CN1764823B - 物理量测定装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种物理量测定装置，使用振子(1)、激励该振子(1)进行驱动振动的自激振荡电路(12A)、以及将所述振子(1)的输出信号输出用的检测电路，依据输出信号进行物理量测定，自激振荡电路(12A)具备电流/电压转换器(3)与低通滤波器(25)。检测电路具备将振子的输出信号放大的电荷放大电路，至少电流/电压转换器与电荷放大电路形成于单片IC。

Description

物理量测定装置

技术领域

本发明涉及一种振动型陀螺仪等物理量测定装置。

背景技术

本申请人对振动型陀螺仪的应用进行了各种研究，例如在汽车车体旋转速度反馈式车辆控制方法中，将振动型陀螺仪用于旋转速度传感器等。在这种系统中，转向轮的方向是依据方向盘的旋转角度来检测。与此同时，车体实际旋转的旋转速度是利用振动陀螺仪来检测。比较转向轮方向与实际车体的旋转速度，计算差值，并依据该差值对车轮转矩、转向角进行校正后，便可以实现稳定的车体控制。本发明申请人于日本专利特开平11-281372号公报中提出了一种主要使用平面内延伸的振子、适合横向配置的振动型陀螺仪。

发明内容

振动型陀螺仪在制造时，需使用自激振荡电路，激励例如上晶体构成的驱动振动片，产生驱动振动。此外，通过处理由振子上的检测电极所发送的输出电压，获得与旋转角速度相对应的电压值。在以往，自激振荡电路与检测电路形成于分立IC上，制造工序繁多。因此，本发明者考虑通过在单片IC芯片上形成自激振荡电路和检测电路，实现驱动—检测电路的批量生产。

然而，对于生产出的众多同一规格振动型陀螺仪，在对每一个自激振荡电路测量驱动电流后发现，温度的变化会造成驱动电流值大幅变动。例如于车体控制系统中，振动型陀螺仪会暴露于大范围的环境温度、即高温和低温之下。此使用温度范围从-40℃到+85℃。因此，当驱动电流随温度变化而变化时，驱动灵敏度将发生改变，结果从检测电极输出的输出电流也将改变。因此，在旋转角速度的测定值中会发生温度漂移现象。

对检测电极输出的输出电流进行处理，虽然可以得到与旋转角速度相对应的检测电流，但是发现各振动型陀螺仪的检测电流测定值会出现波动。当自激振荡电路与检测电路形成于分立IC上时，这些现象便看不到。

本发明的目的在于提供一种物理量测定装置，在使用振子、激励振子进行驱动振动的自激振荡电路、以及将来自振子的检测信号输出用的检测电路并依据检测信号进行物理量测定的装置中，至少自激振荡电路与检测电路形成于单片IC时，抑制与物理量相对应的检测灵敏度的温度及各振子的变动。

本发明公开一种物理量测定装置，是使用振子、激励振子进行驱动振动的自激振荡电路、以及将来自振子的检测信号输出用的检测电路并依据检测信号进行物理量测定的装置，其特征为，自激振荡电路具备电流/电压转换器与低通滤波器，检测电路具备将来自振子的输出信号放大的电荷放大电路，至少电流/电压转换器与电荷放大电路形成于单片IC。

附图说明

图1是表示以往自激振荡电路12的电路图。

图2是表示先前例中自激振荡电路12及检测电路13的电路图。

图3是电流/电压转换器3的一个构造例的电路图。

图4是表示检测电路构造例的电路图。

图5是表示电荷放大电路构造例的电路图。

图6是表示低通滤波器构造例的电路图。

图7是表示本发明例所述自激振荡电路12A的电路图。

图8是表示本发明例所述自激振荡电路12A及检测电路13的电路图。

具体实施方式

以下，适当参照附图说明本发明。

图1是表示以往自激振荡电路12的示意图。振子1上安装有激励构件2，激励构件2连接于自激振荡电路12。自激振荡电路12具备电流/电压放大器(交流放大器)3、高通滤波器5、比较器6、全波整流器8、积分器10以及电阻器。

起动时，起动电路将噪声输入至自激振荡电路12。此噪声通过振子1的驱动部接受选频，接着如箭头A所示，输入至电流/电压转换器3，并于放大后转换为电压值。电流/电压转换器3输出的输出信号中，一部分输入至全波整流器8，并转换为振幅电平(大小)。5代表高通滤波器，9代表基准电压源。该振幅信号被输入至积分器10。自激振荡装置12连接于未图示之诊断电路，诊断电路之输出通过DIAG端子输出至外部。

于启动后的初始阶段，振子1中大部分噪声被去除，因此全波整流器8的输出较小。所以，使积分器10的输出电压增大，绕振荡回路一周的回路增益大于1。由于整流器8的输出会随时间而增大，因此使积分器10的输出电压减小，回路增益变成1。

图2是表示本例中使用的自激振荡电路12以及检测电路13的方框图。电流/电压转换器3包含并联连接的电阻器3a及运算放大器3b。关于检测电路13将稍后说明。

图3是表示典型的电流/电压转换器3构造的方框图。电阻器3a与运算放大器3b并联连接，运算放大器3b的负极及正极端子为输入端子。输出电压值为A×[(+端子处电压)-(-端子处电压)](A比1大得多)。由于+端子处电压为0伏特，因此为了确定输出电压，-端子处的电压也必须是0伏特。此处，假设输入电流值为i，则由于-端子处的电压为0伏特，因此输出端子处的电压为(-R×i)(R为电阻器3a的电阻值)。

这里，通过本发明者的研究发现，形成于硅晶片上的电阻器3a的电阻值R具有较差的温度特性，例如具有1000ppm以上的温度特性。结果会造成在接点4测量驱动电流值时，驱动电流值的温度变动会增大。

图4是一例检测电路的方框图。设置于振子1的检测构件15a、15b分别将输出信号输出，各输出信号又分别由电荷放大器16A、16B放大，并由差动放大器17将各输出信号之差放大。接着，通过高通滤波器18、放大器19。另一方面，派生部分驱动信号，将该派生信号输入到相位检波器30，对振子1的输出信号进行检波。结果，在检波后的输出信号中，应可除去或至少降低不需要的泄漏信号。该检波后的输出信号通过低通滤波器20、放大器21，从端子22将该输出取出至外部。

电荷放大电路16A、16B的构造例如图5所示。本电路包含并联连接的电容器16a及运算放大器16b。运算放大器16b的负极及正极端子为输入端子。由于+端子处电压为0伏特，因此为确定输出电压，一端子处的电压也必须是0伏特。此处，假设输入电流值为i，则由于一端子处的电压为0伏特，因此输出端子处的电压为(-i/ωC)(C为电容器16a的电容)。

此处，不同晶片间，形成于晶片上的电容器的电容存在很大差异，例如20％左右。因此，不同晶片间，通过电荷放大电路将振子输出信号放大后的电压值也各不相同，从而产生参差不齐的现象。

因此，本发明中，在自激振荡电路中设有低通滤波器。图6是典型的低通滤波器25的构造例。低通滤波器25包含电阻器25a与电容器25b，电容器25b接地。在这种低通滤波器中，输入与输出的关系如公式1所示。

                                              式1

式中，ω代表输入信号的角频率，ω0代表低通滤波器的固有角频率。然后，根据公式2的近似式，可以推导出，公式1中的(输出/输入)与(1/R₁·C₁)大致成正比。

$\frac{1}{\sqrt{1+{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}^2}}\≈\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\ω}}(\underset{\·}{\·\·}\mathrm{\ω}>>{\mathrm{\ω}}_0)\∝\frac{1}{R_1\·C_1}$

                                              式2

式中，C₁代表低通滤波器中电容器的电容，R₁代表低通滤波器中电阻的电阻值。

于本发明中，例如图7所示，于电流/电压转换器3的后级设有低通滤波器25，低通滤波器25的输出将输入至全波整流器8。这里，构成电流/电压转换器3的电阻器的电阻值R在一个晶片内相同。电流/电压转换器3的放大倍数如上所述，与电阻器的电阻值R成正比。此外，低通滤波器25的放大倍数如上所述，与(1/R₁·C₁)成正比。因此，测定电流值与R×(1/R₁·C₁)成正比。结果，由于电流/电压转换器的电阻器R所决定的温度特性被低通滤波器所具备的电阻R₁的温度特性所抵消，因此自激振荡电路中的测定电流值与(1/C₁)成正比。

这里，自激振荡电路12、12A是将测量的电流值(在接点4的后级测量的电流值)控制为固定值的电路。由于测定电流与(1/C₁)成正比，因此通过调整，使驱动电流值与C₁成正比，从而回路增益等于1。检测灵敏度与驱动电流值成正比。因此，检测灵敏度与构成低通滤波器的电容器电容C₁成正比。这表示，检测灵敏度的温度特性与构成低通滤波器的电容器的电容C1的温度特性成正比。

并且，在检测电路中，如上所述，电荷放大电路的检测灵敏度与(1/C)成正比。

因此，包含自激振荡电路与检测电路两者的整个检测灵敏度，与驱动电流值和电荷放大电路的检测灵敏度的乘积成正比，所以与C×(1/C₁)成正比。由于电荷放大电路中电容器的电容C的温度特性与低通滤波器中电容器C1的温度特性相类似，因此C×(1/C₁)的温度特性小。所以，包含自激振荡电路及检测电路的整个灵敏度较少受到电阻器电阻值R的温度特性的影响，也较少受到各晶片间电容器电容C波动的影响。

从所述温度特性抵消的观点考虑，在公式2中，低通滤波器的放大倍数并不需要与(1/R₁·C₁)完全成正比，但最好尽量与(1/R₁·C₁)成正比。

从这个观点看，低通滤波器的放大倍数相对于(1/R₁·C₁)的比例系数优选0.9倍或以上，0.95倍或以上更好。此外，低通滤波器的放大倍数相对于(1/R₁·C₁)的比例系数优选1.1倍或以下，1.05倍或以下更好。

因此，ω最好比ω0大得多。此大小并没有特别限定，不过ω优选为ω0的5倍或以上，6倍或以上更好，最好在8倍或以上。

图8是表示本发明中一个实施方式所述的自激振荡电路12A及检测电路13的电路图。自激振荡电路12A的动作如上所述。设置于振子1的检测构件15a、15b分别将输出信号输出，各输出信号分别由电荷放大器16A、16B放大，并由差动放大器17将各输出信号之差放大。接着，通过高通滤波器18、放大器19。另一方面，派生部分驱动信号，将该派生信号输入到相位检波器30，对振子1的输出信号进行检波。该检波后的输出信号通过低通滤波器20、放大器21，从端子22将该输出取出至外部。

在本发明中，需要测定的物理量并无特别限定。当激励振子进行驱动振动，由于物理量对于驱动振动中振子的影响，造成振子振动状态改变时，能够依据此振动状态的改变，通过检测电路进行检测的物理量均可作为对象。施加于振子的加速度、角速度、角加速度特别适合作为这种物理量。此外，作为检测装置优选惯性传感器。

电流/电压转换器与低通滤波器形成于同一单片IC时，功效尤为显著。将电荷放大电路也形成于同一单片IC时则更佳。

低通滤波器的构造并无特别限制，可使用例如低成本的RC滤波器。驱动信号的波形没有限定，但优选正弦波、余弦波或矩形波。

振子的构造没有特别限制。构成振子的材质的Q值优选为3000或以上，10000或以上更好。构成振子的材质可例举镍铬等恒弹性合金、以及强介电性单晶(压电性单晶)。这种单晶可例举水晶、铌酸锂、钽酸锂、铌酸锂—钽酸锂固溶体、硼酸锂以及兰克赛。

实施例

(实施例1)

以下，构成参照图5～图8进行说明的电路，并进行驱动实验。振子使用日本专利特开平11-281372号公报中公开的振子。此振子具备2根驱动振动片、以及与驱动振动片分别独立振动的2根检测振动片。从起动电路产生频率为100～500kHz的噪声，并将其输入自激振荡电路12A，开始自激振荡。驱动振动片的固有共振频率为45kHz。低通滤波器的截止频率为5kHz。

结果发现，在-40℃～+85℃范围内，检测灵敏度出现±2％的波动。并且，在制作10个振动型陀螺仪对检测灵敏度的波动进行检测后发现，检测灵敏度有±2％的波动。

(比较例1)

比较例1中制作的振动型陀螺仪是从实施例1的自激振荡电路中去除了低通滤波器。除此之外与实施例1相同。结果发现，在-40℃～+85℃范围内，检测灵敏度出现±10％的波动。并且，在制作10个振动型陀螺仪对检测灵敏度的波动进行检测后发现有±20％的波动。

Claims (6)

1.一种物理量测定装置，其特征在于，使用振子、激励该振子进行驱动振动的自激振荡电路、以及将来自所述振子的检测信号输出用的检测电路，并依据所述检测信号进行物理量测定，其中

所述自激振荡电路具备电流/电压转换器与低通滤波器，

所述检测电路具备将来自所述振子的输出信号放大的电荷放大电路，

所述电流/电压转换器具备电阻器，

所述低通滤波器具备电阻器与电容器，

所述电荷放大电路具备电容器，

至少所述低通滤波器、所述电流/电压转换器及所述电荷放大电路形成于单片IC，

所述低通滤波器的放大倍数相对于1/(R₁·C₁)的比例系数为0.9倍以上、且1.1倍以下，其中，C₁是所述低通滤波器的所述电容器的电容量，R₁是所述低通滤波器的所述电阻器的电阻值。

2.如权利要求1所述的物理量测定装置，其特征在于，

所述自激振荡电路具备全波整流器以及积分器。

3.如权利要求1所述的物理量测定装置，其特征在于，

所述自激振荡电路与所述检测电路形成于所述单片IC。

4.如权利要求1至3中任一项所述的物理量测定装置，其特征在于，

是用于测定旋转角速度的装置。

5.如权利要求1至3中任一项所述的物理量测定装置，其特征在于，

ω是ω0的5倍以上，其中，ω是从所述电流/电压转换器输入到所述低通滤波器的输入信号的角频率，ω0是所述低通滤波器的固有角频率。

6.如权利要求1至3中任一项所述的物理量测定装置，其特征在于，

所述自激振荡电路的测定电流值与1/C₁成正比，其中，C₁为所述低通滤波器的所述电容器的电容量。

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