CN1849791A - 用于多载波无线通信系统的自适应iq不平衡校正 - Google Patents

Abstract

一般地描述了用于多载波无线通信系统的自适应同相(I)和/或正交相(Q)不平衡校正的实施例。

Description

用于多载波无线通信系统的自适应IQ不平衡校正

优先权申请

本公开内容要求如下申请的优先权：由Lin等人于2001年12月31日提交的标题为“IQ不平衡校正”的非临时专利申请10/038860；和由Lin等人于2003年9月15日提交的标题为“用于多载波无线通信系统的自适应IQ不平衡校正”的临时申请60/503514；它们两者共同转让于本申请的受让人。这些申请及其后续申请中每个的公开内容均通过引用公开结合于此。

技术领域

本发明的实施例一般涉及无线通信系统，更具体地说，涉及用于多载波无线通信系统的自适应同相(I)和/或正交相(Q)校正。

背景技术

诸如正交频分复用(OFDM)、离散多音(DMT)等的多载波通信系统通常具有特征：与通信信道相关联的频带被划分成若干较小的子带(在此为子载波)。多载波通信系统中站点之间的内容(例如数据、音频、视频等)传递通过使用选择若干重叠子载波的其中一个或多个传送内容来执行。通过重叠子载波，在给定的带宽内增加了子载波的总数，随之在信道吞吐量上相应增加。

为了保持这种重叠子载波之间的抗干扰性，控制子载波以使之在数学上彼此正交，例如一个子载波的峰位于代表相邻子载波的实际零陷(null)的频率处。

无线通信系统及其相关联的标准正在不断使用更加复杂的调制技术，如64QAM和OFDM(正交频分复用)，来增加通信信道的吞吐量。这些更复杂的调制技术对于低成本的直接转换接收器和/或发射器的同相(I)和正交相(Q)路径之间的小的不平衡的增加的敏感度成为了显著的问题。当同相和正交相信道的本地振荡器信号之间的相位差不是精确的90度时会发生相位失配。I和Q信道之间的增益失配是由混频器、滤波器或模数转换器(ADC)以及信道之间的不一致性导致的。此外，I和Q臂式滤波器(arm filter)失配导致的IQ不平衡可能也是频率的函数。就此而言，IQ不平衡可能具有频率无关的分量、频率相关的分量以及还可能引入混叠到期望的信号带中的镜频干扰，这可能干扰信道估算。

附图说明

通过示例而非限定方式，在下面附图的各图中，图示了本发明各个方面的实施例，其中相似的附图标记指相似的单元，其中：

图1示出了根据示例实施例的示例数据通信系统；

图2示出了根据示例实施例的示例均衡器；

图3示出了根据一个实施例的IQ平面中的点；

图4示出了根据一个实施例适用的示例自适应滤波器；

图5图示了根据一个实施例的示例自适应滤波器结构的框图；

图6图示了根据一个实施例用于改善信道估算的示例均衡器结构；

图7描绘了根据一个实施例用于频率相关IQ不平衡校正的示例方法；

图8图示了根据一个实施例用于容纳信道估算中的频率和定时偏移的频率相关和频率无关IQ不平衡校正的一个示例统一方法；

图9以图形说明了根据一个实施例的示例收敛性能；

图10以图形说明了根据一个实施例的组合混频器和滤波器失配校正的示例性能特性；

图11说明了根据一个实施例的多径信道中组合不平衡校正的示例性能特性；

图12说明了根据一个实施例的具有显著频率偏移的多径信道中组合不平衡校正的示例性能特性；

图13描绘了根据一个实施例的具有取样率偏移的组合不平衡校正的示例性能特性；以及

图14描绘了根据一个实施例的多径信道中具有剩余频率和取样率偏移的组合不平衡校正的示例性能特性。

具体实施方式

一般地呈现了用于多载波无线通信系统的自适应IQ不平衡校正的装置和方法实施例。更具体地说，本发明的实施例涉及用于联合估算和最小化发射器和接收器IQ不平衡同时校正剩余频率和定时偏差的统一方法。根据一个实施例，利用快速收敛、适应于温度和老化效应且计算上相对廉价的自适应滤波器来实现该技术，尽管本发明并不局限于该方面。

在本说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定功能特征、结构或特征包括在本发明的至少一个实施例中。就此而言，本说明书中不同位置中的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”的出现未必全部指同一个实施例。再者，特定的功能特征、结构或特性可以任何适合的方式组合在一个或多个实施例中。其他实施例可以结合结构、逻辑、电气、过程和其他的更改。示例仅仅表示可能的变化。除非明确要求，否则单独的单元和功能是任选的，而且在不背离要求保护的本发明的精神和范围的前提下可以更改各种公开的操作的顺序。

虽然在诸如802.11a实现的无线局域网(WLAN)实现的环境中可以引入要求保护的本发明的各种细节，但是本领域技术人员将认识到本发明的范围并不局限于此。就此而言，本发明的方面可以良好地用于实现若干无线通信平台的任何一种，诸如无线局域网(WLAN)、无线个人区域网(WPAN)、无线城域网(WMAN)、蜂窝网络等。

简介

本公开内容对因OFDM系统上混频器和滤波器失配导致的IQ不平衡影响建模，并讨论如何利用每个单独分组的快速收敛自适应地联合“平衡”远程发射器和本地接收器的IQ不平衡。联合地消除发射器和接收器中的IQ不平衡对于将来高阶QAM(64和以上)系统的无线高性能是重要的。自适应校正考虑自组织(ad hoc)网络中的不同发射器，并允许随时间的温度和老化IQ变化。对于其中可以消除用于同相和正交相臂式滤波器的复杂模拟匹配电路的低成本系统需要频率相关的校正。在此描述的技术基于频域中不同的自适应均衡器组校正恒定(频率无关的)和频率相关的IQ不平衡。联合地平衡因频率相关IQ影响的发射器和接收器不平衡也是本发明的一个创新方面，虽然本发明的范围并不局限于此方面。

信道模型

在详细描述本发明实施例的各个方面之前，设计说明上文介绍的IQ不平衡问题的数学模型可能有用。

如上所述，IQ不平衡可以是随频率相对恒定的(例如，对于混频器失配等)或频率相关的(例如，对于滤波器失配等)。一般地，同相和正交混频器失配是频率无关的。混频器失配包括I和Q RF下/上变频信道之间的增益失配和相位失配。I和Q本地振荡器信号之间理想的90度的相位偏差导致I信号泄漏到Q信道，且反之亦然。将其他恒定IQ不平衡与混频器不平衡组合，结果“信道”可以数学表示为2×2的矩阵：

$H_{\mathrm{mixer}}=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{ii}}& H_{\mathrm{iq}}\\ H_{\mathrm{qi}}& H_{\mathrm{qq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_i\mathrm{Cos}{\mathrm{\α}}_i& H_i\mathrm{Sin}{\mathrm{\α}}_i\\ H_q\mathrm{Sin}{\mathrm{\α}}_q& H_q\mathrm{Cos}{\mathrm{\α}}_q\end{array}\right]---\left[1\right]$

其中α_i，α_q是距离理想情况的混频器相位偏差，以及H_i和H_q分别是I、Q信道增益系数。

截止频率、脉动(ripple)和群延迟的同相和正交臂式滤波器失配一般是频率相关的，并导致镜频干扰，但是它不会导致I(Q)泄漏到Q(I)。该滤波器失配可以表示为：

$H_{\mathrm{filter}}=\left[\begin{array}{cc}{H}_i\left(n\right)& 0\\ 0& H_q\left(n\right)\end{array}\right]---\left[2\right]$

H_mixe和H_filter可以表示发射器或接收器或二者的组合。

IQ不平衡

将i_t，k、q_t，k标示为频域中发射的OFDM符号。设i_r，k、q_r，k为频域中接收的OFDM符号。时域信号因IQ不平衡而在远程发射器或本地接收器上失真。利用这些记号，将按如下求解频域中因IQ不平衡导致的误差。

对于恒定的IQ不平衡，接收的频域信号i_r，k、q_r，k可以表示为

$\left[\begin{array}{c}{i}_{r,k}\\ q_{r,k}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{ii}}+H_{\mathrm{qq}}& H_{\mathrm{iq}}-H_{\mathrm{qi}}\\ -H_{\mathrm{iq}}+H_{\mathrm{qi}}& H_{\mathrm{ii}}+H_{\mathrm{qq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{t,k}/2\\ q_{t,k}/2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{ii}}-H_{\mathrm{qq}}& H_{\mathrm{iq}}+H_{\mathrm{qi}}\\ H_{\mathrm{qi}}+H_{\mathrm{iq}}& {-H}_{\mathrm{ii}}+H_{\mathrm{qq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{t,-k}/2\\ q_{t,-k}/2\end{array}\right]---\left[3\right]$

如果没有IQ不平衡，H_ii＝H_qq，H_iq＝H_qi＝0，则i_r，k＝i_t，k，q_r，k＝q_t，k。由此从等式[3]可以看到恒定的IQ不平衡具有两种影响。第一项示出了发射的信号因不平衡缩放和旋转。第二项示出了镜像频率干扰。

考虑分别对应于同相和正交低通滤波器的H_i(n)和H_q(n)之间的滤波器失配所导致的IQ失真。如果h(k)＝FFT(H(n))，则：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{r,k}\\ q_{r,k}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_i\left(k\right)+h_q\left(k\right)& 0\\ 0& h_i\left(k\right)+h_q\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{t,k}/2\\ q_{t,k}/2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_i\left(k\right)-h_q\left(k\right)& 0\\ 0& {-h}_i\left(k\right)+h_q\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{t,-k}/2\\ q_{t,-k}/2\end{array}\right]---\left[4\right]$

即，可以读取等式[4]以示出与恒定IQ不平衡的情况一样，滤波器的IQ不平衡也具有两种影响。但是，因为滤波器IQ不平衡是频率的函数，所以每个频率(或子载波)承受不同的失真。理解这点对于理解下述的解决方案是重要的。

OFDM信道估算和校正对信号的影响的模型

在如802.11x OFDM实现的许多实现中，信道估算通常基于OFDM前置训练信号。在该常规信道估算中，校准器将所有可观察的失真作为含有IQ影响的信道来处理。将源自训练信号的信道校正应用于整个接收信号，以补偿多径信道频率特性。在802.11a实现中，例如，“长前置”是用于信道估算的训练信号。802.11a标准将长前置音定义为：

L_-26，0＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0}

L_26，1＝{1，1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，1}

长前置音可以形成两类。在一类中，信号及其镜像都具有相同的相位，在长前置中L_k＝L_-k。在另一类中，信号及其镜像具有pi(π)的相位差，在长前置中L_k＝-L_-k。回顾等式[3]，频率k的IQ不平衡失真与镜频-k上的特定信号值相关。因此，如果存在恒定IQ不平衡，则信道校正系数即使在理想信道情况下仍将归属于两类。当信道校正应用于整个接收的信号时，将出现两类失真且需要各自补偿。IQ不平衡校正的常规方法通常将此影响作为组合影响来对待，并平滑来移除。就此而言，这种常规实践可以视为尝试缓解IQ不平衡的影响的宏观级(macro-level)方法。对比之下，公开于此的实施例尝试分析、表征然后移除IQ不平衡的每个分量，同时补偿频率偏移和定时偏差(即信道引发的误差)，即对于常规技术来说微观级(micro-level)方法。

就此而言，本发明实施例一般涉及用于从接收的信号i_r，k、q_r，k恢复发射的信号i_t，k、q_t，k的结构和相关联的方法。至此，下文将详述用于标识和校正频率无关的IQ不平衡、频率相关的IQ不平衡和补偿信号中信道校正的影响的结构和相关联方法。

示例通信系统

转到图1，根据仅一个示例实施例介绍其中可实施本发明实施例的示例通信传输系统10。根据图1所示的示例实施例，描绘了系统10，包含远程发射器12、传输信道14和本地接收器16的其中一个或多个。根据仅一个示例实施例，发射器12可以包括一个或多个离散傅立叶逆变换(IDFT)块18。根据所示的示例实施例，IDFT块可以实现快速傅立叶逆变换IFFT，它可以生成含待传送符号的输入信号的时域表达。IFFT块18可以提供此时域表达到上取样器20，其输出通过发射器滤波器22滤波。然后将发射器滤波器22的输出提供到复用器24，它以待传送的一个或多个符号调制每个子载波。如上所述，复用器24可以代表一个IQ不平衡误差源。

从复用器24，子载波从选择的一个或多个发射天线26发射，并进入传输信道14。沿该路线，子载波可能遇到附加的失真源。例如，障碍物的反射可能导致多径误差。在一些情况中，子载波的频率可能移动，从而导致符号间干扰(ISI)等。

接收器16上的接收天线28捕获信道14的子载波的至少一个子集，连同环境中的任何白噪声和任何其他干扰信号。然后将信号的此汇集传递到解复用器30，其可能引入另一种IQ不平衡误差源。

然后将解复用器30的输出传递到抗混叠滤波器32，然后传递到逆向解复用器34，其功能是移除解复用器30引入的任何IQ不平衡。然后将结果信号提供到频率偏移校正块36，以校正频率偏移误差所导致的IQ不平衡，而该频率偏移误差是因为本地接收器上的振荡器的谐振频率与远程发射器上的振荡器的相应谐振频率之间的任何失配而存在。

然后由下取样器38对该频率偏移校正块的输出取样，并提供到离散傅立叶变换块40。根据图1所示的示例实施例，DFT块40实现快速傅立叶变换，虽然本发明并不局限于此方面。DFT块40将信号的频域表达提供到信道估算和校正块42，它移除沿传输信道14的多径导致的误差。除了任何剩余的IQ不平衡误差以外，这导致与提供到远程发射器12的输入信号基本相同的接收信号。

将接收的信号提供到均衡器44，其示例如图2详细所示。在均衡器44内，提供接收的信号到符号判决块46。符号判决块46则确定在几何意义上最接近IQ平面上的接收点的IQ平面上的星座点。

虽然是以示例顺序作为连接到处理信号的若干完全不同的功能单元来描述的，但是本领域技术人员会认识到在不背离所附权利要求的精神和范围的前提下可以良好地对上述结构和/或信号处理顺序进行显著的修改。

暂时转到图3，根据一个示例实施例，描绘了具有分布在四个象限上的星座点48的示例IQ平面。这些星座点48代表数据传输系统10理解的可能符号。图3中示出的还有对应于接收信号的接收点50。由于IQ不平衡误差，接收点50与任何星座点48不相符。尽管如此，在IQ平面上确实存在最接近接收点50的星座点52。该最接近的星座点52由二维星座矢量c来定义，其具有代表最接近星座点52的同相和正交分量的分量c_I和c_Q。该最接近星座点52(假定它对应于接收点50尝试传递的符号)形成符号判决块46的输出。

图2提供根据本发明一个实施例的示例均衡器44结构的框图。如图所示，均衡器44可以包括下文将更全面讨论的一个或多个自适应滤波器系统56，如图所示它通过加法和/或乘法节点响应加权更新单元60和符号判决单元46。如上文所述以及下文更全面的阐述，均衡器44校正因发射和接收处理引入的IQ不平衡，以及通过通信信道14在频率和时间上引入的偏移。

参考图2，还将接收到的信号提供到乘法器，它将该信号与自适应滤波器系统(56)组合。选择自适应滤波器系统(56)的输出(可以表达为2×2的合成均衡矩阵“W”)，以使复用器54的输出上提供的均衡的信号逼近到远程发射器12的输入。均衡矩阵是“合成”均衡矩阵的原因将从上面图3的讨论显而易见。

差分单元58接收该均衡的信号和来自符号判决块46的最接近星座点52。差分单元58的输出是表示这两个量的差的误差信号。该差在图3中通过两维误差矢量M来表征，该二维误差矢量具有代表用于表征IQ不平衡的程度的同相和正交分量的分量M_I和M_Q。然后将该误差信号提供到加权更新块60。

加权更新块60然后确定当用于生成另一个均衡的信号时还减少误差信号的幅度的新合成均衡矩阵。然后将加权更新块60的输出提供回自适应滤波器系统56，该系统然后以加权更新块60提供的新合成均衡矩阵替换它的合成均衡矩阵。然后使用该新合成均衡矩阵来生成新均衡的信号。该处理过程继续，直到误差信号的幅度达到最小或预定义的阈值为止。由此误差信号起反馈信号的作用，用于基于均衡的信号与最接近星座点52不同的程度来调整合成均衡矩阵。

图4示出了根据一个实施例的示例自适应滤波器系统56。具体来说，图4说明了自适应滤波器系统如何使用接收信号的正和负频率分量来生成合成均衡矩阵。自适应滤波器系统56包括用于从接收信号的正频率分量生成正频率均衡矩阵的第一自适应滤波器62，以及用于从接收信号的负频率分量生成负频率均衡矩阵的第二自适应滤波器64。然后将正频率均衡矩阵和负频率均衡矩阵提供到加法器66，其输出是合成均衡矩阵。

在加权更新块60内，通过按与相应误差信号和接收信号成比例的数值增加先前的加权系数以更新构成合成均衡矩阵的四个加权系数。选择比例常数以控制收敛速度。为确保快速收敛而选择的常数是易于导致不稳定的系统。相反，为确保稳定系统而选择的常数易于收敛慢。

在一些情况中，IQ不平衡误差如此之大，以致于接收信号不对应于IQ平面中最接近的星座点。在许多情况中，传输信道中多径可能导致这种幅度的IQ不平衡误差。在一些实施例中，本地接收器包括用于校正这些误差的信道估算和校正块42。

在数据符合IEEE 802.11a标准的专门情况中，常规的信道估算和校正块42执行的方法与均衡器44的操作相干扰。例如，为了校正多径误差，802.11a标准提供包括每个子载波的一对训练比特的训练信号。训练比特对的其中之一与该子载波的正频率分量相关联；另一个则与该子载波的负频率分量相关联。对于一半子载波，这些训练比特具有相同的符号。对于余下一半子载波，这些训练比特具有不同的符号。

为了容纳训练信号中不同子载波的该完全不同的处理，均衡器将这些子载波分离到两类，并分别处理它们。第一类包括训练信号中相应训练比特具有相同符号的那些子载波。第二类包括训练信号中相应训练比特具有不同符号的那些子载波。第一和第二类中的子载波承载的符号的IQ不平衡误差按上述方式校正。以此方式将子载波分离到两类，防止了对第一类执行的多径校正与第二类中的子载波的均衡矩阵收敛相干扰，且反之亦然。

图5是描绘了根据一个示例实施例的示例自适应滤波器结构的框图。如图所示，滤波器单元62通过一个或多个加法单元响应来自加权更新504和符号判决506的输入。根据一个实施例，如图2所述的一个，可以使用两个均衡器62(例如图2中表达为62和64)，一个用于同相分支以及另一个用于正交处理分支。

从等式[3]，在频域上解作为接收信号的函数的发射信号得到：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{t,k}\\ q_{t,k}\end{array}\right]=\frac{1}{2(H_{\mathrm{ii}}{H}_{\mathrm{qq}}-H_{\mathrm{iq}}{H}_{\mathrm{qi}})}(\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{ii}}+H_{\mathrm{qq}}& -H_{\mathrm{iq}}+H_{\mathrm{qi}}\\ H_{\mathrm{iq}}-H_{\mathrm{qi}}& {\mathrm{Hii}+H}_{\mathrm{qq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{r,k}\\ q_{r,k}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{ii}}-H_{\mathrm{qq}}& H_{\mathrm{iq}}+H_{\mathrm{qi}}\\ H_{\mathrm{qi}}+H_{\mathrm{iq}}& {-H}_{\mathrm{ii}}+H_{\mathrm{qq}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{r,-k}\\ q_{r,-k}\end{array}\right])$

$=\left[\begin{array}{cc}{W}_{\mathrm{ii}}\left(1\right)& {-W}_{\mathrm{qi}}\left(1\right)\\ W_{\mathrm{qi}}\left(1\right)& W_{\mathrm{ii}}\left(1\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{r,k}\\ q_{r,k}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{W}_{\mathrm{ii}}\left(2\right)& W_{\mathrm{qi}}\left(2\right)\\ W_{\mathrm{qi}}\left(2\right)& {-W}_{\mathrm{ii}}\left(2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{r,-k}\\ q_{r,-k}\end{array}\right]---\left[5\right]$

如果可以确定两个W矩阵，则可以恢复i_t，k、q_t，k。用公式表达这个为检测的信号的最小均方误差，则得出校正IQ不平衡的自适应技术。如图5所示，I均衡器将对于每个更新的输入信号更新其加权W_ii，k和从Q均衡器复制更新的加权W_qi，k，并且Q均衡器将对于每个新的输入信号更新其加权W_qi，k和从I均衡器复制更新的加权W_ii，k。输出

和

是i_t，k和q_t，k的估算。该加权由LMS算法根据最小均方(LMS)误差标准调整。

${\hat{i}}_{t,k}=W_{\mathrm{ii},k}\left(1\right)i_{r,k}+W_{\mathrm{ii},k}\left(2\right)i_{r,-k}-W_{\mathrm{qi},k}\left(1\right)q_{r,k}+W_{\mathrm{qi},k}\left(2\right)q_{r,-k}$

${\hat{q}}_{t,k}=W_{\mathrm{qi},k}\left(1\right)i_{r,k}+W_{\mathrm{qi},k}\left(2\right)i_{r,-k}+W_{\mathrm{ii},k}\left(1\right)q_{r,k}-W_{\mathrm{ii},k}\left(2\right)q_{r,-k}$

W_ii，k(1)＝W_ii，k(1)+ε_i，kμi_r，k

W_ii，k(2)＝W_ii，k(2)+ε_i，kμi_r，-k

W_qi，k(1)＝W_qi，k(1)+ε_q，kμq_r，k

W_qi，k(2)＝W_qi，k(2)+ε_q，kμq_r，-k

ε_i，k＝d_i，k-i_r，k

ε_q，k＝d_q，k-q_r，k                                               [6]

其中，d_i，k和d_q，k分别是i_r，k和q_r，k的指示判决(decision-directed)的输出。

对于频率无关的IQ不平衡，W_ii，k和W_qi，k对于所有频率k都是恒定的。因此，只需要一组自适应均衡器。对于每个新信号更新均衡器加权。

信道校正的补偿

如上所述，信道估算将IQ不平衡视为有效的“信道”。IQ不平衡还影响信道估算，它还可能使信道校正退化。信道校正的影响相当于修改等式[5]中的加权。在802.11a的情况中，信道校正系数归属于上文中讨论的两类。

可以使用两组自适应均衡器方法来解决该问题。将信道校正之后的信号组织为两类，然后分别处理每类。第一类包括长前置中的对应比特与其镜频具有相同符号的那些频率承载的信号。第二类包括长前置中的相应比特与其镜频具有不同符号的那些频率承载的信号。两类信号由两组均衡器来处理，如图6所示。R_s(k)和R_d(k)标示两类信号，而

和

是它们的估算。

以此方式将信号分到两类，防止了对第一类执行的信道校正与另一类中的信号的均衡器收敛相干扰。根据一个实施例，图6的结构通过如下方式解决了问题：首先信道估算技术(例如按常规方式使用长前置信号)，其次使用802.11a信号符号来同时估算IQ参数和均衡IQ不平衡。结果是用于IQ不平衡的更直接且及时的估算和补偿算法(例如无平方根等)。此外，在镜像和直接频率之间无需任何特定的训练序列音调制序列来移除不平衡的影响。

使用802.11a“信号”符号的均衡器训练

按分组调整IQ失真的自适应方法必须需要一定时间来获得收敛。一般地OFDM信号格式具有前置或控制信号，其运送关于调制和编码格式的信息到接收器。例如IEEE 802.11a标准指定4毫秒OFDM符号，标示为“信号”符号，其紧随长前置之后通过BPSK调制立即传送。由于BPSK调制的原因，可以采用用于更新IQ校正加权的指示判决的方法，因为通过BPSK调制误差将最小化。因此，可以将该加权应用于所有较高调制的OFDM数据符号，而无需在分组期间更新。这不仅通过数据符号将判决误差的影响最小化，而且节省用于更新均衡器的操作。图9示出了两个加权的收敛行为。

为了避免指示判决的误差的传播，用来校正频率无关IQ不平衡的均衡器仅仅在“信号”符号(仅11a标准中为其在BPSK上传送管理和控制信息的符号)期间调整。每个均衡器仅具有24个样本或4微秒(按20Msps)来更新它的加权。这要求均衡器在“信号”符号结束时收敛或几乎收敛。为了加速收敛，MMSE均衡器的μ值对于前5个样本设为0.1，然后逐步下降到0.05，然后12个样本之后降到0.01。图9示出了均衡器收敛速度。

如图所示，W_ii(1)和W_ii(2)逼近理论值。理论(无噪声)值示出具有10°的I分支相位偏差以及10％的增益系数偏差的混频器失配。图9所示在“信号”符号结束(在第24个样本处)的均衡器的加权示出混频器失配的校正，其I分支相位偏移是8.6°以及增益系数是7.7％。该校正未完全校正IQ不平衡，但是已经足够好了。然后由48组均衡器校正余下的IQ不平衡失真，其用于校正下文将讨论的频率相关的IQ不平衡。注意因48个均衡器校正频率相关I/Q不平衡而使rms误差降低10dB。

用于频率相关IQ不平衡校正的方法

对于频率相关的IQ不平衡，W_ii，k和W_qi，k都是频率k的函数。因此，先前讨论的使用一组或两组自适应均衡器的设计工作得不够好。相反，每个频率k需要具有唯一的自适应均衡器，因此总共需要N个自适应均衡器(其中N是载有频率或子载波的数据的数量)。对于每个OFDM符号更新加权W_ii，k和W_qi，k。图7示出了适于此目的的示例结构。

用于校正恒定和频率相关的IQ不平衡的方法

虽然图6所示的方法能用于校正恒定和频率相关IQ不平衡，但是，它不利用“信号”符号。每个OFDM符号仅更新一次加权的限制导致长的收敛时间。另一个方法是通过将两组均衡器收敛在“信号”符号的48音两端将两组均衡器方法与N组均衡器方法组合来移除IQ不平衡恒定或偏离项，然后还使用除“信号”符号之外的符号来移除频率相关影响。图8示出了支持这种方法的示例结构。R_s(k)和R_d(k)标示前部分所讨论的两类信号。

最后，注意频域的补偿改善优于常规技术的时域方法，其允许频率相关的校正。

一般频率相关的IQ不平衡方法的计算负荷

用于校正频率无关的IQ不平衡的均衡器需要在“信号”符号期间更新它们的加权。两组均衡器分别更新它们的加权24次。用于校正频率相关的IQ不平衡的均衡器需要在数据符号期间更新它们的加权。在数据符号期间，48组均衡器每个OFDM符号更新一次加权。等式6示出更新一次单个子载波均衡器需要8次乘法和4次加法以及校正单个子载波需要6次乘法和6次加法。下表(表1)概述了该计算负荷。按300MHz运行的单个乘法器足够执行所需的乘法。

                  表1：计算负荷

	加权更新		数据校正
				“信号”符号	数据符号
	2组均衡器	288次乘法192次加法				0	384次乘法288次加法
48组均衡器			0	288次乘法192次加法	384次乘法288次加法

模拟分析

为了说明IQ不平衡的影响和所提出的IQ不平衡校正方法的性能，对一个OFDM系统建模并进行模拟。基于IEEE 802.11a标准用于无线LAN的规范设置了该系统参数。仅对AWGN执行了模拟，还对AWGN加多径信道执行了模拟。还将剩余频率和定时偏移的影响包括在内以示出真实情况中的性能。对于所有数据音的数据调制假设为64QAM。假设有严重的混频器失配，其包括10°的I分支相位偏差和10％的增益系数失配。该不平衡假设完全在发射器中(更坏的情况)，但是可以分布在发射器和本地接收器之间。Q分支信号保持不变。使用六阶切比雪夫(Chebyshev)I型低通滤波器，同时取样频率的同相滤波器截止频率为0.905以及脉动为1.05dB(±0.5025dB)。当有滤波器失配时，Q分支滤波器有取样率的0.900的截止频率和1.00dB的脉动。

图10示出了AWGN信道的未编码64QAM的模拟结果。使用这种校正的IQ校正的性能总是好于不使用的情况。更具体地说，图10示出了组合滤波器和混频器失配校正的性能。注意，未编码的曲线最终示出了与理想的偏差。但是，在低误差率发生的情况下，解码将基本产生足够低的错误解码的误差率。

图11示出了未编码64QAM外加多径的模拟结果。一个示例多径假定由5个路径构成：在0纳秒的0dB路径、在50纳秒延迟的-17.5dB、在100纳秒的-28.6dB、在150纳秒的-37.6dB以及在200纳秒的-50.3dB。与仅图10中的AWGN噪声的结果相似，得到了好的性能。

图12示出了～-40ppm(208kHz)的显著频率偏移情况下所考虑的影响。通过自动频率控制(AFC)回路校正大多数偏移，但是I/Q校正开始时仍有～4.2kHz的剩余误差残留。实心菱形曲线示出了通过QAM星座点的相移使OFDM解调严重退化的仅剩余频率偏移的影响，但是IQ校正的使用导致下方曲线(空心菱形曲线)，因自适应滤波器的好的相位跟踪能力而得到优秀的性能改善。IQ失配加入减损列表(impairment list)导致严重的性能退化(顶部的空心方块曲线)，并且通过自适应滤波器又将其校正为空心椭圆曲线。

图13示出了除AWGN外无其他减损的情况下具有A/D取样频率偏移的影响。再者，自适应IQ均衡器性能足够健壮以校正多达80Hz的取样率偏移(2ppm对于40Msps A/D取样率)。

在图14中，作为最终模拟，将所有显著的减损添加到模拟器中，并且在无IQ校正情况下的性能可预期非常差(空心方块曲线)。然后调用IQ校正，以及结果是空心椭圆曲线。再者，即使对于具有误码校正解码的点也显著地改善了性能，其接近仅AWGN噪声时的性能(参考图10)。

IQ不平衡可能导致OFDM接收器中的大退化。它缩放并旋转发射的信号，并导致镜频干扰重叠到期望的信号带中。信道估算还能增加有害的IQ不平衡影响。在本文献中，引入创新的IQ不平衡校正方法，它实现频域自适应均衡。该方法可以校正恒定和频率相关的IQ不平衡。即使在退化的信道校正下它仍具有好的性能。自适应均衡器随温度和老化调整IQ不平衡漂移。该方法联合地校正发射器和接收器的IQ不平衡。该方法可以校正信道估算误差，以便在无IQ失配的情况下执行得更好。

本发明包括多种操作。本发明的操作可以通过如图1和/或2所述的硬件单元来执行，或可以体现在机器可执行内容(例如指令)702中，该机器可执行内容可用于使以指令编程的通用或专用处理器或逻辑电路来执行这些操作。或者，这些操作可以通过硬件和软件的组合来执行。

在上文描述中，为了解释的目的，提出了许多特定细节，以便提供对本发明的彻底理解。但是对于本领域人员来说，显而易见到本发明可以在没有这些特定细节的一些的情况下实施。在其他情况中，熟知的结构和设备以框图形式示出。对本发明概念的任何数量的变更均预期在本发明的范围和精神内。就此而言，具体说明的示例实施例不提供对本发明的限制，而仅用于说明它。因此，本发明的范围不由上文提供的特定示例而仅由所附权利要求的简明语言来确定。

Claims (19)

1.一种方法，包含：

结合通信信道上其他信道引发的误差估算IQ不平衡误差的程度；以及

至少部分地基于所述误差的程度估算均衡变换，以减少这种误差的影响。

2.如权利要求1所述的方法，还包括应用所述均衡变换到所述接收的信号。

3.如权利要求1所述的方法，其中估算I/Q不平衡误差的程度包含估算所述接收的OFDM信号所对应的发射符号。

4.如权利要求1所述的方法，其中估算变换包含对均衡器矩阵求值。

5.如权利要求1所述的方法，其中估算变换包含：

基于所述OFDM信号的频谱的第一部分对第一变换求值；

基于所述频谱的第二部分对第二变换求值；以及

组合所述第一和第二变换以获得所述均衡变换。

6.如权利要求5所述的方法，还包含选择所述频谱的所述第二部分以包括所述频谱的镜频分量。

7.如权利要求6所述的方法，其中选择所述第二部分以包括镜频分量包含，选择所述第二部分以包括所述频谱的负频率分量。

8.如权利要求1所述的方法，其中估算均衡变换包含估算频率相关的变换。

9.如权利要求1所述的方法，其中所述IQ不平衡误差包括频率相关的误差和频率无关的误差。

10.如权利要求9所述的方法，估算均衡变换的部分包含，基于对所述频率相关的误差和所述频率无关的误差的独立分析生成均衡变换。

11.一种接收器，包含：

I/Q不平衡估算器，用于结合信道引发的误差估算频率相关的和频率无关的IQ不平衡误差；以及

与所述I/Q不平衡估算器通信的自适应滤波器系统，用于生成均衡变换以减少误差源的影响。

12.如权利要求11所述的接收器，还包含与所述自适应滤波器系统通信的混频器，用于应用所述均衡变换到所述接收的信号。

13.如权利要求12所述的接收器，其中所述自适应滤波器系统包含用于基于所述接收的OFDM信号的频谱的第一部分生成第一变换的第一自适应滤波器，以及用于基于所述频谱的第二部分生成变换的第二自适应滤波器。

14.如权利要求12所述的接收器，其中所述第二自适应滤波器配置为接收包括所述频谱的镜频分量的第二部分。

15.如权利要求14所述的接收器，其中所述第二自适应滤波器配置为接收包括所述频谱的负频率分量的第二部分。

16.如权利要求11所述的接收器，还包含与所述自适应滤波器系统和所述I/Q不平衡估算器通信的加权更新块，所述加权更新块配置为基于所述I/Q不平衡估算器提供的误差信号更新所述自适应滤波器系统的加权系数。

17.一种发射器，包括：

I/Q不平衡估算器，用于结合信道引发的误差估算频率相关的和频率无关的IQ不平衡误差；以及

与所述I/Q不平衡估算器通信的自适应滤波器系统，用于生成均衡变换以减少误差源的影响。

18.如权利要求17所述的发射器，其中所述自适应滤波器系统包含用于基于所述OFDM信号的频谱的第一部分生成第一变换的第一自适应滤波器，以及用于基于所述频谱的第二部分生成变换的第二自适应滤波器。

19.如权利要求18所述的发射器，其中所述第二自适应滤波器配置为接收包括所述频谱的镜频分量的第二部分。

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