替电流模式的输出信号。由于这一原因，电流-电压变换器可以将其输入连接到第一和第二输出节点用于响应在第一和第二输出节点上产生的混频的第一和第二电流而在第三和第四输出节点上产生输出电

压。理想地，电流-电压变换器使第一输出节点和第二输出节点保持在相同的电压电平下。实际上，由于电流-电压变换器中的非理想因素，所以在第一输出节点与第二输出节点之间会存在残余电压或电压差。这导致第三和第四输出节点上的电压输出失真。

本发明基于这样一种洞察：在第三和第四输出节点上的输出电压的失真至少部分是由混频器电路引起的。实际上，在第一开关节点与参考节点例如地之间存在第一寄生电容，并且在第二开关节点与参考节点之间存在第二寄生电容。在振荡器信号的第一相位期间，当第二和第三开关导通时，在第一和第二寄生电容上对该残余电压进行采样。在振荡器信号的第二相位期间，当第一和第四开关导通时，将第一相位期间的残余电压交叉耦合到第一和第二输出节点。这导致在第一和第二输出节点上产生的混频第一和第二电流的失真并由此导致在第三和第四输出节点上的输出电压的失真。

因此，本发明的目的是减小上述由第一和第二输出节点之间的电压差的交叉耦合所引起的失真。

为此，本发明提供一种如在开篇段落中所限定的混频器电路，其特征在于权利要求1的特征部分。在根据本发明的混频器电路中，第一开关节点有效地与第二开关节点断开，而第三开关节点有效地与第四开关节点断开。这样，可以防止在振荡器信号的第一相位期间在与第二和第三开关节点有关的寄生电容上被采样的残余信号在振荡器信号的第二相位期间交叉耦合到第一和第四开关节点。反之，可以防止在振荡器信号的第二相位期间在与第一和第四开关节点有关的寄生电容上被采样的残余信号在振荡器信号的第一相位期间交叉耦合到第二和第三开关节点。

根据本发明的如在开篇段落中所限定的接收器，其特征在于权利要求9的特征部分。在根据本发明的接收器的混频器电路中，第一开关节点有效地与第二开关节点断开，而第三开关节点有效地与第四开关节点断开。这样，可以防止由于混频器电路将带外噪声混频到信号带中。

如在开篇段落中所限定的通过使输入信号与振荡器信号混频来产生输出信号的方法，其特征在于权利要求10的特征部分。这样，可以防止在振荡器信号的第一相位期间在与第二和第三开关节点有关的寄生电容上被采样的残余信号在振荡器信号的第二相位期间交叉耦合到第一和第四开关节点。反之，可以防止在振荡器信号的第二相位期间在与第一和第四开关节点有关的寄生电容上被采样的残余信号在振荡器信号的第一相位期间交叉耦合到第二和第三开关节点。

在优选实施例中，第一电压-电流变换器包括耦合在第一输入节点与第一开关节点之间的第一电阻器和耦合在第二输入节点与第三开关节点之间的第三电阻器，而第二电压-电流变换器包括耦合在第一输入节点与第二开关节点之间的第二电阻器和耦合在第二输入节点与第四开关节点之间的第四电阻器。电阻器是用于将电压转换成电流的简单且可行的装置。此外，通过利用分离的第一和第二电阻器来分别将第一输入节点耦合到第一和第二开关节点，第一和第二开关节点有效地彼此分离。以相同的方式，通过利用分离的第三和第四电阻器来分别将第二输入节点耦合到第三和第四开关节点，第三和第四开关节点有效地彼此分离。

在另一优选实施例中，开关装置包括：用于在振荡器信号的第二相位期间将第一开关节点耦合到第一输出节点的第一开关；用于在振荡器信号的第一相位期间将第二开关节点耦合到第二输出节点的第二开关；用于在振荡器信号的第一相位期间将第三开关节点耦合到第一输出节点的第三开关；以及用于在振荡器信号的第二相位期间将第四开关节点耦合到第二输出节点的第四开关。这是对在第一和第二输入节点上接收的输入信号进行混频的简单且有效的方法。

再一优选实施例包括：用于接收第二输入信号的第三输入节点和第四输入节点；以及第二电压-电流变换装置，其包括用于响应第二输入信号而在第一输出节点上产生第五电流且在第二输出节点上产生第六电流的第三电压-电流变换器。优选地，第三电压-电流变换器包括耦合在第三输入节点与第一输出节点之间的第五电阻器和耦合在第四输入节点与第二输出节点之间的第六电阻器。在该实施例中，将第二输入信号加到混频的输入信号中。这种混频器可以有利地应用于所谓的中频-数字变换器或IF-数字变换器，其将例如存在于接收器中的中频信号转换成数字基带信号。这种IF-数字变换器可以借助于具有包括数模转换器(DAC)的负反馈路径的西格马-德耳塔调制器来实施。例如，第二输入信号可以是由DAC产生的反馈信号。

再一优选实施例包括：电流-电压变换器，用于响应施加在第一输出节点和第二输出节点上的电流而在第三输出节点和第四输出节点上产生输出信号。在该实施例中，混频器电路的输出信号处于电压域。这简化了混频器电路与其他电路的接合。

在再一优选实施例中，电流-电压变换器为积分电流-电压变换器。在基于西格马-德耳塔调制器的IF-数字变换器中，通常将积分器与混频器电路串联。通过利用积分电流-电压变换器，将积分器集成在混频器电路中，由此简化了IF-数字变换器的设计。

再一优选实施例包括第二开关装置，将该装置设置成：在振荡器信号的第一相位期间将第一开关节点和第四开关节点耦合到参考节点，而在振荡器信号的第二相位期间将第二开关节点和第三开关节点耦合到参考节点。第一和第四开关节点至少在振荡器信号的第一相位的一部分期间浮置，而第二和第三开关节点至少在振荡器信号的第二相位的一部分期间浮置。通过将浮置的开关节点连接到参考电压，使相关的寄生电容放电。这进一步减小了由混频器电路引入的失真。

通过结合附图进行的以下详细说明，本发明的上述和其他目的以及特征将变得更加显而易见，其中：

图1示出常规混频器电路的示意图；

图2示出具有IF-数字变换器的模拟输出频谱的曲线图；

图3示出根据本发明的混频器电路的实施例的示意图；

图4示出根据本发明的混频器电路的另一实施例的示意图；

图5示出包括根据本发明的混频器电路的IF-数字变换器的功能框图；

图6示出包括根据本发明的IF-数字变换器的接收器的功能框图。

在这些附图中，相同的部件用相同的参考标记来确定。

图1示出常规混频器电路100的示意图。所示的混频器电路100具有：包括用于将第一差分输入信号Vin变换成第一差分输入电流的电阻器R1和R2的第一电压-电流变换器；包括用于在分别具有第一和第二不重叠的相位φ1和φ2的振荡器信号的控制下对第一差分输入电流进行混频的N-MOSFET M1、M2、M3和M4的混频级(mixerstage)；包括用于将第二差分输入电压Vdac变换成第二差分输入电流Idac的电阻器R3和R4的第二电压-电流变换器；以及包括运算跨导放大器(OTA)120和电容器C1和C2的积分电流-电压变换器，用于对混频的第一差分输入电流和第二差分输入电流的差进行积分并将其变换成差分输出电压Vout。

在第一电压-电流变换器中，电阻器R1使第一输入节点101与第一开关节点110连接。电阻R2使第二输入节点102与第二开关节点111连接。电阻器R1和R2彼此相同或至少大体上彼此相同。

在混频级中，N-MOSFET M1的漏极连接到第一开关节点110，其源极连接到混频级的第一输出节点112，同时将振荡器信号的第二相位φ2施加到其栅极。N-MOSFET M2的漏极连接到第一开关节点110，其源极连接到混频级的第二输出节点113，同时将振荡器信号的第一相位φ1施加到其栅极。第三N-MOSFET M3的漏极连接到第二开关节点111，其源极连接到混频级的第一输出节点112，同时将振荡器信号的第一相位φ1施加到其栅极。第四混频器N-MOSFET M4的漏极连接到第二开关节点111，其源极连接到混频级的第二输出节点113，同时将振荡器信号的第二相位φ2施加到其栅极。N-MOSFETM1、M2、M3和M4彼此相同或至少大体上彼相同。在振荡器信号的第一相位φ1期间，N-MOSFET M2和M3导通，而在振荡器信号的第二相位φ2期间，N-MOSFET M1和M4导通，由此形成无源MOS混频器。

在第二电压-电流变换器中，电阻器R3使第三输入节点103与混频级的第一输出节点112连接。电阻器R4使第四输入节点104与混频级的第二输出节点113连接。电阻器R3和R4彼此相同或至少大体上彼此相同。

在积分电流-电压变换器中，将运算跨导放大器120的正相输入端连接到混频级的第一输出节点112，而将运算跨导放大器120的反相输入端连接到混频级的第二输出节点113。将运算跨导放大器120的正相输出端连接到第一输出节点105，而将运算跨导放大器120的反相输出端连接到第二输出节点106。将电容器C1连接在混频级的第一输出节点112与第一输出节点105之间。将电容器C2连接在混频级的第二输出节点113与第二输出节点106之间。积分电容器C1和C2形成负反馈回路。由于OTA 120的高增益，还作为OTA的输入节点的第一和第二输出节点112、113为虚接地节点。

混频器电路100通常用于IF-数字西格马-德尔塔变换器，其中第一输入信号Vin为将要在混频级中被转换成基带信号的IF信号，而第二输入信号为由变换器的反馈路径中的数模转换器(DAC)产生的负反馈信号。由此，在OTA 120的虚接地节点112、113上，从混频级的基带输出信号有效地减去DAC的输出信号。将最终的误差信号积分成输出电压Vout。在图5中示出包括根据本发明的混频器电路的相似IF-数字变换器并结合随后的说明对其进行详细论述。

与混频器电路100有关的问题是：由于OTA 120的有限增益以及存在于第一开关节点与地之间的寄生电容C3和存在于第二节点111与地之间的寄生电容C4，其对于第一和第二开关节点110和111上的干扰的高灵敏度。由于OTA 120的有限增益，差分残余电压Vres存在于虚接地节点112与113之间。残余电压Vres可以近似为：

$\mathrm{Vres}=\frac{1}{\mathrm{gm}}\·(\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}}+\frac{\mathrm{Vdac}}{\mathrm{Rdac}})-\frac{{\left(\mathrm{gm}\right)}^3}{32\·{\left(\mathrm{gm}\right)}^4\·{\left(\mathrm{Ib}\right)}^2}\·{(\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Rin}}+\frac{\mathrm{Vdac}}{\mathrm{Rdac}})}^3+...$

这里，Rin等于输入电阻R1(＝R2)，Rdac等于反馈电阻R3(＝R4)，Ib为偏置电流，而gm为OTA 120的跨导因子。在以下分析中，假设Vin为零，且反馈电压Vdac为恒定的补偿电压。假设振荡器的φ1为低(VSS)而φ2为高(VDD)，借助于开关M1和M4分别在寄生电容C3和C4上对残余电压Vres进行采样，所述开关M1和M4闭合而开关M2和M3打开。在互补的振荡器相位中，信号φ1为高，而信号φ1为低。这样，开关M2和M3闭合而开关M1和M4打开。在该相位期间，将第一和第二开关节点110、111上的采样残余电压交叉耦合到OTA 120的输入节点112、113，具有与第一和第二开关节点110、111上的残余电压相反的符号。通过从寄生电容C3和C4经过开关M2和M3到积分电容器C1和C2的电荷转移，使第一和第二开关节点110、111上的电压和OTA 120的输入节点112、113上的电压相等。因此，寄生电容C3和C4导致DAC电压Vdac的寄生混频。

具有作为输入级的混频器电路100的西格马-德尔塔调制器对于这种形式的寄生混频特别敏感，因为来自DAC的反馈信号包含大部分的带外噪音。这将结合图2来更加详细地进行论述。

混频器电路100的另一缺点是：振荡器信号的相位φ1和φ2必须是非重叠的以防止开关M1、M2、M3和M4在同一时间导通，这将导致不期望的短路，因为M1和M2具有共同的输入、开关节点110，并且因为M3和M4也具有共同的输入、开关节点111。相位φ1和φ2不重叠的事实导致了有一点不平衡的混频输入信号。结果，甚至在振荡器信号的谐波上，也会发生寄生混频。

图2示出具有IF-数字变换器的模拟输出频谱的曲线图。垂直轴以dB表示输出功率，而水平轴表示针对采样频率ωs进行了归一化的频率ω。该曲线图示出如结合图1所述的寄生混频的影响。曲线201示出具有频率为ωs/1000的信号分量的理想噪声整形(noise-shaping)IF-数字变换器的输出功率谱。量化噪声在基带上非常低并随着环路滤波器的阶的增加而升高。曲线202示出包括图1所示的混频器电路100的噪声整形IF-数字变换器的输出频谱，在采样频率ωs的一半上具有寄生混频。量化噪声基本上高于理想噪声整形IF-数字变换器的情况下的量化噪声。将该噪声功率的一小部分向下混频到基带中。结果，频率为ωs/1000的信号带的分辨率受到严重影响。

图3示出根据本发明的混频器电路300的实施例的示意图。根据本发明的混频器电路300具有：包括用于将第一差分输入信号Vin变换成第一差分电流的电阻器R1a和R2a的第一电压-电流变换器；包括用于将第一差分输入信号Vin变换成第二差分电流的电阻器R1b和R2b的第二电压-电流变换器；包括用于在具有第一相位φ1和第二相位和φ2的振荡器信号的控制下根据第一差分电流和第二差分电流产生混频差分电流的N-MOSFET M1、M2、M3和M4的混频级；包括用于将第二差分输入电压Vdac变换成第三差分电流Idac的电阻器R3和R4的第三电压-电流变换器；以及包括运算跨导放大器(OTA)320及积分电容器C1和C2的积分电流-电压变换器，用于对混频差分电流和第三差分电流的差进行积分并将其变换成差分输出电压Vout。

在第一电压-电流变换器中，电阻器R1a使第一输入节点301与第一开关节点311连接。电阻R2a使第二输入节点302与第三开关节点313连接。

在第二电压-电流变换器中，电阻器R1b使第一输入节点301与第二开关节点312连接。电阻R2b使第二输入节点302与第四开关节点314连接。电阻器R1a、R2a、R1b和R2b彼此相同或至少大体上彼此相同。

在混频级中，N-MOSFET M1的漏极连接到第一开关节点311，其源极连接到混频级的第一输出节点321，同时将振荡器信号的第二相位φ2施加到其栅极。N-MOSFET M2的漏极连接到第二开关节点312，其源极连接到混频级的第二输出节点322，同时将振荡器信号的第一相位φ1施加到其栅极。第三N-MOSFET M3的漏极连接到第三开关节点313，其源极连接到混频级的第一输出节点321，同时将振荡器信号的第一相位φ1施加到其栅极。第四混频器的N-MOSFETM4的漏极连接到第四开关节点314，其源极连接到混频级的第二输出节点322，同时将振荡器信号的第二相位φ2施加到其栅极。N-MOSFET M1、M2、M3和M4彼此相同或至少大体上彼此相同。在振荡器信号的第一相位φ1期间，N-MOSFET M2和M3导通，而在振荡器信号的第二相位φ2期间，N-MOSFET M1和M4导通，由此形成无源MOS混频器。

在第三电压-电流变换器中，电阻器R3使第三输入节点303与混频级的第一输出节点321连接。电阻器R4使第四输入节点304与混频级的第二输出节点322连接。电阻器R3和R4彼此相同或至少大体上彼此相同。

在积分电流-电压变换器中，运算跨导放大器320的正相输入端连接到混频级的第一输出节点321而运算跨导放大器320的反相输入端连接到混频级的第二输出节点322。运算跨导放大器320的正相输出端连接到第一输出节点305而运算跨导放大器320的反相输出端连接到第二输出节点306。将电容器C1连接在混频级的第一输出节点321与第一输出节点305之间。将电容器C2连接在混频级的第二输出节点322与第二输出节点306之间。积分电容器C1和C2形成负反馈回路。由于OTA 320的高增益，还作为OTA的输入节点的第一和第二输出节点321、322为虚接地节点。

与结合图1所述的现有技术的混频器电路100相同，根据本发明的混频器电路300通常用于IF-数字西格马-德尔塔变换器，其中第一输入信号Vin为在混频级中被转换成基带信号的IF信号，而第二输入信号Vdac为由变换器的反馈路径中的数模转换器(DAC)产生的负反馈信号。由此，在OTA 320的虚接地节点321、322上，从混频级的基带输出信号有效地减去DAC的输出信号。对最终的误差信号进行积分并转换成输出电压Vout。在图5中示出包括根据本发明的混频器电路300的IF-数字变换器并结合随后的说明对其进行详细论述。

通过利用包括电阻器R1a和R2a的第一电压-电流变换器与包括电阻器R1b和R2b的分离的第二电压-电流变换器，开关M1和M2各自的输入节点311和312以及开关M3和M4各自的输入节点313和314分别通过电阻器R1a和R2a与电阻器R1b和R2b来彼此隔离开。因此，与开关节点311有关的寄生电容不能直接通过开关M2放电，因为其必须经过与开关M2的导通电阻相比优选为高欧姆的电阻器R1a和R1b。由此，开关节点311和313与节点322隔离开，而开关节点312和314与节点321隔离开。结果，利用因子G抑制寄生混频的影响：

$G\∝\frac{\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rin}}$

这里，Ron为开关M1、M2、M3和M4的导通电阻，而Rin为第一和第二电压-电流变换器的输入电阻，且由此等于R1a(＝R1b＝R2a＝R2b)。优选G＜＜1。

混频器电路300的另一个优点是：相位φ1和φ2不必是非重叠的，因为OTA 320的输入节点321和322在开关M1、M2、M3和M4同时导通的情况下不会短路。因此，可以将更对称的振荡器信号施加到混频器电路330，导致改善对振荡器信号的第二谐波的消除。

图4示出根据本发明的混频器电路400的另一实施例的示意图。根据本发明的混频器电路400具有：包括用于将第一差分输入信号Vin变换成第一差分电流的电阻器R1a和R2a的第一电压-电流变换器；包括用于将第一差分输入信号Vin变换成第二差分电流的电阻器R1b和R2b的第二电压-电流变换器；包括用于在具有第一相位φ1和第二相位和φ2的振荡器信号的控制下根据第一差分电流和第二差分电流产生混频差分电流的N-MOSFET M1、M2、M3和M4的混频级；包括用于将第二差分输入电压Vdac变换成第三差分电流的电阻器R3和R4的第三电压-电流变换器；以及包括运算跨导放大器(OTA)320和积分电容器C1和C2的积分电流-电压变换器，用于对混频差分电流和第三差分电流的差进行积分，并将其变换成差分输出电压Vout。第一、第二和第三电压-电流变换器、混频级和积分电流-电压变换器分别与图3所示的混频器电路中的相应部件相同，并且以相同的方式彼此连接。由于这一原因，这里不再对其进行详细论述。

混频器电路400与图3所示的混频器电路300的不同之处在于：存在开关S1、S2、S3和S4。开关S1连接在开关节点311与参考节点401之间。其在振荡器信号的相位φ1期间是导通的。开关S2连接在开关节点312与参考节点401之间。其在振荡器信号的相位φ2期间是导通的。开关S3连接在开关节点313与参考节点401之间。其在振荡器信号的相位φ1期间是导通的。开关S4连接在开关节点314与参考节点401之间。其在振荡器信号的相位φ2期间是导通的。

使用振荡器信号的相位φ1驱动开关对M2和M3，而使用振荡器信号的相位φ2驱动开关对M1和M4。因此，在相位φ1期间，开关节点311和314有效地浮置，而在相位φ2期间，开关节点312和313有效地浮置。通过在相位φ1期间闭合开关S1和S3，使与开关节点311和314有关的寄生电容放电。通过在相位φ2期间闭合开关S2和S4，使与开关节点312和313有关的寄生电容放电。这进一步减小了混频器电路400中的寄生混频。

图5示出包括根据本发明的混频器电路300的IF-数字变换器500的功能框图。将差分IF信号施加在IF-数字变换器的输入节点511和512上，同时在输出节点521上产生一位数字输出信号。在具有频率fLO的两相位本地振荡器信号的控制下，在混频器电路300中对IF输入信号进行混频。在混频电路300中对通过从混频的输入信号中减去由在相同频率下操作的数模转换器(DAC)504所产生的反馈信号而获得的误差信号进行积分。在低通滤波器501中对积分的误差信号进行滤波并且在采样器502中以采样频率fs对其进行采样。借助于比较器503，将采样的已滤波的积分误差信号数字化成一位数字输出信号。同样，比较器的输出信号形成DAC 504的输入信号。

在实际应用中，IF-数字变换器500用于接收器的I和Q信号路径。通过以本地振荡器频率fLO操作的混频器电路300将IF输入信号向下混频成基带信号。实际上，如此选择采样频率使得其是本地振荡器频率的倍数，例如二或四倍。这样，对于基带信号，可以使用整个变换器的带宽。

图6示出包括根据本发明的IF-数字变换器500的接收器600的功能框图。该接收器能够处理AM、FM以及符合IBOC(带内同频(In Band On Channel))标准的数字无线电信号。基于所接收信号的质量，接收器确定以模拟AM/FM模式或者以IBOC模式处理所接收的无线电信号。其包括调谐器604，该调谐器包括用于在IBOC模式有效时将IBOC信号带滤掉的陶瓷滤波器605。此外，接收器包括两个IF-数字变换器组件610，各自具有两个用于分别处理I(同相)和Q(正交相位)信号路径的根据本发明的IF-数字变换器500。将两个IF-数字变换器组件610的第一个设置成用于处理IBOC模式下的信号并直接从接收器接收其输入信号。将第二个IF-数字变换器组件610设置成用于处理AM/FM模式下的信号并经由放大器606和陶瓷AM/FM滤波器607从接收器接收其输入信号。此外，接收器包括两个IF后处理组件，第一个用于处理IBOC模式下的数字化信号，第二个用于处理AM/FM模式下的数字化信号。每一个IF后处理组件611具有两个用于在相应的I和Q信号路径上处理数字化信号的IF后处理器620。在IBOC模式下，在IBOC处理器602中解调被后处理的数字化I和Q信号，所述IBOC处理器602将被解调的信号输出给音频处理器612，该音频处理器612进一步处理信号并经由数模转换器614输出最终的音频信号。在AM/FM模式下，在无线电DSP(数字信号处理器)613中解调被后处理的数字化I和Q信号，所述无线电DSP613将被解调的信号输出给音频处理器612，其进一步处理信号并经由数模转换器614输出最终的音频信号。优选地将IF-数字变换器组件610、IF后处理组件、无线电DSP 613、音频处理器612以及DAC 614集成为单个的集成电路601。

在测量中，可以看出，以0.18μmCMOS工艺实现的IF-数字变换器组件610能够在3kHzAM带宽内获得99dB的动态范围、在200kHz的FM带内获得79dB的动态范围、以及在575kHz的用于IBOC的带内获得74dB的动态范围。

IBOC信号为在常规AM/FM信道附近的数字COFDM调制的边带信号。在接收器600中，持续检测所接收的无线电信号的质量，并根据所述质量其自动在模拟AM/FM模式与数字IBOC模式之间进行切换。

在接收器600中，IF-数字变换器500各自包括5^th阶基带西格马-德尔塔调制器。IF-数字变换器组件610将10.7MHz的模拟输入信道转换成300kHz处的基带输出。IF后处理组件611负责对300kHz基带信号进行下采样、滤波并频率转换至DC。对于AM/FM信号利用因子128对IF-数字变换器500的输出位流进行下采样，而对于IBOC信号利用因子64对IF-数字变换器500的输出位流进行下采样。通过无线电DSP 613上的软件对用于AM/FM无线电的在325ksample/sec的速率下的22位I和Q输出字进行进一步处理。将用于IBOC的在650ksample/sec的速率下的16位I和Q字以串行模式转移到IBOC处理器602。

在处理器602和613上运行的软件处理相应的I和Q信号的解调。此外，其可以实现其他无线电功能，例如信号质量改进、电平跟踪(level tracking)、立体解调(stereo demodulation)、弱信号处理、RDS解调和多径抑制。图6中未示出的多个AGC(自动增益控制)回路确保IF-数字变换器500的整个动态范围可以用于所有的天线电平(antenna level)。在处理器602和603中的无线电信号处理之后，将数字音频格式化的数据传送到音频处理器612，其中进一步进行音频处理。此后，借助于DAC 614将数字音频信号转换成模拟音频信号。

在接收器600中，在天线603处接收射频信号。

例如，所示的接收器600用于车载无线电系统。将其设置成接收。

本文中所述的本发明的实施例旨在是示例性的而非限制性的。在不脱离如在附属权利要求中所限定的本发明范围的情况下，本领域技术人员可以对这些实施例作出各种修改。

在结合图1、3和4进行论述的本发明的实施例中，N-MOSFET用于开关M1、M2、M3和M4。对于本领域技术人员来说显而易见的是，除了N-MOSFET之外还可以使用其他类型的开关，例如P-MOSFET或传输门电路。

结合图1、3和4进行论述的本发明的实施例涉及其中借助于电阻器来实现第一电压-电流变换器和第二电压-电流变换器的混频电路。可以使用在使开关节点彼此隔离方面具有相同效果的其他类型的电压-电流变换器，例如有源电压-电流变换器，来代替电阻器。此外可以使用其他类型的电流-电压变换器。

结合图1、3和4进行论述的本发明的实施例涉及其中从混频的第一输入信号减去第二输入信号的混频器电路。对于本领域技术人员来说显而易见的是，通过对积分电流-电压变换器的输入节点处的连接进行简单再调整，可以将第二输入信号加到混频的第一输入信号上。

Claims (10)

1、一种混频器电路(300)，包括用于接收输入信号(Vin)的第一输入节点(301)和第二输入节点(302)、第一输出节点(321)和第二输出节点(322)、电压-电流变换装置(R1a、R1b、R2a、R2b)、以及可操作地彼此耦合并且耦合到所述第一输入节点(301)、所述第二输入节点(302)、所述第一输出节点(321)和所述第二输出节点(322)以响应振荡器信号而在所述第一输出节点(321)和所述第二输出节点(322)上产生混频输入信号的开关装置(M1、M2、M3、M4)，其特征在于：

所述电压-电流变换装置(R1a、R1b、R2a、R2b)包括：

第一电压-电流变换器(R1a、R2a)，用于响应所述输入信号(Vin)而在第一开关节点(311)上产生第一电流且在第三开关节点(313)上产生第三电流，以及

第二电压-电流变换器(R1b、R2b)，用于响应所述输入信号(Vin)而在第二开关节点(312)上产生第二电流且在第四开关节点(314)上产生第四电流；并且

将所述开关装置(M1、M2、M3、M4)设置成：

在所述振荡器信号的第一相位(φ1)期间将所述第二开关节点(312)耦合到所述第二输出节点(322)并将所述第三开关节点(313)耦合到所述第一输出节点(321)；以及

在所述振荡器信号的第二相位(φ2)期间将所述第一开关节点(311)耦合到所述第一输出节点(321)并将所述第四开关节点(314)耦合到所述第二输出节点(322)。

2、如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于：

所述第一电压-电流变换器(R1a、R2a)包括耦合在所述第一输入节点(301)与所述第一开关节点(311)之间的第一电阻器(R1a)和耦合在所述第二输入节点(302)与所述第三开关节点(313)之间的第三电阻器(R2a)；以及

所述第二电压-电流变换器(R1b、R2b)包括耦合在所述第一输入节点(301)与所述第二开关节点(312)之间的第二电阻器(R1b)和耦合在所述第二输入节点(302)与所述第四开关节点(314)之间的第四电阻器(R2b)。

3、如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于所述开关装置(M1、M2、M3、M4)包括：

第一开关(M1)，用于在所述振荡器信号的所述第二相位(φ2)期间将所述第一开关节点(311)耦合到所述第一输出节点(321)；

第二开关(M2)，用于在所述振荡器信号的所述第一相位(φ1)期间将所述第二开关节点(312)耦合到所述第二输出节点(322)；

第三开关(M3)，用于在所述振荡器信号的所述第一相位(φ1)期间将所述第三开关节点(313)耦合到所述第一输出节点(321)；以及

第四开关(M4)，用于在所述振荡器信号的所述第二相位(φ2)期间将所述第四开关节点(314)耦合到所述第二输出节点(322)。

4、如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于其包括用于接收第二输入信号(Vdac)的第三输入节点(303)和第四输入节点(304)、以及包括用于响应所述第二输入信号(Vdac)而在所述第一输出节点(321)上产生第五电流且在所述第二输出节点(322)上产生第六电流的第三电压-电流变换器(R3、R4)的第二电压-电流变换装置(R3、R4)。

5、如权利要求4所述的混频器电路，其特征在于所述第三电压-电流变换器包括耦合在所述第三输入节点(303)与所述第一输出节点(321)之间的第五电阻器(R3)和耦合在所述第四输入节点(304)与所述第二输出节点(322)之间的第六电阻器(R4)。

6、如权利要求1或4所述的混频器电路，其特征在于其包括电流-电压变换器(320、C1、C2)，用于响应施加在所述第一输出节点(321)和所述第二输出节点(322)上的电流而在第三输出节点(305)和第四输出节点(306)上产生输出信号(Vout)。

7、如权利要求6所述的混频器电路，其特征在于所述电流-电压变换器(320、C1、C2)为积分电流-电压变换器。

8、如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于其包括第二开关装置(S1、S2、S3、S4)，其被设置成：

在所述振荡器信号的所述第一相位(φ1)期间将所述第一开关节点(311)和所述第四开关节点(314)耦合到参考节点(401)；以及

在所述振荡器信号的所述第二相位(φ2)期间将所述第二开关节点(312)和所述第三开关节点(313)耦合到所述参考节点(401)。

9、一种用于接收射频信号的接收器，包括耦合到接收器部件的天线部件，具有用于产生振荡器频率的本地振荡器，被设置成在较低频率下输出信号，其特征在于：所述接收器部件包括如权利要求1所述的用于使所述振荡器信号与所述射频信号混频的混频器电路。

10、一种用于在混频器电路(300)中通过使输入信号(Vin)与具有第一相位(φ1)和第二相位(φ2)的振荡器信号混频来产生输出信号由此所述输出信号包括第一输出电流和第二输出电流的方法，该混频器电路(300)包括用于接收所述输入信号(Vin)的第一输入节点(301)和第二输入节点(302)、用于提供所述第一输出电流的第一输出节点(321)和用于提供所述第二输出电流的第二输出节点(322)、电压-电流变换装置(R1a、R1b、R2a、R2b)、以及可操作地彼此耦合并且耦合到所述第一输入节点(301)、所述第二输入节点(302)、所述第一输出节点(321)和所述第二输出节点(322)以响应所述振荡器信号而在所述第一输出节点(321)和所述第二输出节点(322)上产生所述输出信号的开关装置(M1、M2、M3、M4)，其特征在于：

所述电压-电流变换装置(R1a、R1b、R2a、R2b)包括：

第一电压-电流变换器(R1a、R2a)，用于响应所述输入信号(Vin)而在第一开关节点(311)上产生第一电流且在第三开关节点(313)上产生第三电流，以及

第二电压-电流变换器(R1b、R2b)，用于响应所述输入信号(Vin)而在第二开关节点(312)上产生第二电流且在第四开关节点(314)上产生第四电流；并且

将所述开关装置(M1、M2、M3、M4)设置成：

在所述振荡器信号的所述第一相位(φ1)期间将所述第二开关节点(312)耦合到所述第二输出节点(322)并将所述第三开关节点(313)耦合到所述第一输出节点(321)；以及

在所述振荡器信号的所述第二相位(φ2)期间将所述第一开关节点(311)耦合到所述第一输出节点(321)并将所述第四开关节点(314)耦合到所述第二输出节点(322)。

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