CN1703864A - Cofdm发射机分集系统最佳译码的简化实施 - Google Patents

Abstract

一种在编码正交频分多路复用分集系统中提供最佳译码的系统和方法。该系统和方法通过结合最佳最大似然译码与码元级译码改进802.11a接收机的性能，使得以与阿拉莫蒂码元级译码方法相同的计算复杂度，来获得最佳最大似然译码的性能优势。

Description

COFDM发射机分集系统最佳译码的简化实施

技术领域

本发明通常涉及无线通信系统。更特别地，本发明涉及一种用于对编码正交频分多路复用分集系统进行最佳译码的系统和方法。最特别地，本发明涉及用于改进802.11a接收机性能的系统和方法，其将最佳最大似然译码与码元级译码相结合，使得最佳最大似然译码的性能优势具备与在[1]中描述的原始阿拉莫蒂(Alamouti)码元级译码方法相同的计算复杂度，[1]中阐述的全部内容在此引入作为参考。

背景技术

IEEE 802.11a是由编码正交频分多路复用(COFDM)驱动的重要的无线局域网(WLAN)标准。IEEE 802.11a系统可以实现从6Mbps到54Mbps的数据传输速率。最高的强制传输率是24Mbps。为了满足高容量多媒体通信，需要更高传输速率。然而，因为系统会遇到敌对的无线信道，为实现这个目标，则必须有更高的传输功率和/或强的视线路径。因为不断增加的传输功率将导致对其他用户的强干扰，IEEE802.11a标准将在5.15-5.25GHz范围内传输的功率限制到40mW，在5.25-5.35GHz范围内的传输功率限制到200mW，在5.725-5.825GHz范围内的传输功率限制到800mW。当发射机和接收机彼此间非常接近时才能保证无线信道的强视线路径，这限制了系统的工作范围。对该问题建议的解决方案包括对使用单个天线或者双天线结构进行软译码以改进802.11a接收机的性能。

[2]给出IEEE 802.11a的PHY规范，其阐述的全部内容在此被引入作为参考。图1是对[1]中描述的IEEE 802.11a系统中的OFDM PHY收发信机的详细图解。图2举例说明用于软译码的接收机图。在软译码处理的去交织之前，依据关于每个比特的最大概率通过使用已接收的码元计算量度20来进行码元-比特映射。在接收机处，传送信道码元的衰减、噪声类型依据等式(1)穿过量度运算单元20：

$m_i^c\left(n\right)=\underset{{x\∈s}^c}{\min }{\left|\right|y-\mathrm{hx}\left|\right|}^2,c=\mathrm{0,1}---\left(1\right)$

其中m是在一个码元中比特b_i为c时的量度，其中c是0或者1，y是已接收的码元，h是衰减和噪声信道估计，x是码元星座，S^C表示使得比特b_I＝c的星座点的子集。这个等式的物理意义是执行该等式的计算的性能，该计算对某个比特得出被接收的码元与信道中的星座点投影之间的最短距离。图3举例说明基本思想，其中30是已接收的码元，用连线指示距离。

使用等式(2)获得对b0和b1计算的量度：

$m_0^0=\min (d_{00},d_{01}),m_0^1=\min (d_{10},d_{11})$

$m_1^0=\min (d_{00},d_{10}),m_1^1=\min (d_{01},d_{11})---\left(2\right),$

其中dij表示在已接收的码元30与衰减星座点(i，j)之间的欧几里德距离；m_i ^c表示bi为c时的软量度。(m₀ ⁰，m₀ ¹)对被发送到维特比译码器21，用于最大似然(ML)译码。运用相同的方法使用(m₁ ⁰，m₁ ¹)对获得b1。这个方法显然可以扩展到其它诸如BPSK或者QAM之类的调制方案中。

传输分集是一种应用在基于多天线的通信系统中、用于减少多径衰落影响的技术。可以通过使用两个传输天线获得发射机分集，以改进通过多径信道的无线通信系统的鲁棒性。两个天线意味两个信道，两个信道以统计独立的方式遭受衰减。因此，当一个信道由于多径干扰的破坏作用经历衰减时，另一个信道一定同时遭受衰减。图4中举例说明有两个发射机天线50和51与一个接收机天线42的基本发射机分集系统。根据这些独立信道提供的冗余，接收机42经常可以减少衰减的不利影响。

建议的两种发射机-分集方案包括在[1]中描述的阿拉莫蒂传输分集。阿拉莫蒂方法提供比IEEE 802.11a后向兼容分集方法更大的性能增益，是一种作为本发明性能基准使用的方法。

由阿拉莫蒂所开发用于未编码(非FEC编码)通信系统[1]的一流传输分集系统已经被建议作为IEEE 802.16标准草案。在阿拉莫蒂的方法中，通过两个发射机天线50、51传送的两个数据流如列表1所示地进行时空编码

	天线0	天线1
			时间t	S0	S1
时间T+t	-S1 *	S0 *

表1

其中T是码元持续时间。图5举例说明在IEEE 802.11a COFDM系统使用阿拉莫蒂编码方法的发射机框图。在时间t，对第一天线50通过复合倍增失真h₀(t)46模拟信道，对第二天线51通过h₁(t)47模拟。如果假设OFDM系统中跨越两个连续码元的衰减是常数，对OFDM码元的每个子载波的信道脉冲响应可以写作

$h_0\left(t\right)=h_0(t+T)=a_0{e}^{j{\mathrm{\θ}}_0}$

$h_1\left(t\right)=h_1(t+T)=a_1{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1}---\left(3\right)$

被接收的信号可以表示为

               r₀＝r(t)＝h₀s₀+h₁s₁+n₀

$r_1=r(t+T)=-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n_1---\left(4\right)$

阿拉莫蒂的原始方法把信号组合实现为

44和 45

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}---\left(5\right)$

将(4)代入(5)，结果

${\tilde{s}}_0=({\mathrm{\α}}_0^2+{\mathrm{\α}}_1^2)s_0+h_0^{*}{n}_0+h_1{n}_1^{*}$

${\tilde{s}}_1=({\mathrm{\α}}_0^2+{\mathrm{\α}}_1^2)s_1-h_0{n}_1^{*}+h_1^{*}{n}_0---\left(6\right)$

然后，计算最大似然检测

为了获得在估计的发送码元

和 中每个比特的比特量度，可以使用与上述相同的比特量度计算。一旦获取，所计算的比特量度被输入到维特比译码器21中，用于最大似然译码。

在最佳最大似然译码中，对于每个接收的信号对，r₀和r₁，确定在这些码元中的发送比特是“1”或者“0”，需要计算最大的联合概率

                 max(p(r|b))         (8)

其中 $r=\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right)$ ，并且b是被确定的比特，这等价于

$\begin{array}{c}\max (\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\mathrm{\σ}}{e}^{-\frac{{\left|\right|r_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}*\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\mathrm{\σ}}{e}^{-\frac{{\left|\right|r_1+h_0{s}_1^{*}-h_1{s}_0^{*}\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}|b_i)=\\ \max \left(\frac{1}{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{{\left|\right|r_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}-\frac{{\left|\right|r_1+h_0{s}_1^{*}-h_1{s}_0^{*}\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\right|b_i)\end{array}---\left(9\right)$

还等价于查找满足下列等式的b_i

$\min \left(\left({\left|\right|r_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\left|\right|}^2{+\left|\right|r_1+h_0{s}_1^{*}-h_1{s}_0^{*}\left|\right|}^2\right)\right|b_i)---\left(10\right)$

为了确定在码元r0中比特的比特量度，求值等式(11)。即码元r0中的比特i是“0”，等式(11)如下求值

$m_{0i}^0=\underset{s_m\∈S^0,s_n\∈S}{\min }\left(({\left|\right|r_0-h_0{s}_m-h_1{s}_n\left|\right|}^2+{\left|\right|r_1+h_0{s}_n^{*}-h_1{s}_m^{*}\left|\right|}^2)\right|b_{0i}=0)---\left(11\right)$

其中m_0i ⁰表示在接收码元r0中比特i为“0”时的比特量度，S表示整个星座点集，而S⁰表示比特b_i＝0的星座点集的子集。对于码元r0中比特i为“1”的情况，等式(12)必须如下求值

$m_{0i}^0=\underset{s_m\∈S^1,s_n\∈S}{\min }\left(({\left|\right|r_0-h_0{s}_m-h_1{s}_n\left|\right|}^2+{\left|\right|r_1+h_0{s}_n^{*}-h_1{s}_m^{*}\left|\right|}^2)\right|b_{0i}=1)---\left(12\right)$

其中S¹表示比特b_i＝1的星座点集的子集。使用相同的方法可以获得发送码元r₁的比特量度。其中码元r₁中的比特i是“0”

$m_{1i}^0=\underset{s_m\∈S,s_n\∈S^0}{\min }\left(({\left|\right|r_0-h_0{s}_m-h_1{s}_n\left|\right|}^2+{\left|\right|r_1+h_0{s}_n^{*}-h_1{s}_m^{*}\left|\right|}^2)\right|b_{1i}=0)---\left(13\right)$

码元r₁中的比特i是“1”

$m_{1i}^1=\underset{s_m\∈S,s_n\∈S^1}{\min }\left(({\left|\right|r_0-h_0{s}_m-h_1{s}_n\left|\right|}^2+{\left|\right|r_1+h_0{s}_n^{*}-h_1{s}_m^{*}\left|\right|}^2)\right|b_{1i}=1)---\left(14\right)$

例如，考虑QPSK，r0中的b0和b1的比特量度被表示为(m₀₀ ⁰，m₀₀ ¹)，其中m₀₀ ⁰表示在r0中为“0”的b0的比特量度，m₀₀ ¹表示在接收的码元r0中为“1”的b0的比特量度。在图6中举例说明组合S_m和S_n的概率。然后，比特量度对(m₀₀ ⁰，m₀₀ ¹)(m₀₁ ⁰，m₀₁ ¹)(m₁₀ ⁰，m₁₀ ¹)和(m₁₁ ⁰，m₁₁ ¹)被输入到维特比译码器21中，用于进一步译码。相同的量度计算方法可用于BPSK和QAM信号。

图7中举例说明典型的模拟结果，并显示现有技术中比特级组合产生比现有技术码元级组合更好的性能。

发明内容

折衷选择WLAN系统的各种配置成本以获得性能改善，两个天线的方案可以相对经济，并更容易在每个接入点(AP)执行，所有移动台可以分别使用单个天线。用这种结构，每个AP因此能利用具有与下行链路和上行链路几乎相同的性能改进的发射分集与接收分集，而不增加相关移动台的成本。双天线系统被分成两种类型，称为两个发射天线-单个接收天线系统和单个发射天线-两个接收机天线系统。本发明的系统和方法提供一种译码方法，结果是两个双天线系统比单个天线系统的性能更好。

尽管现有技术的比特级译码可以提供比现有技术的码元级组合更好的性能，但是计算复杂性高于码元级组合。尤其对于QAM信号，星座点S_m和S_n的概率组合数可以很大。以64QAM信号为例，为得到在传送码元s₀中为一个比特为“0”时的量度，必须找到在： $\left(\begin{array}{c}1\\ 32\end{array}\right)*\left(\begin{array}{c}1\\ 64\end{array}\right)=32*64=2048$ 个S_m和S_n的组合数中关于(|r₀-h₀s_m-h₁s_n|²+|r₁+h₀s^* _n-h₁s^* _m|²)的最小数值。需要相同数量的计算以获得同一比特为“1”时的量度。

本发明的系统和方法通过组合最佳最大似然译码与码元级译码提供一种计算强度较小的方法，因此提供比特级最佳最大似然译码与阿拉莫蒂码元级译码的组合量度。也就是说，本发明的译码系统和方法可以近似实现与比特级最佳最大似然译码近似相同的性能增益，近似实现与原始阿拉莫蒂译码方法相同的计算复杂度。

附图说明

图1a是OFDM PHY发射机框图的实例。

图1b是OFDM PHY接收机框图的实例。

图2举例说明在IEEE802.11a接收机中的软判决检测。

图3举例说明使用欧几里德距离的量度计算。

图4举例说明有两个发射机天线和一个接收机天线的基本发射机分集系统。

图5举例说明用于IEEE 802.11a OFDM系统发射机分集的阿拉莫蒂时空编码。

图6举例说明用于QPSK信号的比特量度计算。

图7提供在12Mbps模式模拟码元级译码对现有技术的比特级译码的性能比较。

图8依据本发明举例说明有两个发射机天线和一个接收机天线的发射机分集系统。

图9提供在12Mbps模式模拟修改的码元级译码与依据本发明的比特级译码的性能比较。

具体实施方式

本发明从与先前不同的角度考虑阿拉莫蒂译码方法与最佳最大似然译码的关系。最佳最大似然译码需要确定

$\underset{s_k\∈S^p}{\min }{\left|\right|r-\mathrm{Hs}\left|\right|}^2=\underset{s_k\∈S^p}{\min }({\left|\right|r_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\left|\right|}^2+{\left|\right|r_1+h_1{s}_0^{*}-h_0{s}_1^{*}\left|\right|}^2)$

$=\underset{s_k{\∈S}^p}{\min }{\left|\right|\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1^{*}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1^{*}\end{array}\right)\left|\right|}^2=\underset{s_k{\∈S}^p}{\min }{\left|\right|\left(\begin{array}{c}{r}_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\\ r_1^{*}-h_1^{*}{s}_0+h_0^{*}{s}_1\end{array}\right)\left|\right|}^2---\left(15\right)$

$=\underset{s_k\∈S^p}{\min }{\left(\begin{array}{c}{r}_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\\ r_1^{*}-h_1^{*}{s}_0+h_0^{*}{s}_1\end{array}\right)}^H\left(\begin{array}{c}{r}_0-h_0{s}_0-h_1{s}_1\\ r_1^{*}-h_1^{*}{s}_0+h_0^{*}{s}_1\end{array}\right),p\∈\left\{\mathrm{0,1}\right\}$

其中已经在等式(2)和(3)中定义了r₀、r₁、s₀、s₁、h₀和h₁，输出级40的编码器(未显示)如表1所示将码元时空编码成两个数据流；*表示复共扼，‖.‖表示复矩阵或者复值的幅度，()^H表示共扼传送，

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1& {-h}_0\end{array}\right)$ 是信道系数矩阵。

定义 $K=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0^{*}\end{array}\right)$ 和 $a=\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1^{*}\end{array}\right)$

使得

min‖r-Hs‖²＝min‖a-Ks‖²    (17)

(a-Ks)乘以K^H得到

$\min {\left|\right|K^{H}a-K^H\mathrm{Ks}\left|\right|}^2=\min {\left|\right|\left(\begin{array}{cc}{h}_0^{*}& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1^{*}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}{h}_0^{*}& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)\left|\right|}^2$

$=\min {\left|\right|\left(\begin{array}{c}{\tilde{s}}_0\\ {\tilde{s}}_1\end{array}\right)-({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)\left|\right|}^2=\min ({\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)s_0\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)s_1\left|\right|}^2)---\left(18\right)$

其中在等式(5)中定义 44和

45。这等于分别查找使 ${\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)s_0\left|\right|}^2$ 最小化的s₀44，和查找使 ${\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)s_1\left|\right|}^2$ 最小化的s₁45，这正好是阿拉莫蒂译码操作。

用另一种方式表示(18)，产生等式

min‖K^Ha-K^HKs‖²＝min(a-Ks)^HKK^H(a-Ks)    (19)

因为

$K{K}^H=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1^{*}& -h_0^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{h}_0^{*}& h_1\\ h_1^{*}& {-h}_0\end{array}\right)=({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)I...\left(20\right)$

所以

min‖K^Ha-K^HKs‖²＝(‖h₀‖²+‖h₁‖²)min‖a-Ks‖²＝(‖h₀‖²+‖h₁‖²)min‖r-Hs‖²    (21)

因此，优选地使用除法器420，本发明用通过阿拉莫蒂方法计算的比特量度除以(‖h₀‖²+‖h₁‖²)，获得与进行比特级译码相同的最佳最大似然比特量度。图8举例说明包括用于完成除法并形成被分离信号的除法器420与用于译码被分离信号的维特比译码器21的检测器410。图9举例说明模拟结果，确认以上的分析并表明本发明的码元级组合与译码高于比特级译码的典型性能优势。

对于非FEC编码系统，硬判决译码是一种精选的方法，其意味被接收码元被译码为在星座点与接收码元之间具有最小欧几里德距离的码元。在每个码元中的比特不影响在任何其他接收码元中的比特。因此，方程式min‖K^Ha-K^HKs‖²和min‖r-Hs‖²产生相同的译码结果。然而对于FEC(卷积)编码系统，对在超过一个接收码元中的比特所计算的比特量度可以影响单个译码位。因此对于(‖h₀‖²+‖h₁‖²)min‖r-Hs‖²和min‖r-Hs‖²来说译码结果不同。

对于单天线系统，结合信道均衡与最大似然检测的最大似然译码器可以提供超过分开的信道均衡与检测操作的译码器4-5dB性能增益。

对于IEEE 802.11a/g，模拟结果显示，根据不同的传输率，具有最佳比特级最大似然译码的阿拉莫蒂发射机分集可以提供超过单个天线系统2-5dB的性能增益。

本发明的码元级最佳译码方法提供与最佳比特级译码相同的性能，但是在实现中有更低的复杂度。

尽管提供的实例举例说明并描述本发明的优选方案，但是本领域的技术人员应当理解可以进行各种变化与修改，等价物可以代替其中的元件而不背离本发明的真正范围。另外，可以做许多修改以使本发明的教导适用一个特别的情况而不背离中心范围。因此，本发明的目的不限于为执行本发明预测的最佳方式公开的特别实施例，本发明包括所有属于附加权利要求范围的实施例。

参考文献

下列参考文献所阐述的全部内容在此引入作为参考。

[1]Siavash M.Alamouti，A Simple Transmit Diversity Techniquefor Wireless Communication，IEEE Journal on Select Areas incommunications，Vol.16，No.8，1998年10月。

[2]部分11：无线LAN媒体存取控制(MAC)与物理层(PHY)规范：5GHz频带的高速物理层(Part 11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specifications：High-speed PhysicalLayer in the 5GHz Band)，IEEE Std 802.11a-1999。

[2]Xuemei Ouyang，对IEEE 802.11a WLAN接收机的改进(Improvements to IEEE 802.11a WLAN Receivers)，内部技术说明，Philips研究USA-TN-2001-059，2001。

Claims (17)

1.一种传送分集设备，包括：

输出级(40)，用于通过第一(50)与第二天线(51)传送关于第一和第二输入信号s₀和s₁的第一和第二信道码元的编码序列；

接收机(400)，用于接收分别与所述第一和第二传送并编码的序列相对应的第一和第二接收信号r₀和r₁；

在所述接收机(42)处的合成器(43)，用于根据所述第一和第二接收信号r₀和r₁构造第一(44)和第二(45)复合信号；

在所述接收机处的检测器(410)，所述检测器响应于所述复合信号，根据比特级最佳最大似然译码与码元级译码的组合来作出判决。

2.权利要求1的设备，其中编码是按照两个码元的块进行。

3.权利要求2的设备，其中所述码元的第一编码序列是s₀和s₁ ^*，所述码元的第二编码序列是s₁和s₀ ^*，其中；s_i ^*是s_i的复共轭，码元序列被时空编码。

4.权利要求3的设备，其中：

在时间t和t+T由所述接收机(41)接收的所述第一和第二接收信号分别对应

r₀＝r(t)＝h₀s₀+h₁s₁+n(t)

$r_1=r(t+T)=-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n(t+T)$ ；以及

所述合成器(43)通过形成各自的信号

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}r\left(t\right)+h_1{r}^{*}(t+T)$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}r\left(t\right)-h_0{r}^{*}(t+T)$

来构造所述第一(44)和第二(45)复合信号，其中，对所述第一天线(50)用复数倍增失真h₀(t)(46)来模拟在时间t的信道，对所述第二天线(51)用复数倍增失真h₁(t)(47)来模拟在时间t的信道，h(t)和h(t+T)是时间t和t+T时的噪声信号，*表示复共轭运算。

5.权利要求4的设备，其中检测器(410)根据结合了码元级译码的最佳最大似然译码来选择码元s₀和s₁，所述结合了码元级译码的最佳最大似然译码对应于

$\min ({\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2)$

其中选择s₀以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2$

选择s₁以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2.$

6.权利要求1的设备，其中所述设备为编码正交频分多路复用分集系统提供最佳译码。

7.一种接收机(41)，包括：

合成器(43)，用于根据由接收机天线(42)接收的第一和第二信号r₀和r₁为第一和第二并行空间分集路径(48，49)构造第一(44)和第二(45)组合码元估计，其中所述第一和第二信号r₀和r₁通过第一和第二并行空间分集路径到达所述接收机天线(42)，所述第一和第二信号具有嵌入其中的码元；

检测器(410)，响应于所述第一(44)和第二(45)复合信号估计，根据对于嵌入在接收机天线所接收的所述第一和第二信号中的码元进行的比特级最佳最大似然译码与码元级译码的组合来作出判决。

8.权利要求7的接收机，其中：所述接收机天线(42)在时间t和t+T分别接收所述第一和第二接收信号，对应于

r₀＝r(t)＝h₀s₀+h₁s₁+n(t)

$r_1=r(t+T)=-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n(t+T)$ ；并且

所述合成器(43)分别将所述第一(44)和第二(45)复合信号构造为

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}r\left(t\right)+h_1{r}^{*}(t+T)$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}r\left(t\right)+h_0{r}^{*}(t+T)$

其中，对所述第一路径(48)用复数倍增失真h₀(t)(46)来模拟在时间t的信道，对所述第二路径(49)用复数倍增失真h₁(t)(47)来模拟在时间t信道，n(t)和n(t+T)是时间t和t+T时的噪声信号，*表示复共轭运算，第一和第二码元s₀和s₁被时空编码到作为所述接收信号r₀和r₁而接收的第一和第二数据流中，依据     第一数据流 第二数据流 时间t     S₀     S₁ 时间T+t     -S₁ ^*     S₀ ^*

完成所述时空编码。

9.权利要求8的接收机(41)，其中检测器(410)根据结合了码元级译码的最佳最大似然译码来选择码元s₀和s₁，上述结合了码元级译码的最佳最大似然译码对应于

$\min ({\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2)$

其中选择s₀以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2$

选择s₁以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2.$

10.权利要求7接收机(41)，其中所述接收机(41)为编码正交频分多路复用分集系统提供最佳译码。

11.一种设备，包括：

编码器，响应输入码元，形成一组信道码元；

输出级(40)，同时将所述信道码元应用于第一(50)和第二发射机天线(51)，以在传输介质上形成第一(48)和第二信道(49)；

具有单个接收机天线(42)的接收机(41)，适合接收和译码由所述输出级(40)发射的第一和第二接收信号，所述译码是最佳最大似然译码与码元级译码的结合；

其中码元级最佳译码提供与最佳比特级译码相同的性能，但是计算复杂度要小得多。

12.权利要求11的设备，其中响应输入码元的序列(s₀、s₁、s₂、s₃、s₄、s₅，...}，编码器开发由所述输出级(40)应用于所述第一发射机天线(50)的序列{s₀、-s₁ ^*、s₂、-s₃ ^*、s₄、-s₅ ^*，...}，同时开发由所述输出级(40)应用于所述第二发射机天线(51)的序列{s₁、s₀ ^*、s₃、s₂ ^*、s₅、s₄ ^*，...}，使得s_i ^*是s_i的复共轭，所述码元根据协议被时空编码为第一和第二数据流     第一数据流     第二数据流     时间t     s₀     s₁     时间t+T -s₁ ^* s₀ ^*     ...     ...     ...

13.权利要求12的设备，其中：所述接收机天线(42)分别在时间t和t+T接收所述第一和第二接收信号，对应于

r₀＝r(t)＝h₀s₀+h₁s₁+n(t)

$r_1=r(t+T)=-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n(t+T);$

所述接收机(41)进一步包括用于分别构造第一(44)和第二(45)复合信号的合成器(43)

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}r\left(t\right)+h_1{r}^{*}(t+T)$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}r\left(t\right)-h_0{r}^{*}(t+T)$

其中，对所述第一发射机天线(50)用复数倍增失真h₀(t)(46)模拟在时间t的信道，对所述第二发射机天线(51)用复数倍增失真h₁(t)(47)模拟在时间t的信道，n(t)和n(t+T)是时间t和t+T时的噪声信号。

14.权利要求13的设备，其中所述结合符号级译码的最佳最大似然译码对应于

$\min ({\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2+{\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2)$

其中选择s₀以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2$

选择s₁以最小化

${\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2,$

除法器(420)计算数值

$\min \frac{\left({\left|\right|{\tilde{s}}_0-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_0\left|\right|}^2\right)}{{\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2}.$

和 $\min \frac{\left({\left|\right|{\tilde{s}}_1-({\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2)s_1\left|\right|}^2\right)}{{\left|\right|h_0\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1\left|\right|}^2}$

并将其发送到维特比译码器(21)用于译码。

15.权利要求11的设备，其中所述接收机(41)为编码正交频分多路复用分集系统提供了最佳译码。

16.一种译码输入码元的方法，包括步骤：

由接收机天线(42)通过第一和第二并行空间分集路径(48，49)接收第一和第二信号，所述第一和第二接收信号包括各自的第一和第二编码码元序列；

对所述各自的第一(48)和第二(49)空间分集路径进行各自的第一(46)和第二信道(47)估计；

结合所述第一和第二接收信号与所述各自的第一(46)和第二信道(47)估计，形成各自的第一(44)和第二(45)组合符号估计；以及

由译码器(410)用比特级最佳最大似然译码与码元级译码的组合译码所述第一(44)和第二信道(45)组合码元估计，形成各自的第一和第二被检测码元，

其中码元级最佳译码提供与最佳比特级译码相同的性能，但是计算复杂度要小得多。

17.权利要求16的方法，其中所述方法进一步包括子步骤：

编码输入码元，形成第一(48)和第二(49)空间分集信道的第一和第二信道码元；

第一和第二发射机天线分别通过第一(48)和第二(49)空间分集信道同时发射所述第一和第二信道码元。

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