CN1799201A - 提供块相干通信系统中的软信息 - Google Patents

Abstract

描述了一种在通信系统中的块相干信道上的数据通信。描述了一种低复杂性的解调技术。间隙同步信号(323)，例如发送的包括例如伪导频符号的已知符号的一组块相干符号由联合编码器/解码器(311和313)使用软输入、软输出和消息的交织来接收、解调(204)和解码。低复杂性SISO解调器(204)适合于处理相应于一个或多个间隙(323)的每一个而伪导频调制的信息。所述低复杂性方法在使用turbo均衡时实现了良好的性能。一些解码和解调实施例包括独立相位估计和更新的独立相位估计，其遵循非固有的原理去产生软符号值和软比特。

Description

提取块相干通信系统中的软信息

技术领域

本发明给出了用于在块相干信道上数据通信的方法和设备，更具体地给出了为前向差错检测和/或纠正的联合解调和解码的方法和设备。

背景技术

通信系统在其接收机不能保持对即时信道增益(幅度以及尤其是相位)的可靠估计时，要求非相干检测。非相干通信系统例如包括无线多址系统，在其中移动节点具有有限的功率，无法发送大功率的已知符号，例如导频，以允许可靠的信道估计。非相干通信信道可以具备一些相干属性。例如，非相干通信信道可以包括相干块，其中相干块是在其间信道变化小得可忽视的时间间隔。在这种信道上的通信称为块相干通信。

块相干通信可以在快速跳频正交频分多路(OFDM)存取系统中自然地出现。在这种系统中，信息可以调制到每个符号时间中可利用的频率、呼叫音的子集上。为了提高频谱效率和增加分集增益，使用的音调有时候是每L个符号快速跳过整个使用的频带，例如L个连续符号映射为一个音调，后面是映射为不同音调的另一L个符号，等等。当L很小时，可以认为连续L个符号经历相同的信道增益。虽然两个连续L个符号的组的增益的振幅可以接近，但它们的相位通常是完全独立的。

更确切地说，块相干通信系统可以定义为：对于在离散时域中表示的系统，信道增益是未知的复数随机变量，通常保持对每L个连续符号是一样的，然而却根据一些分布独立地变化，例如相位在[0，2PI]上是均匀分布的，幅度是瑞利(Rayleigh)分布的。

对于块相干通信，名义上的调制方案是差分M元相移键控(DMPSK)。DMPSK携带在相干块上两个连续的符号之间的相位差中的信息。为了例示，发送N×(L-1)个MPSK信息符号s(i)，由s(1)、s(2)，...，s(L-1)表示的所述L-1个符号的N个连续组的每一个差分编码为所发送的符号t(0)、t(1)、t(2)，...，t(L-1)，其中t(0)设置为已知符号，以及t(j)＝t(j-1)×s(j)，j＝1，...，N-1。

不同于DMPSK的调制方案是可能的。例如，利用在块中插入已知符号，信息符号可以在其它符号上直接发送而不用差分。该调制方案可以称为伪导频调制。然而明显地，由于相位不确定，最多L-1个信息符号可以在长度L个间隙(dwell)内发送。因此我们可以假定已知的符号出现在每个间隙中。使用上述例示的标注，t(0)设置为已知的符号，其余发送的符号是t(j)＝s(j)，j＝1，...，L-1。

利用前向纠错编码，块相干通信系统通常将包括编码器(其把结构化的冗余插入到初始数据流里)，调制器，例如DMPSK，(其把二进制数据比特映射为MPSK符号)，解调器(其提取出软信息并且把其馈送到解码器)，以及解码器(其基于来自解调器的软信息解码所述初始消息)。

利用块相干接收，所接收的符号y(i)和所发送的符号t(i)的关系如下：

y(i)＝αe^jθt(i)+n(i)

其中θ是未知相位，α是未知(实际)信道增益，以及n(i)是加性噪声分量。

在大多数编码系统中，应用迭代解调和解码(以后称为turbo均衡的方案)的接收机相对于非迭代的接收机具有明显的性能增益。例如，卷积和/或turbo编码的DMPSK系统，在Shamai等刊登于IEEProceedings Communication 2000中的“对于在相位有干扰的AWGN信道上的编码的非相干MPSK通信的迭代解码(Iterative decoding forcoded noncoherent MPSK communications over phase-noisy AWGNchannel)”研究的，表明了在1.3dB的信道容量内的turbo均衡性能，以及比传统的方案好1dB。

已经示出了，为了使turbo均衡最大限度地有效，所述代码设计考虑迭代解调的效果。代码设计的重要性和实现其的有效方式是在刊登于International symposium on information theory 2002上的Jin与Richardson的文章“非相干通信中的低密度奇偶校验码的设计(Designof Low-Density Parity-Check Codes in NoncoherentCommunication)”中描述的。其中的方法改善了在0.7dB的信道容量中的性能。

当turbo均衡的性能是重要的时，对于供各类设备，例如用户设备，实际使用的通信系统，重要的是所述turbo均衡能够以合理的成本实现。因此，有效地实现块相干通信系统所使用的turbo均衡的能力，例如按照硬件成本，可以是重要的因素。

从实现成本角度，由turbo均衡提出的实际难题是(i)软进软出(SISO)解调器的复杂性和(ii)在发射机与接收机处必要的数据交织。

实现SISO解调器的一个已知方法是应用信任传播(beliefpropagation)，例如如果使用DMPSK调制的Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(BCJR)算法。这种解调器要求相当大的复杂性。BCJR算法在由把相位空间(0，2PI)量化到等距的相位点的而形成的格子结构上运行。例如，8级量化形成8个点，0，1/4PI，...，7/4PI。因此，与间隙关联的未知相位只得是那些点的其中一个，如果没有外加噪声，对所接收符号的相位也是如此。间隙内部的L个符号包括所述格子结构，每个符号是所述八个状态的其中一个。所述信息符号确定从当前状态到下一个状态的转换。在所述格子上，BCJR算法返回对所述信息符号的软推测。BCJR算法的复杂性在状态间隔的基数中是线性的。

实现对伪导频调制的信任传播解调带来类似的在所述量化间隔的基数中为线性的复杂性。

因此，很明显需要一种解决所述软进软出解调的复杂性的方法和设备。在块通信系统中需要实现良好性能的低复杂性解调的方法和设备。

附图说明

图1示出了采用本发明方法和设备的示范的通信系统，包括编码器、第一交织器、调制器、通信信道、解调器、去交织器、第二交织器和解码器。

图2示出了在根据本发明的示范的接收机中使用数据交织和去交织的联合解调和解码的示范结构。

图3根据本发明实现的可以用作图2中的解调器的示范的软进软出解调器。

图4是根据本发明实现的模块的示范实施例的示例，该模块使用已知的非固有规则从独立相位估计产生更新的独立相位估计。

图5是示出了根据本发明示范方法的流程图。

图6示出了根据本发明的示范的信息组的附图。

发明内容

本发明给出了用于在块相干信道上数据通信的方法和设备。为简单起见，在本申请中，一个相干时间间隔中发送的符号称为间隙。间隙的长度是L。包括L个符号的间隙作为用于信息传输目的的单位。

用于解释本发明的多个例子包括QPSK符号映射的Gray的使用，其中在复数平面上有星座点S0＝1+j，S1＝-1+j，S2＝-1-j，以及S3＝1-j。两个比特一对，也叫做双比特(dibit)，映射为一个QPSK符号：双比特00映射为S0；双比特01映射为S1；双比特11映射为S2；以及双比特10映射为S3。象征性地，我们使用S(c1c2)表示对于双比特(c1c2)的映射的QPSK符号，那么S(00)＝S0，等等。

可以理解在QPSK示范环境中给出的应用中描述的技术，可以容易地概括并且对高阶MPSK很合适，由于这种实现认为在本发明范围内。

本发明的多个特征给出了适合于处理相应于一个或多个间隙的每个的伪导频调制的信息的低复杂性SISO解调器的方法和设备。本发明的低复杂性方法在turbo均衡下提供了良好性能。

总之，这是通过首先基于L对信息的每个独立地估计未知相位来实现的，每个对包括接收的符号y(i)和关于从解码器反馈的发送符号t(i)的更新的先验信息。其产生L个独立估计，对每个符号的索引i一个。其次，对于第i个符号的新的相位估计可以通过平均其它L-1个符号的估计来形成，遵循在日内瓦，瑞士，1993年5月的1993IEEEInternational Conference on Communications中第1064-1070页的C.Berrou，A.Glavieux，P.Thitimajshima的“近似香农有限纠错编码和解码：Turbo码(Near Shannon limit error-correcting coding anddecoding：Turbo codes)”非固有原理。

最后，新的相位估计可用于产生关于所述符号(以及由此与其有关的两个比特)的软信息。这个技术不要求量化未知相位，以及由此需要少的复杂性。

在示范的SISO解调实施例中，对于与QPSK符号t(i)有关的比特c(2i)，c(2i+1)，解码器对解调器馈送软消息，m(2i)和m(2i+1)。软消息可以采取对数似然比的形式，意味着比特c为0的概率与比特c为1的概率的比率的对数。两个比特c(2i)与c(2i+1)的对数似然比可以处理为获得符号t(i)的期望值：

E(t(i))＝(tanh(m(2i)/2)，tanh(m(2i+l)/2))，

以及s(i)的共轭的期望值：

E(t(i)^*)＝(tanh(m(2i)/2)，-tanh(m(2i+l)/2))。

由于切线-双曲线函数的特殊属性，在很少的性能降低下由近似值对这个期望值的简化是可能的。例如，假定软消息是在ln(2)步中量化的，示范的近似值是：

-3/4当m＜＝-10时

-1/2当-10＜m＜＝-6时

-1/4当-6＜m＜-1时

tanh(m/2)＝0当-1＜＝m＜＝1时        等式(1)

1/4当1＜m＜6时

1/2当6＜＝m＜10时

3/4当m＞＝10时。

在这个近似值下，三个比特足以表示符号t(i)的期望值的实数和复数的分量。

已知的符号t(0)，其可以为了解释本发明具体实施例的目的而假定为1+j，并且不失一般性。在所述间隙内应有些特殊处理。其期望值E(t(0))是已知的，因此设置为t(0)＝1+j，E(t(0)^*)设置为t(0)^*＝1-j。设置tanh(m/2)＝l是等效的。在其它实施例中，已知的符号t(0)可以是不同的已知值，以及E(t(0))和E(t(0)^*)可以相应地设置。对于在相同间隙内的每个符号给定y(i)＝αe^jθt(i)+n(i)，y(i)与E(t(i)^*)相乘产生αe^jθ的估计，称为T(i)。T(0)是对于在所述间隙内的已知符号的αe^jθ的估计。

因此在一个间隙内，我们可以获得L个独立估计T(i)，其包括未知相位e^jθ的独立估计。这些独立估计现在可以形成L个估计的新组，包含未知相位的新的估计，T′(i)，遵循非固有的原理。

$T^{\′}\left(i\right)=\left(\underset{k=1}{\overset{L-1,k\≠l}{\mathrm{\Σ}}}T\left(k\right)\right)+\mathrm{\αT}\left(0\right))$ 等式(2)

因此，y(i)与T′(i)的共轭相乘给出了α²t(i)+αn(i)的近似值；因此，m(2i)与m(2i+1)的软消息将与y(i)T′(i)的实部和虚部成比例。通过用舍位和/或填充(saturation)移位而合适地缩放，把它们转换为对数似然比的正确形式。

原则上，加权系数“a”将在对于最佳性能的turbo均衡期间适应地调谐。然而实际上，设置a＝2的示例常数在一些实施中提供了近似的最佳性能。当以软件或者硬件实现等式(1)时，由于常数相乘可以合并到映射步骤中，这更进一步简化了实施。

具体实施方式

图1示出了实现本发明的示范的通用通信系统10。在一些实施例中，通信系统10例如可以是OFDM通信系统。所述系统10包括发射机100，其由通信信道110耦合到接收机120。在其它实施例中，发射机100可以是无线终端的一部分，接收机可以是基站的一部分，所述通信信道可以是上行链路通信信道。在一些实施例中，发射机100可以是基站的一部分，接收机可以是无线终端的一部分，所述信道可以是下行链路通信信道。发射机100包括数据编码电路，例如编码器101、交织器102和调制器103。接收机包括解调器121，去交织器122，交织器123，数据解码器124和同步信号发生器151。解码器124可以是Turbo解码器、LDPC解码器或者另一个类型解码器。编码器101把输入的二进制数据流A映射为具有冗余的结构化二进制数据流X₁。交织器102交织X₁以产生另一个数据流X₂。调制器103把二进制流X₂变换为对于实际发送可用的物理信号S，例如QPSK信号。所述通信信道110例如可以是空中链路。在调制信号t通过所述信道110发送到接收机120之后，接收为信号Y。所述解调器121、去交织器122和交织器形成组合的解调和交织器设备150。所述解调器121和数据解码器124提供码元定时和其它信息到同步信号发生器151。同步信号发生器151从提供的信息产生间隙同步信号，其指示在间隙内的接收符号的对准。所述信息允许提供有所述间隙同步信号的设备去确定在任何特定时间点在所述间隙内的哪一个符号正被处理。在接收机侧，解调器121从噪声失真的接收Y中提取信息X₂′。去交织器122相应于代码结构的原始次序重新排序所述软消息X₂′为X₁′。解码器123试图通过使用在由解调产生的编码数据流X₂′中出现的冗余来恢复初始二进制数据流A。从数据解码器的输出是A′，表示所述接收机对原始数据流A估计的恢复。从数据解码器124到解调121的数据路径表示反馈环路。反馈路径包括交织器123。对应于U₁的反馈消息由交织器123交织，以把在解码器的次序变换为在调制器103的输出端的次序，以产生对应于U₂的消息。

图2是可以用于代替图1的设备150的示范的组合解调与交织设备150′的图。示范的解调与交织设备150′示出了根据本发明在接收机侧联合解码与解调的具体实现，其中，在接收机侧耦合有数据交织与去交织控制电路202。来自解码器的对应于U₁的反馈消息存储在软输出(来自解码器)存储器(模块200)中。软输出是从接收的信号Y产生的，存储在软输入(来自信道)存储器(模块208)中。来自解码器存储器(模块200)的软输出与来自信道接收机存储器(模块208)的软输入被认为与编码比特具有相同的配置。交织控制电路202产生正确的地址以按照间隙次序访问来自解码器存储器的软输出和来自通路存储器的软输入，导致对应于U₂与Y的消息转发到解调器204。解调器204从噪声失真的接收Y中提取信息X₂′。由交织控制电路202对于访问输入解调器204的信息所产生的相同的产生地址受到引入延迟线210的延迟。延迟线210的输出作为写地址，用于控制把作为解调器204的输出的信息X₂′的软输入写入解码器存储器(模块206)，以及提供给解码器作为X₁′。

提供给存储器202、206的写和读地址可以使得对应于已知信号的软值写到虚的位置，所述已知信号例如是导频信号或者伪导频信号。由于对应于导频或者伪导频的已知的软值可用于代替它们，这些值是不重要的。然而，重要的是使用对于对应于数据符号的信息的实际地址，因为这种值不是固定的、并且对数据恢复数值是重要的。在一些实施例中执行把与导频或者伪导频相关的值写到虚地址，以提供保持与所要处理的接收的符号流的时间同步的容易方式。

图3示出了根据本发明一个实施例的执行解调的示范的解调器204。解调器204可以用作图2中示范的解调器。在图3的示例中，用于示范的复数符号的下标x，例如表示U₂、X′₂，Y，IPE或UIPE，指示复数符号的实部，下标y指示复数符号的虚部。由此，在图3的例子中，U_2x和U_2y代表U₂的I与Q部分，Y_x与Y_y代表Y的I与Q部分，X′_2x与X′_2y代表X′₂的I与Q部分。

在解调器300中，映射模块301根据等式(1)把分别与符号U(i)的实部和虚部相关联的来自解码器的软消息m(2i)与m(2i+1)，各自映射到三比特值。子模块311把与U_x相关联的软消息m(2i)映射到三比特值，而子模块313把与U_y相关联的软消息m(2i+1)映射以产生另三个比特值。映射模块301还包括加权系数“a”319，其可以通过具有例如伪导频符号的已知符号的映射子模块(311，313)来例如作为乘法器。在一些实施例中，加权系数“a”(319)可以设置为恒定值，例如2。在其它实施例中，加权系数“a”可以自适应地调谐，例如在turbo均衡期间。所述模块301的映射形成了t(i)^*(t(i)的共轭)的实和虚部的期望值，从而形成t(i)^*的期望值。来自映射模块301的输出是对应于复数符号值的软比特。在一些实施例中，查找表可以用于所述映射。基于间隙同步信号323，所述映射模块311、313可以确定已知符号在什么时候正在处理，所述已知符号例如是伪导频符号或者导频符号。已知符号，例如伪导频符号或者导频符号的处理，可以包含使用已知值代替软值来提供给映射模块301的软值输入端。因此可以对已知的符号，例如伪导频或者导频符号执行不同于对于数据符号的映射。同样地，基于所述间隙同步信号323，复数乘法器A303可以处理对应于已知符号，例如伪导频符号或者导频符号的值，其不同于对应于数据符号的符号。例如，首先复数乘法器303可以在例如伪导频符号或者导频符号的已知符号的情况下的值的相乘限定为实数相乘运算，以避免相位旋转，相位旋转可以出现于在对应于间隙中的数据符号的值上执行复数乘法的情况下。复数乘法器A 303产生t(i)^*的期望值和所接收的值y(i)的乘积。所产生的结果是对于间隙中每个符号的独立相位估计(IPE)。产生单独的实(IPE_x)和虚(IPE_y)IPE。模块305处理复数IPE的分量以产生更新的独立相位估计(UEPE)，其包括对于间隙中每个符号的实部与虚部。模块305使用已知的符号信息，例如导频或者伪导频符号信息，以及使用在处理中间隙结构的知识，例如UIPE模块305可以从所述间隙结构确定，导频或者伪导频将出现在符号序列中的何处。间隙同步信号323直接作为到模块305的输入。产生所述UIPE的处理可以对于每个实与虚分量独立地实现。在图3中，非固有的估计/更新子模块315处理IPE_x以产生UIPE_x，而非固有的估计/更新子模块317处理IPE_y以产生UIPE_y。

所产生的UIPE_x和UIPE_y输入到共轭电路306。共轭电路306对提供给它的信号执行共轭操作。在多个实施中，共轭电路306与复数乘法器B 307组合成单一电路。

复数乘法器B 307然后把UIPE^*与所接收的值y(i)相乘，以产生新的软消息m′(2i)与m′(2i+1)，直到定标常数。所接收的值y(i)可以与到模块303的输入来自相同的源，并由与模块305中的流水线延迟匹配的延迟线模块309延迟。从复数乘法器B的输出是X′₂(i)。

在一个特殊的具体实施例中，模块305遵循已知的非固有规则产生复数的UIPE。图4示出了使用非固有的规则实现的模块400的具体实施例，其可以用作图3的UIPE模块305。在这种实施例中，累加器401产生在间隙中的所有IPE T(i)的总和。累加器401包括加法模块403，延迟元件405(具有对应于正在处理的一个符号的1个时间间隔的延迟)以及反馈环路。加法模块403的输出被输入到延迟元件405；延迟元件405的输出被反馈作为要与IPE输入信号相加的加法模块403的输入。延迟元件405的输出还耦合到加法寄存器407的输入。间隙内部的所有IPE的总和被锁定，例如被存储在加法寄存器407中，其中所述锁定是由信号间隙锁(dwell lock)409控制的，指示间隙的边界。在所述具体实施例中，假定在间隙中存在有L个符号。复位信号411可用于清除累加器401，以及重新开始对随后间隙的求和。加法寄存器407保留对应于上一次间隙的锁定的和值，而累加器401开始累加对应于新的间隙的和。模块400还包括控制模块415，其可以产生复位信号411与间隙锁409。间隙同步信号323是到控制模块415的输入，以及可以由控制模块用作触发器，以在适当的时间产生信号411与409。间隙同步信号323是从同步信号发生器151产生的，以及用来提供促进标识间隙边界的同步能力。

模块400还包括延迟元件413(具有对应于被处理的间隙的L个符号的L个时间间隔的延迟)与减法模块415。延迟元件413在作为输入接收的每个IPE符号上执行L个延迟。Z_-L413是能够存储多个IPE值的流水线延迟元件。所述延迟413可以实现为一系列的L个单位延迟元件。其它实施也是可能的。减法模块415接收作为输入的延迟元件413的输出和在加法寄存器407中锁定的间隙符号和值。减法模块415的输出是UIPE。从所述包括第i个符号的间隙组的和减去第i个符号的IPE将产生第i个符号的UIPE，其中所述IPE是通过使用延迟线可用的。应该理解，所述IPE与所述UIPE是复数值，在图4中示出的处理是在所述IPE的每个实部和虚部上并行执行的。因此，每个所示出的元件可以看作在复数值上执行单独的处理操作。

图5示出了操作根据本发明实现的接收机以根据本发明执行解调操作的具体方法的流程图500。所述方法始于步骤502，其中接收机通电并初始化。操作进行到步骤504，其中接收机可被操作以接收第一组复数值，所述第一组复数值是所接收的在信道上传送的信号的复数符号值，所述信道例如无线通信上行链路信道。在一些实施例中，第一组复数符号值是由OFDM调制的通信系统产生的。所述通信可以是块相干通信系统。在一些实施例中，每组的复数值可以对应于七个接收的符号。其它大小的块是可能的。在一些实施例中，其中一个所接收的信号可以是已知的符号，例如伪导频符号或者导频符号。在步骤506中，接收机被操作来在第二预定时间内存储第一组复数符号值的每一个，所述第二预定时间比第一预定时间长。第二预定时间选择为足够长，以便在产生第四组值时第一组值是可利用的。所述值可以存储在延迟线中。操作进行到步骤508。在步骤508中，接收例如从解码器产生的一组软比特。所接收的软比特相应于所述复数符号值。在一些实施例中，每个接收的复数符号值具有至少两个软比特。在其它实施例中，每个接收的复数符号值具有至少三个软比特。

在步骤510中，乘法模块对至少一些第一组复数值的每一个执行复数乘法运算，以产生第二组复数值的至少一些元素，在所述至少一些所述第一组复数值的组的每个复数值上执行的乘法运算包括把所述每个复数值乘以从至少一些所述软比特确定的复数值。注意所述乘法不可以在已知的符号上执行，例如导频或者伪导频符号，而是替代地输出预定的值。在一些实施例中，每个复数乘法运算是通过执行两个移位操作与一个加法操作执行的。在一些实施例中，其中一个所接收的复数符号值不旋转，例如相位是经乘法运算不变的。在一些实施例中，不旋转的复数符号值出现在所述接收的复数符号值的组内的预选位置中。对于不旋转的复数符号值的乘法可以是已知的并独立于所述软比特。不旋转的复数符号值可以是表示导频符号的值，或者是表示诸如伪导频符号的已知符号的值。在步骤512中，接收机操作以在第一预定时间内存储每个所产生的第二组复数值。在一些实施例中的第一预定时间选择为足够长，以完成第三组复数值的产生。

其次，在步骤514中，接收机操作以相加在所述第二组复数值中的所述复数值，以产生复数和，所述复数和是复数值。然后在步骤516中，接收机操作以存储复数和。其次，在步骤518中，通过从所述存储的复数和中减去所述存储的第二组复数值的一个以产生所述第三组复数值的一个而产生第三组复数值，所述第三组复数值具有如同所述第一组复数值相同数量的复数值。第二组复数值的每个是分别地从所述和中减去的。所述减法可以顺序或者并行的执行。

其次，在步骤520中，所述第一组复数值的每个元素是与来自所述第三组复数值的复数值的共轭相乘，以产生第四组复数值，所述第四组复数值具有如同所述第一和第二组复数值相同数量的元素，在所述第四组中的所述复数值是软符号值。操作从步骤520进行到步骤522。

在步骤522中，在所述软符号值上执行软输入软输出解码操作，以产生附加的软比特。在一些实施例中，所述软输入软输出解码操作可以由低密度奇偶校验(LDPC)解码器执行。在其它实施例中，所述软输入软输出解码操作是由turbo解码器执行。

其次在步骤524中，所产生的附加的软比特用来处理另一组复数符号值。这可以包含步骤504至522的重复。操作终止于步骤526，例如当不再有来自通信信道的复数值要处理时。

图6示出了根据本发明产生与处理的示范的信息组的方框图600。块602是示范的第一组复数符号值。第一组复数符号值可以来自于接收的块相干信道信号组，例如包括一个已知符号的七个符号以及传送用户信息的六个符号，所述一个已知的符号例如为伪导频信号或者导频符号。块604是来自解码器的示范的软比特组，例如对应于所接收的块602的复数符号值的软比特。

块606是示范的第二组复数值，其包括作为在第一组复数值602的至少一些元素和从至少一些软比特604确定的复数值之间复数乘法运算的结果的至少一些元素。

示范的复数和608是从第二组复数值606产生的。

块610是示范的第三组复数值，第三组复数值的大小与第一或者第二组复数值的大小相同。第三组复数值610中的每个元素是从在复数和608与第一组复数值602的成员之间的减法操作产生的。块612是示范的值的组，所述值是第三组复数值610的共轭。

块614是示范的第四组复数值，例如软符号值，其可以通过在第一组复数值602与第三组复数值612的共轭之间的复数乘法运算而产生。附加的软比特604′可以作为在软符号614上执行的软输入软输出解码操作的结果而产生。附加的软比特604′可以用来处理示范的另一组复数符号值602′。

在上述实施例的各个实施例中，复数乘法器303在处理相应于例如导频值的已知固定值时执行的第一复数乘法不引起旋转，例如相位变化。这通常适用于在已知值没有(例如零)虚部的情形中。在其它实施例中，其中已知值具有虚部，第一复数乘法运算可以引起相位改变例如相位旋转，固定的预定量。

本发明的各个特征是使用模块实现的。这种模块可以使用软件、硬件或者软件与硬件的组合来实现。许多上述的方法或者方法步骤可以使用包括在诸如存储设备的机器可读媒体中去控制机器的诸如软件的机器可执行指令实现，存储设备例如RAM软盘、软盘等等，所述机器例如有或者没有附加的硬件的通用计算机，以例如在一个或多个通信网络节点中实现上述方法的所有或者部分。因此，除了其它以外，本发明给出了包括使例如处理器与相关硬件的机器执行上述方法的一个或多个步骤的机器可执行指令的机器可读媒体。

根据本发明上述描述的观点，在本发明如上所述的方法与设备上的很多附加变化将对所属领域技术人员是显而易见的。这种变化将认为是在本发明的范围之内。本发明在各个实施例中的方法与设备可以使用CDMA、正交频分多路复用(OFDM)、和/或各个其它类型的通信技术，用来提供在入口节点与移动节点之间的无线通信链路。在一些实施例中，所述接入节点实现为基站，其使用OFDM和/或CDMA建立与移动节点的通信链路。在各个实施例中，所述移动节点实现为包括接收机/发射机电路与用于实现本发明方法的逻辑和/或例程的笔记本电脑、个人数据助理(PDA)、或者其它便携式设备。

Claims (27)

1.一种操作接收机设备以产生形成发送到所述接收机设备的一组复数值的软值的方法，所述方法包括操作所述设备以执行以下步骤：

a)接收第一组复数值，所述第一组复数值是从经信道传送的信号获得的所接收的复数符号值；

b)接收一组软比特，所述软比特对应于所述复数符号值；

c)对至少一些所述第一组复数值的每个执行复数乘法运算，以产生第二组复数值的至少一些元素，对至少一些所述第一组复数值的所述组的每个复数值执行的乘法运算包括把所述每个复数值乘以从至少一些所述软比特确定的复数值；

d)相加在所述第二组复数值中的所述复数值，以产生复数和，所述复数和是复数值；

e)通过分别从所述复数和中减去所述第二组复数值的一个而产生第三组复数值，所述第三组具有与所述第一组复数值相同数量的元素，每个单独的减法产生所述第三组复数值的一个；以及

f)把所述第一组复数值的每个元素与来自所述第三组的复数值的共轭相乘，以产生第四组复数值，所述第四组复数值具有与所述第一和第二组相同数量的元素，在所述第四组中的所述复数值是所产生的软符号值。

2.权利要求1的方法，其中所述接收的软值组是从解码器的输出产生的。

3.权利要求1的方法，其中在产生第三组复数值的所述步骤中执行的所述单独的减法是顺序执行的。

4.权利要求1的方法，其中对于每个接收的复数符号值有至少两个软比特。

5.权利要求1的方法，其中对于每个接收的复数符号值有至少3个软比特。

6.权利要求1的方法，其中所接收的复数符号值的一个经过对至少一些所述第一组复数值的每一个执行所述复数乘法运算的所述步骤，相位没有改变。

7.权利要求6的方法，其中相位未改变的所述复数符号值出现在所述第一组接收的复数符号值内的预选位置中。

8.权利要求6的方法，其中对于相位未改变的所述复数符号值，所述乘法是已知的、并且独立于软比特。

9.权利要求6的方法，其中相位未改变的所述复数符号值是导频符号值。

10.权利要求6的方法，其中相位未改变的所述复数符号值是表示伪导频符号的已知符号值。

11.权利要求1的方法，还包括：

在所述软符号值上执行软输入软输出解码操作，以产生附加的软比特。

12.权利要求11的方法，还包括：

使用所述产生的附加的软比特来处理另一组复数符号值。

13.权利要求11的方法，其中所述软输入软输出解码操作是由低密度奇偶校验解码器执行的。

14.权利要求11的方法，其中所述软输入软输出解码操作是由turbo解码器执行的。

15.权利要求1的方法，其中所述第一组复数符号值是由OFDM调制的通信系统产生的。

16.权利要求1的方法，还包括：

将所产生的第二组复数符号值的每个存储预定时间，所述相减使用已经存储了所述预定时间的来自所述第二组的符号值。

17.权利要求16的方法，还包括：

将所述第一组复数符号值的每个存储第二预定时间，所述第二预定时间比所述第一预定时间长；以及

其中与所述第三复数符号值相乘的所述第一复数符号值已经延迟了第二预定时间。

18.权利要求5的方法，其中在至少一些所述第一组复数值的每个上的所述复数乘法运算是通过执行至多两个移位操作与至多一个加法操作来执行的。

19.权利要求1的方法，其中所述通信信号是块相干通信信号。

20.权利要求1的方法，其中所接收的复数符号值的一个经过对至少一些所述第一组复数值的每一个执行所述复数乘法运算的所述步骤，相位改变了固定的预选量。

21.权利要求20的方法，其中相位改变固定预选量的所述复数符号值出现在所述第一组接收的复数符号值内的预选位置中。

22.权利要求20的方法，其中对于相位改变固定预选量的所述复数符号值，所述乘法是已知的，并且独立于软比特。

23.一种用于产生形成一组复数值的软值的设备，所述设备包括：

第一复数乘法器，包括：

i)用于接收第一组复数值的第一输入端，所述第一组复数值是从经信道传送的信号获得的所接收的复数符号值；

ii)用于接收一组软比特的第二输入端，所述软比特对应于所述复数符号值；以及

iii)用于对至少一些所述第一组复数值的每一个执行复数乘法运算，以产生第二组复数值的至少一些元素的电路，对至少一些所述第一组复数值的所述组的每个复数值执行的乘法运算包括把所述每个复数值乘以从至少一些所述软比特确定的复数值；

耦合到所述第一复数乘法器的加法器，用于相加在第二组复数值中的所述复数值以产生复数和，所述复数和是复数值；

用于通过分别地从所述复数和中减去所述第二组复数值的一个而产生第三组复数值的装置，所述第三组具有与所述第一组复数值相同数量的元素，每个单独的减法产生所述第三组复数值的一个；以及

用于把所述第一组复数值的每个元素与来自所述第三组的复数值的共轭相乘以便产生第四组复数值的装置，所述第四组复数值具有与所述第一和第二组相同数量的元素，在所述第四组中的所述复数值是所产生的软符号值。

24.权利要求23的设备，还包括：

产生软输出值的解码器，所述解码器耦合到所述第一复数乘法器的所述第一输入端。

25.权利要求23的设备，其中用于产生第三组复数值的所述装置，包括用于延迟包括在所述第二组复数值中的复数值的延迟线路，以及耦合到所述延迟线路的减法器。

26.权利要求23的设备，其中对于每个接收的复数符号值具有至少两个软比特。

27、权利要求23的设备，其中用于把所述第一组复数值的每个元素与来自所述第三组的复数值的共轭相乘以便产生第四组复数值的所述装置，包括：

共轭电路；以及

第二复数乘法器。

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