CN1756248B - 多入多出正交频分复用移动通信系统及信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于包括以下步骤：对于所述正交频分复用系统的多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列；其中，所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开。本发明还提供相应的移动通信系统。本发明的导频序列可以应用于移动速度较高的无线信道中。本发明考虑了多入多出正交频分复用系统中虚拟子载波的影响，具有较高的性能和较低的复杂度。

Description

多入多出正交频分复用移动通信系统及信道估计方法

技术领域

本发明总体上涉及无线通信，尤其涉及多入多出正交频分复用系统(MIMO-OFDM)及其信道道估计方法。

背景技术

一般认为，未来的移动通信系统将采用具有抵抗多径衰落、频谱效率高等优点的正交频分复用(OFDM)技术，以便在移动环境中获得较高的数据传输速率。具有很高的频谱效率的多入多出(MIMO)系统，在不增加带宽的条件下，能够依靠提高复杂度来换取更高的传输效率。为了获取较好的性能，在MIMO-OFDM系统中一般采用相干检测。相干检测则需要依靠信道估计来获得信道频率响应的幅度和相位信息。MIMO-OFDM系统的信道估计对于系统的性能至关重要，同时也是一个较难解决的问题。

在MIMO-OFDM系统中进行信道估计的现有导频设计的主要局限在于其复杂的计算和难以在高速移动的动态变化环境中进行应用。

文献“Channel Estimation for OFDM System with TransmitterDiversity in Mobile Wireless Channels”Ye(Geoffrey)Li，Nambirajan Seshadri and Sirikiat Ariyavisitakul，IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.17，pp.461-470，Mar.1999给出了一种基于块状导频结构MIMO-OFDM的信道估计算法。由于块状导频结构一般仅适用于慢变的无线信道，因此该方法并不能满足实际快变的动态无线信道中的应用。而且，该方法也没有考虑OFDM系统中的虚拟子载波。通常而言，实际的OFDM系统都有虚拟子载波的设置，所以该方法的应用范围和使用条件都受到了很大限制。

文献“Simple Channel Estimator for STBC-based OFDM Systems”Jianxin Guo，Daming Wang and Chongsen Ran，Electrical letters，vol.39，No.5，Mar.2003披露了一种基于空时分组(STBC)编码的MIMO-OFDM系统的信道估计算法。在该方法中，发射机不要求接收机反馈信道状态信息，没有带宽扩展，译码简单，并且在不损失发射速率的前提下能够达到较高的分集增益。但是由于该方法的假设前提为连续的两个OFDM符号所对应的信道条件不变，因此，其也只适合于在慢变的无线信道中进行实际应用。而在快变的动态无线信道中，该算法的性能将受到很大影响。

其它一些文献，如“Simplified Channel Estimation for OFDMSystems with Multiple Transmit Antennas”Ye(Geoffrey)Li，”，IEEE trans.Wireless Commun.，vol.1，pp.67-75，Jan.2002，以及文献“A Reduced Complexity Channel Estimation for OFDMSystems with Transmit Diversity in Mobile Wireless Channels”Hlaing Minn，Dong In Kim，Vijay K.Bhargava，IEEE Trans.Commun.Vol.50，pp.799-807，May 2002，都对MIMO-OFDM系统的信道估计方法进行了研究。然而在这些方法中，上述问题仍然没有得到解决。

因此，需要为设置有虚拟子载波的MIMO-OFDM系统提供一种导频以及相应的信道估计方法和装置，以便系统能够在快变的动态无线信道环境中工作。

发明内容

本发明的目的在于解决现有技术中存在的上述问题，提供一种多入多出正交频分复用移动通信系统及其信道估计方法。

为此，本发明提供一种用于多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于包括以下步骤：

对于所述正交频分复用系统的多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列；

其中，所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开。

本发明还提供一种正交频分复用移动通信系统，所述系统在发射端包括编码装置、导频序列产生装置和多个发射天线，在接收端包括多个接收天线、信道估计装置和译码装置，其中所述发射天线同时发射携带有导频序列的信号，所述接收天线对该信号进行接收后，由译码装置根据信道估计装置产生的信道估计结果对所述信号进行解码，其特征在于：

所述信道估计装置，对于所述多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列；

其中所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开。

本发明中使用的导频序列，对于各个天线的导频符号在频域的位置相同，因此简化了多天线的正交频分复用符号成帧时的复杂度。因此在相应的移动通信系统中只需要一个导频序列产生装置。将该装置的输出进行相位旋转后作为各个发射天线的导频序列，因此进一步降低了设备的复杂度。基于上述导频序列的信道估计方法，能够应用于快变动态的无线信道中，而且在设计上考虑了虚拟子载频的影响，更加符合实际多入多出正交频分复用系统的需要。

结合附图阅读本发明实施方式的详细描述后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。

附图说明

图1是本发明的实施例的M发N收MIMO-OFDM系统的示意结构图；

图2是本发明的实施例的信道估计算法的示意流程图；

图3所示是本发明的一个实施例与基于空时分组编码(STBC)MIMO-OFDM系统的信道估计算法的性能比较。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的具体实施方式。

图1是本发明的实施例的M发N收MIMO-OFDM系统的示意结构图。

在图1中，在发送端，标号110表示空时编码装置，标号120-122示意性地表示发送端的M个快速傅立叶逆变换器(IFFT)，标号130-132示意性地表示对应于每个IFFT的发射天线。在接收端，标号140-142示意性地表示接收端的N个接收天线，标号150-152示意性地表示分别与接收天线相连的N个快速傅立叶变换器(FFT)，标号160表示空时译码装置，标号170表示信道估计装置。

如图1所示，输入数据经空时编码装置110编码之后，分成M个子数据流t_i[n，k]，i＝1，2，...，M，其中，n代表OFDM符号的时间序号，k＝0，1，2，...，FFT_Size-1(FFT_Size表示每个OFDM符号的子载波个数，即IFFT变换的频点总数)。IFFT 120-122分别对相应的子数据流进行快速傅立叶逆变换，然后将数据分别通过M个发射天线130-132进行发送。M个发射天线130-132并行发送数据，经由MIMO信道后到达接收端的N个接收天线140-142。需要指出的是，每个接收天线140-142都会收到所有的发送信号，也就是说，接收天线140收到发射天线130-132所发送的所有数据，同样接收天线141-142也是如此。各个接收到的数据信号分别经过FFT 150-152的傅立叶变换之后记作r_j[n，k]，其中j＝1，2，...，N。将每个r_j[n，k]输入空时译码装置160，并且同时，还将r_j[n，k]输入信道估计装置170。空时译码装置160根据由信道估计装置170所估计的信道频率响应H_ij[n，k]对各个r_j[n，k]进行译码。

经过傅立叶变换的接收信号r_j[n，k]可以表示为

$r_j[n,k]=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{ij}}[n,k]\·t_i[n,k]+w_j[n,k],$ j＝1，2，...，N    (1)

其中，H_ij[n，k]表示在第n个OFDM符号时刻，从第i个发射天线130-132到第j个接收天线140-142的在第k个子载波的信道频率响应，w_j[n，k]表示加性高斯白噪声。

为了更加方便地说明本发明的实施例，首先对所用的参数加以说明：

FTT_Size：快速傅立叶变换(FFT)/快速傅立叶逆变换(IFFT)的长度，一般为2的整数次方，例如1024；

Pilot_Interval：梳状导频的频域间隔，一般为2的整数次方，例如8；

SMP_Num：导频抽样个数，其中

SMP_Num＝FFT_Size/Pilot_Interval；

Pilot_Index：每个OFDM符号的所插导频的FFT频点标号集合，例如{k|k＝i*Pilot_Interval且其中，k＝0，1，...，SMP_Num-1}；

VPilot_Index：每个OFDM符号的虚拟导频(即处于虚拟子载波中的零功率导频)的FFT频点的标号集合，例如{k|k＝i*Pilot_Interval且k∈VSC_Range，其中，k＝0，1，...，SMP_Num-1}；

Pilot_Num：每个OFDM符号所插入导频的总数，即Pilot_Index集合中的元素个数；

Pilot_Module：第一个天线所插入导频序列的模值(导频序列为恒定模值的导频序列)；

VSC_Num：每个OFDM符号中的虚拟子载波的个数，一般为奇数；

VSC_Range：虚拟子载波的快速傅立叶变换的频点范围，即{FFT_Size/2-(VSC_Num-1)/2，...，FFT_Size/2+(VSC_Num-1)/2}；

Wave_Length：由虚拟子载波造成的波纹宽度，如等式(2a)与(2b)所示；

Wave_Num：快速傅立叶变换进行插值时所考虑的波纹个数，该参数为本发明的一个配置参数，一般取值为1～5；

Max_Delay：以系统采样时间度量的多径信道的最大延迟。

上述参数Wave_Length的数值由以下两个公式确定，其中公式(2b)使用公式(2a)中定义的序列u(n)来表示波纹宽度Wave_Length，公式(2a)中的abs()表示取模值函数，公式(2b)中的min()表示取小函数，

$\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)=\left|\frac{\sin (\mathrm{\πnPilot}\_\mathrm{Num}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}{\sin (\mathrm{\πn}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}\right|,$ n＝0，1...，SMP_Num-1    (2a)

$\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}=\min \left\{\underset{n}{\arg }(\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)<\min (\mathrm{abs}\left(u(n-1)\right),\mathrm{abs}\left(u(n+1)\right)))\right\}---\left(2b\right)$

表1列出了几种系统参数配置下的波纹宽度数值。

表1系统参数配置中波纹宽度的数值

SMP_Num	Pilot_Num	Wave_Length
			256	231	10
256	225	8
			128	113	9
128	103	5

为了在进行信道估计时完整地得到每个收、发天线对的无线信道的信道冲击响应(CIR)，从而进一步得到无线信道的信道频率响应(CFR)的估计，必须满足以下条件：

SMP_Num/M＞Max_Delay+Wave_Num*Wave_Length     (3)

其中，Wave_Num是如上所定义的本发明信道估计算法所需的参数，一般取值1～5，波纹宽度Wave_Length如公式(2b)所示。当无线信道的最大延迟Max_Delay较大时，可以通过设置较小的频域导频间隔，以使得公式(3)所示条件成立；当无线信道的最大延迟Max_Delay较小时，可以通过设置较大的频域导频间隔，减小导频开销，以使公式(3)所示条件成立。

MIMO-OFDM的信道估计方法是基于具体的导频序列设计进行的。在本发明的实施例中首先给出一种针对快变动态的无线信道而设计的梳状导频。

具体地，第一天线(即i＝1时)的导频序列可以定义为模为Pilot_Module的符号序列，例如模为Pilot_Module的复伪随机序列(PN)；

天线i(i＝2，...，M)的导频序列定义为：

t_i[n，k]＝t₁[n，k]·exp(-j2πk·(i-1)/M/Pilot_Interval)，k∈Pilot_Index    (4)

t_i[n，k]＝0，k ∈VPilot_Index                                              (5)

其中，公式(4)中的j为单位虚数。不同天线之间的导频序列存在相位旋转。相位旋转能够使得在频域相互重叠的导频符号，在时域中彼此分开，进而可以对各个收发天线对之间的信道进行参数估计。

在设计时，上述导频不仅考虑了快变动态无线信道的影响，还通过其自身的特性，有效地降低了系统的复杂度。由于各个天线的导频符号在频域的位置均相同，因此简化了具有多天线的OFDM符号生成帧时的复杂度。而且，在发射端只需要一个导频序列产生装置，将该导频序列产生装置的输出进行相位旋转后作为各个天线的导频序列，因此进一步降低了设备的复杂度。

图2是本发明的实施例的信道估计算法的示意流程图。基于上述MIMO-OFDM系统的导频序列，参照图2，详细给出对于H_ij[n，k]的估计算法，其中，i表示第i个发射天线，i＝1，2，...，M，j表示第j个接收天线，j＝1，2，...，N，k表示在第k个子载波，k＝0，1，...，FFT_Size-1。

在步骤201中，开始进行信道估计。

在步骤202中，将接收天线的标号初始化为1，即j＝1。

在步骤203中，计算信道频率响应和序列CFR_Sum。将接收天线j上的接收导频序列与发射天线1上的发送导频序列的共扼序列对应相乘，再除以常数Pilot_Module，如公式(6)所示：

CFR_Sum＝r_j[n，k]·(t₁[n，k])^*/Pilot_Module，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index  (6)

其中，符号“∪”表示集合的并运算，符号“*”表示共扼运算。

在步骤204中，根据序列CFR_Sum计算信道冲击响应和序列。对序列CFR_Sum进行SMP_Num点的IFFT变换，来获得序列CIR_Sum，即

CIR_Sum＝IFFT_{SMP_Sum}(CFR_Sum)            (7)

在步骤205中，将发射天线的标号初始化为1，即i＝1。

在步骤206中，取出CIR_Sum序列的第(i-1)×SMP_Num/M个到第i×SMP_Num/M-Wave_Num×Wave_Length-1个元素，记为CIR_part1。取出CIR_Sum的第P1到第P2个元素，记为CIR_part2，P1和P2的取值如公式(8)和(9)所示：

$P1=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-\mathrm{Wave}\_\mathrm{Num}\&CenterDot;\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}---\left(8\right)$

$P2=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-1+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}---\left(9\right)$

其中，符号“％”为求余运算符。

在步骤207中，将步骤206中取出的CIR_part1，FFT_Size-SMP_Num/M个零数据，以及步骤206中取出的CIR_part2构成一个新的FFT_Size点的序列，称为CIR_ij。

在步骤208中，对于序列CIR_ij进行FFT_Size点的FFT变换，所得序列记为CFR_ij，即为发射天线i与接收天线j之间信道的频率响应的估计结果。

在步骤209中，将发射天线的标号i增加1。

在步骤210中，判断i是否小于M+1，即判断是否还未对所有发射天线进行信道估计。如果判断结果为“是”，则流程转至步骤206，否则流程在步骤211中继续。

在步骤211中，将接收天线的标号j增加1。

在步骤212中，判断j是否小于N+1，即判断是否还未对所有的接收天线进行信道估计。如果判断的结果为“是”，则流程转至步骤203，否则流程进入步骤213。

在步骤213中，结束信道估计，CFR_ij，i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，N即为最终结果。

为了更清楚地描述本发明信道估计方法的实施方式，下面根据上述流程的具体示例，并且利用该示例与STBC的MIMO-OFDM系统的信道估计方法进行对比仿真，进一步说明本发明的优点。

该示例的系统参数设置如表2所示。

表2本发明信道估计方法示例中系统参数设置

参数	取值
		M	2
N	2
		FFT_Size	1024
Pilot_Interval	4
		SMP_Num	256
Pilot_Index	{0，4，8，...，448，576，580，...，1020}
		VPilot_Index	{452，456，...，572}
Pilot_Num	225
		VSC_Num	127
VSC_Range	{449，450，...，575}
		Wave_Length	8(如表1)
Wave_Num	5

参数	取值
		Max_Delay	26，采用通用移动电信系统车载信道A(UMTS Vehicle A信道)模型，并假设采样频率为10.24MHz

根据公式(3)，由于256/2＞26+5*8，因此该示例系统满足在进行信道估计时完整地得到每个收、发天线对的无线信道的CIR，从而进一步得到无线信道的CFR最终估计结果的条件。

第一发射天线，即i＝1时的导频可以为：

t₁[n，k]＝1，k∈Pilot_Index

t₁[n，k]＝0，k∈VPilot_Index

第二发射天线，即i＝2时的导频可以为：

t₂[n，k]＝t₁[n，k]·exp(-jπk/4)，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index

根据图2所示流程图，该示例的具体流程如下所述。

在步骤201中，开始进行信道估计。

在步骤202中，将接收天线的标号初始化为1，即j＝1。

在步骤203中，计算信道频率响应和序列CFR_Sum。将接收天线j上的接收导频序列与第一发射天线(即i＝1)的发送导频序列的共扼序列对应相乘，如下式所示：

CFR_Sum＝r_j[n，k]·(t₁[n，k])^*，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index

其中，符号“∪”表示集合的并运算，符号“*”表示共扼运算。

在步骤204中，根据序列CFR_Sum计算信道冲击响应和序列。对序列CFR_Sum进行256点的IFFT变换，来获得序列CIR_Sum，即

CIR_Sum＝IFFT₂₅₆(CFR_Sum)

在步骤205中，将发射天线的标号初始化为1，即i＝1。

在步骤206中，取出CIR_Sum序列的第(i-1)×256/2个到第i×256/2-5×8-1个元素，记为CIR_part1。取出CIR_Sum的第[(i-1)×256/2-5+256]％256到第[(i-1)×256/2-1+256]％256个元素，记为CIR_part2，其中，符号“％”为求余运算符。

在步骤207中，将步骤4中取出的CIR_part1，1024-256/2＝896个零数据，以及步骤4中取出的CIR_part2构成一个新的1024点的序列，称为CIR_ij。

在步骤208中，对于序列CIR_ij进行1024点的FFT变换，所得序列记为CFR_ij，即为发射天线i与接收天线j之间信道的频率响应的估计结果。

在步骤209中，将发射天线的标号i增加1。

在步骤210中，判断i是否小于3，即判断是否还未对所有发射天线进行信道估计。如果判断结果为“是”，则流程转至步骤206，否则流程在步骤211中继续。

在步骤211中，将接收天线的标号j增加1。

在步骤212中，判断j是否小于3，即判断是否还未对所有的接收天线进行信道估计。如果判断的结果为“是”，则流程转至步骤203，否则流程进入步骤213。

在步骤213中，结束信道估计，CFR_ij，i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，N即为最终结果。

为了进一步说明本发明的导频和信道估计方法的优点，通过仿真对本发明与基于STBC的信道估计算法的性能进行了比较。其中，其它一些仿真参数如表3所示。

表3本发明信道估计方法与STBC信道估计方法对比仿真参数

参数	取值
		采样频率	10.24MHz
UMTS Vehicle A信道参数	延迟＝{0，310，710，1090，1730，2510}ns平均功率＝{0，-1，-9，-10，-15，-20}dB
		移动传输的速度	60kmph
STBC信道估计算法的导频间隔	4

图3所示是本发明一个实施例与基于空时分组编码(STBC)MIMO-OFDM系统的信道估计算法的性能比较。

如图3所示，横坐标为接收信噪比，纵坐标为均方误差(MeanSquare Error)。随着接收信噪比的增加，本发明的实施例的均方误差逐渐低于基于STBC技术的信道估计算法的均方误差。当接收信噪比大于25dB时，这种优势已经变得十分明显。而且，由于本发明考虑了虚拟子载波的影响，因此比基于STBC的MIMO-OFDM系统的信道估计算法更具有实际的意义。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域内熟练的技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (10)

1.一种用于多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，其包括以下步骤：

对于所述正交频分复用系统的多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列；

其中所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开，

其特征在于，所述计算信道冲击响应序列和信道频率响应序列的步骤包括以下步骤：

通过将所述接收天线接收的导频序列与发射天线发送的导频序列的共扼序列对应相乘，并除以导频的模，计算所述接收天线的信道频率响应和序列；

对所述信道频率响应和序列进行快速傅立叶逆变换，获得所述接收天线的信道冲击响应和序列，其中进行所述快速傅立叶逆变换的点数为所述导频的抽样个数；

对于每一个发射天线，从所述接收天线的信道冲击响应和序列中取出对应于所述发射天线的第一部分序列和第二部分序列，在所述第一部分序列与所述第二部分序列之间补入多个零值，得到所述发射天线与所述接收天线之间无线信道的信道冲击响应序列，并对所述信道冲击响应序列进行快速傅立叶变换，得到所述发射天线与所述接收天线之间无线信道的信道频率响应，其中所述信道冲击响应序列的长度为快速傅立叶变换/快速傅立叶逆变换的长度。

2.根据权利要求1的信道估计方法，其特征在于，所述导频符号之间存在相位旋转。

3.根据权利要求1的信道估计方法，其特征在于，所述多入多出正交频分复用系统的第一发射天线的导频序列是模为常数的复伪随机序列。

4.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，取出所述接收天线的信道冲击响应和序列中的第(i-1)×SMP_Num/M个到第i×SMP_Num/M-Wave_Num×Wave_Length-1个元素作为所述第一部分序列，以及取出所述接收天线的信道冲击响应和序列中的第P1到第P2个元素作为所述第二部分序列，所述P1和P2根据以下公式计算：

$P1=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-\mathrm{Wave}\_\mathrm{Num}\&CenterDot;\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}$

$P2=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-1+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}$

其中i表示第i个发射天线，M表示发射天线的数目，Wave_Length为由虚拟子载波造成的波纹宽度，Wave_Num为快速傅立叶变换进行插值时所考虑的波纹个数，SMP_Num为导频抽样个数，符号“％”为求余运算符。

5.根据权利要求4的信道估计方法，其特征在于，所述波纹宽度Wave_Length由以下公式计算：

$\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)=\left|\frac{\sin (\mathrm{\&pi;nPilot}\_\mathrm{Num}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}{\sin (\mathrm{\&pi;n}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}\right|,$ n＝0，1...，SMP_Num-1

$\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}=\min \left\{\underset{n}{\arg }(\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)<\min (\mathrm{abs}\left(u(n-1)\right),\mathrm{abs}\left(u(n+1)\right)))\right\},$

其中Pilot_Num为每个OFDM符号所插入导频的总数。

6.一种正交频分复用移动通信系统，所述系统在发射端包括编码装置、导频序列产生装置和多个发射天线，在接收端包括多个接收天线、信道估计装置和译码装置，其中所述发射天线同时发射携带有导频序列的信号，所述接收天线对所述信号进行接收后，由译码装置根据信道估计装置产生的信道估计结果对所述信号进行解码，其中所述信道估计装置，对于所述多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列，其中所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开，

其特征在于，所述信道估计装置包括：

用于通过将所述接收天线接收的导频序列与发射天线发送的导频序列的共扼序列对应相乘，并除以导频的模，计算所述接收天线的信道频率响应和序列的装置；

用于对所述信道频率响应和序列进行快速傅立叶逆变换以获得所述接收天线的信道冲击响应和序列的装置，其中进行所述快速傅立叶逆变换的点数为所述导频的抽样个数；

用于计算信道冲击响应序列的装置，其中对于每一个发射天线，从所述接收天线的信道冲击响应和序列中取出对应于所述发射天线的第一部分序列和第二部分序列，在所述第一部分序列与所述第二部分序列之间补入多个零值，得到所述发射天线与所述接收天线之间无线信道的信道冲击响应序列，其中所述信道冲击响应序列的长度为快速傅立叶变换/快速傅立叶逆变换的长度；以及

用于对所述信道冲击响应序列进行快速傅立叶变换以得到所述发射天线与所述接收天线之间无线信道的信道频率响应的装置。

7.根据权利要求6所述的移动通信系统，其特征在于，还包括相位旋转装置，用于将占据相同频域位置的导频序列进行相位旋转后作为各个所述发射天线的导频序列。

8.根据权利要求6所述的移动通信系统，其特征在于，所述多个发射天线中的第一发射天线的导频序列是模为常数的复伪随机序列。

9.根据权利要求6所述的移动通信系统，其特征在于，取出所述接收天线的信道冲击响应和序列中的第(i-1)×SMP_Num/M个到第i×SMP_Num/M-Wave_Num×Wave_Length-1个元素作为所述第一部分序列，以及取出所述接收天线的信道冲击响应和序列中的第P1到第P2个元素作为所述第二部分序列，所述P1和P2根据以下公式计算：

$P1=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-\mathrm{Wave}\_\mathrm{Num}\&CenterDot;\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}$

所述第二部分序列根据以下公式计算：

$P2=[(i-1)\&CenterDot;\frac{\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}}{M}-1+\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}]\%\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num}$

其中i表示第i个发射天线，M表示发射天线的数目，Wave_Length为由虚拟子载波造成的波纹宽度，Wave_Num为快速傅立叶变换进行插值时所考虑的波纹个数，SMP_Num为导频抽样个数，符号“％”为求余运算符。

10.根据权利要求9的移动通信系统，其特征在于，所述波纹宽度Wave_Length由以下公式计算：

$\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)=\left|\frac{\sin (\mathrm{\&pi;nPilot}\_\mathrm{Num}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}{\sin (\mathrm{\&pi;n}/\mathrm{SMP}\_\mathrm{Num})}\right|,$ n＝0，1...，SMP_Num-1

$\mathrm{Wave}\_\mathrm{Length}=\min \left\{\underset{n}{\arg }(\mathrm{abs}\left(u\left(n\right)\right)<\min (\mathrm{abs}\left(u(n-1)\right),\mathrm{abs}\left(u(n+1)\right)))\right\},$

其中Pilot_Num为每个OFDM符号所插入导频的总数。

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