CN1681220A - 时分－码分多址方式移动终端上行功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时分－码分多址方式移动终端上行功率控制的方法，对于每个上行时隙n和每种传输格式组合j，获取该时隙所有可能的γ_n，j，i和β_j组合的最大加权值；其中γ_n，j，i是第n个时隙在第j种传输格式组合下，第i个码道对应的加权因子；根据DAC的满量程输入范围，将β_j放大至β_n，j，使得进入DAC的数字信号最大可能的取值范围接近DAC的满量程；其中，β_n，j表示第n个上行时隙、第j个TFC的加权因子；对每个上行时隙，配置给终端独立的初始模拟加权增益因子，使各时隙初始发射功率满足网络要求。本发明通过为不同时隙配置独立的数字和模拟加权系数，使终端的每个上行时隙的峰值发射功率都有机会达到终端的最大发射功率。

Description

时分-码分多址方式移动终端上行功率控制方法

技术领域

本发明涉及一种移动终端上行功率控制方法，尤其是一种应用于一种同时使用时分和码分多址方式的移动终端的上行功率控制方法，属于移动通讯

技术领域。

背景技术

在同时采用时分多址和码分多址的移动通信系统，如TD-SCDMA(时分同步码分多址)系统中，由于对不同时隙干扰水平和干扰变化水平并不均衡，其上行闭环功率控制采取基于时隙的方式，即基站通过下行链路不同的TPC(闭环发射功率控制)控制命令来分别控制终端不同上行时隙的发射功率。

终端上行发射功率的加权可分为数字加权和模拟加权两大部分。数字加权一方面是为了均衡不同码道之间信号的信噪比；另一方面是根据数据流量来控制输出功率的大小，防止因数据流量变化而带来的基站接收端信噪比的变化。

数字加权的基本过程如图1所示：对于不同的上行专用物理信道(ULDPCH)在相同的指定功率Power Setting后，各自有不同的加权因子γ_i，γ_i的取值是由扩频因子SF决定的，具体如下表所示：

图1中β_j是对不同的码道合并后的信号进行统一加权，所述的β_j即对应于当前使用的TFC(传输格式组合)，也就是第j个TFC。

模拟加权是通过控制模拟电路中的功放增益来实现对终端输出功率的控制；上行专用信道的初始功率和闭环功率控制过程中的功率都受模拟加权的影响。

出于实现简单性的考虑，终端的上行闭环功率控制一般是通过直接改变模拟加权因子的方式来进行的，而通常不会通过改变数字加权因子的方式来进行上行闭环功率控制。

数字加权和模拟加权共同决定了终端的实际输出功率。为了保证终端能够达到其最大输出功率，要求数字加权后经过DAC的信号能够达到或接近DAC器件的满量程。这就要求配置数字加权增益因子时，使得在所有可能的γ_i和β_j组合中最大加权值能够使加权后的数字信号达到或接近DAC器件的满量程输入，并以此原则调节β_j的取值。

与上述方法等效的是，寻找一个增益因子g，使得在所有可能的γ_i和gβ_j组合中最大加权值能够使加权后的数字信号范围达到或接近DAC器件的满量程。

终端在通信保持过程中通过闭环功率控制的方式独立控制上行各时隙的发射功率，这个过程是通过模拟加权来实现的，即改变各时隙的功放增益来调节各时隙的功率。

下面通过一个具体的实例来说明现有技术的功率控制方式。

如果终端被分配了TS1做上行时隙，TS1上分配了一个扩频因子为1的码道，则给TS1的扩频因子是1的码道的加权因子γ₁＝1；设上行的TFC共有两个：β₁＝1/2，β₂＝3/2；设每码道扩频前的复数信号实部和虚部的取值范围均是[-1，1]；假定数字FIR滤波器对数字信号的峰值没有任何影响；设实部和虚部的DAC输入均为8比特。

由于只有一个码道，理论上终端对数据的处理流程如图2所示，由于γ_i和β_j的组合最大值为3/2，而DAC的满量程输入信号范围是[-127，127]，因此在实际加权处理中，应把β_j放大一个合理的倍数，使得进入到DAC的数字信号的取值范围接近DAC的满量程[-127，127]。比如将β_j放大至原来的80倍，即β₁＝40，β₂＝120，这样DAC的实际输入范围可达[-120，120]，此时DAC的输出模拟信号的峰值功率可接近最大。这样当功放增益因子p达到最大值时，终端在天线口输出的峰值功率可以达到或接近其最大能力的输出功率。

现有技术的功率控制方法存在一个缺陷，即按照上述方法，当上行存在多个时隙时，终端进行数字加权的过程虽然可以保证某个时隙，设为TSx，经过数字加权的数字信号达到或接近DAC器件的满量程输入，但可能会出现某个或某些其它上行时隙的信号经过数字加权的数字信号始终无法达到或接近DAC器件的满量程输入。

如果终端位于小区覆盖较差的地区，闭环功率控制会让终端以较高的功率进行发射，极端条件下，终端会以其最高功率进行发射。此时观察终端上行各时隙的功率，可以发现时隙TSx上的峰值功率达到了终端的最大发射功率，但其余时隙的峰值功率即使终端上行各时隙的模拟功控增益都达到了最大，可能尚未达到其最大发射功率。这时即使基站命令终端提高某个功率尚未达到最大发射功率的时隙的发射功率，终端也无法提高了。

在上行各时隙干扰水平一致的情况下，这通常并不会给系统性能带来不利的影响；因为此时上行各时隙的发射功率若平均到各时隙实际负荷的有效比特上，则不同时隙的每比特的信噪比是一致的，即使有些时隙的实际发射功率虽然较低，但由于其负荷的信息较少，每个比特的能量不会降低。

但由于采用了TDMA的接入方式，各时隙的干扰水平通常是不一致的；如果终端的某个时隙的峰值发射功率没有达到终端的最大发射功率，但是终端却由于另外一个时隙功率已经达到最大发射功率，而无法对网络侧发出的提升该时隙功率的命令做出响应，严重的影响了网络服务质量的进一步提高。

例如：设终端被分配了TS1、TS2做上行时隙；TS1上分配了一个扩频因子为2的码道，TS2上分配了一个扩频因子为1的码道，则给第一个时隙的扩频因子是2的码道的加权因子 ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{1,1}}=\sqrt{2}/2,$ 给第二个时隙的扩频因子是1的码道的加权因子γ_2，1＝1；设上行的TFC共有两个，β₁＝1/2，β₂＝3/2；设每码道扩频前的复数信号实部和虚部的取值范围均是[-1，1]；假定数字FIR滤波器对数字信号的峰值没有任何影响；设实部和虚部的DAC输入均为8比特。

由于两个时隙都只有一个码道，理论上终端对数据的处理流程如图3所示：由于γ_n，i和β_j的组合最大值为3/2，而DAC的满量程输入信号范围是[-127，127]，因此在实际加权处理中，应把β_j放大一个合理的倍数，使得进入到DAC的数字信号的取值范围接近DAC的满量程[-127，127]。比如将β_j放大至原来的80倍，即β₁＝40，β₂＝120，这样DAC的实际输入范围可达[-120，120]，此时DAC的输出模拟信号的峰值功率可接近最大。这样当功放增益因子p达到最大值时，终端在天线口输出的峰值功率可以达到或接近其最大能力的输出功率。

但是，此方案中只有第二个时隙DAC的实际输入范围可达[-120，120]，第一个时隙DAC的实际输入范围只能达到[-85，85]。这样无论怎样提高功放增益因子p，由于DAC输出信号较小，终端在第一个时隙的天线口输出峰值功率只能达到其最大输出功率的一半左右，严重影响了终端发射功率的调整范围，影响整个系统的服务质量。

发明内容

本发明所要就解决的技术问题在于：提出一种时分-码分多址方式移动终端上行功率控制方法，可以使终端的每个上行时隙都有机会达到终端的最大发射功率。

本发明所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，针对分配给终端的每个上行时隙和每个传输格式组合，调整各个时隙的数字加权因子，使得每个时隙的信号在进行数字/模拟变换前最大可能取值范围接近DAC的满量程，保证终端在每个时隙能够达到其最大输出功率。

本发明通过为上行信道配置独立的数字和模拟加权系数，使终端的每个上行时隙的峰值发射功率都有机会达到终端的最大发射功率，从而避免了终端由于某个时隙功率已经达到最大而无法提升其它时隙功率的问题。

附图说明

图1是逻辑上的数字功率加权方法示意图；

图2是现有技术单一时隙单一码道的功率控制方法示意图；

图3是现有技术多个时隙并且每时隙单一码道的功率控制方法示意图；

图4是本发明的功率控制方法示意图之一；

图5是本发明的功率控制方法示意图之二；

图6是本发明实施例多时隙并且每时隙单一码道的功率控制方法示意图。

具体实施方式

同时使用时分多址和码分多址的移动通信系统，如TD-SCDMA，即时分同步码分多址无线传输技术现已作为中国提出的第三代移动通信标准，被国际电信联盟接纳为第三代移动通信标准之一，与欧洲支持的WCDMA和美国的cdma2000成为未来全球第三代移动通信的3个主要标准。其他的同时使用时分多址和码分多址的移动通信系统应用本发明的方法，可以参照以下的方式。

由于功率控制对于CDMA系统非常重要，针对现有技术中存在的缺点，本发明提出了为上行信道配置独立的数字和模拟加权系数的方式，针对分配给终端的每个上行时隙和每个传输格式组合，调整各个时隙的数字加权因子，使得每个时隙的信号在进行数字/模拟变换前最大可能取值范围接近DAC的满量程，保证终端在每个时隙能够达到其最大输出功率。

本发明的TD-SCDMA移动终端上行功率控制的方法，如图4所示，包括如下步骤：

步骤一、对于每种上行传输格式组合TFC，针对每个上行时隙n，获取该时隙所有码道的加权因子γ_j，n，相应TFC的加权因子β_j组合的最大数字加权值；其中，γ_j，n，i表示第j种传输格式组合下、第n个上行时隙、第i个码道的加权因子；β_j表示第j个TFC的加权因子；

步骤二、根据DAC的满量程输入范围，为每个时隙的β_j确定一个合理的放大倍数g_n，将其放大为β_n，j；使得数字信号经过γ_j，n，i和β_n，j增益处理后，进入DAC的数字信号最大可能取值范围接近DAC的满量程；其中，β_n，j表示第n个上行时隙、第j个TFC的加权因子；

步骤三、对每个时隙n，配置独立的初始模拟加权增益因子p_n，补偿因各时隙不同的数字加权因子g_n带来的初始功率不均衡。

本发明的另一种TD-SCDMA移动终端上行功率控制的方法，如图5所示，包括如下步骤：

步骤一、对于每种上行传输格式组合TFC，针对每个上行时隙n，获取该时隙所有码道的加权因子γ_j，n，i与相应TFC的加权因子β_j组合的最大数字加权值；其中，γ_j，n，i表示第j种传输格式组合下、第n个上行时隙、第i个码道的加权因子；β_j表示第j个TFC的加权因子；

步骤二、根据DAC的满量程输入范围，为每个时隙确定一个加权因子的合理放大倍数g_n，使得数字信号经过γ_j，n，i、β_j和g_n的增益处理后，进入DAC的数字信号最大可能取值范围接近DAC的满量程；

步骤三、对每个时隙n，配置独立的初始模拟加权增益因子p_n，补偿因各时隙不同的数字加权因子g_n带来的初始功率不均衡。

上述的两种功率控制方法，可以应用于不同的硬件设备中，从而使本发明的方法可以以不同的方式实现。

本发明的步骤一中，由于复数信号首先经过γ_n，i加权放大，在经过β_j加权放大，因此，其寻找最大数字加权值的方法可以为：针对每个上行时隙，寻找该时隙在每种传输格式组合中的一种传输格式组合TFC，使得

的结果最大。可设每个时隙的最大数字加权值为M_n，则 $M_1=\left(\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{j\mathrm{1,1},i}\right)*{\mathrm{\β}}_{j1},$ $M_2=\left(\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{j\mathrm{2,2},i}\right)*{\mathrm{\β}}_{j2},$ 依此类推；其中，j1是对应第一个时隙最大数字加权值的TFC序号，j2是对应第二个时隙最大数字加权值的TFC序号。

本发明的步骤二中，根据DAC的取值范围来判断需要输入信号的目标放大倍数；然后，用目标放大倍数除以步骤一得到的最大加权值得到最大加权时隙的β_j应放大的倍数，确定g_n或β_n，j。

所述的目标放大倍数应达到DAC取值范围的90-100％；并且为了便于调整，放大倍数一般取10的倍数。

本发明所述的步骤三中，为了保证各个时隙初始发射功率的均衡，必须通过初始模拟加权因子p_n，来调整最终终端的实际发射功率。p_n的设置原则是：终端输出功率应符合网络对终端初始发射功率的要求。

当然，终端允许的最大发射功率仍然要受限于终端设备自身的能力和网络对终端最大发射功率的要求。

下面通过具体的实施例进一步详细说明本发明的技术方案。

如图6所示，假设终端被分配了TS1、TS2做上行时隙；TS1上分配了一个扩频因子为2的码道，TS2上分配了一个扩频因子为1的码道，设上行的TFC共有两个，β₁＝1/2，β₂＝3/2，设上行扩频因子不可动态改变，并且两种TFC情况下两个码道均会使用；则给第一个时隙的扩频因子是2的码道的加权因子 ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{1,1,1}}={\mathrm{\γ}}_{\mathrm{2,1,1}}=\sqrt{2}/2,$ 给第二个时隙的扩频因子是1的码道的加权因子γ_1，2，1＝γ_2，2，1＝1；设每码道扩频前的复数信号实部和虚部的取值范围均是[-1，1]；假定数字FIR滤波器对数字信号的峰值没有任何影响；设实部和虚部的DAC输入均为8比特。

由于两个时隙都只有一个码道，考虑到第一个时隙γ_j，1，i和β_j的组合最大值为

而DAC的满量程输入信号范围是[-127，127]，因此在实际加权处理中，应把第一个时隙的β_j放大一个合理的倍数，取目标放大倍数为[-120，120]，使得进入到DAC的数字信号的取值范围接近DAC的满量程[-127，127]；则可将β_j放大至原来的 约113倍，即β_1，1＝40，β_1，2＝120，这样第一个时隙的DAC的实际输入范围可达[-120，120]，此时DAC的输出模拟信号的峰值功率可接近最大。

考虑到第二个时隙γ_j，2，i和β_j的组合最大值为3/2，而DAC的满量程输入信号范围是[-127，127]，因此在实际加权处理中，应把第二个时隙的β_j放大一个合理的倍数，取目标放大倍数为[-120，120]，使得进入到DAC的数字信号的取值范围接近DAC的满量程[-127，127]；则可将β_j放大至原来的120/(3/2)即80倍，即β_2，1＝40，β_2，2＝120，这样第二个时隙的DAC的实际输入范围可达[-120，120]，此时DAC的输出模拟信号的峰值功率可接近最大。

由于两个时隙的数字加权因子存在偏差，为了保持两个时隙初始发射功率的均衡，在设置两个时隙的初始功放增益因子p_n时需要考虑数字加权的偏差。p_n的设置原则是：终端输出功率应符合网络对终端各时隙初始发射功率的要求。即经过数字和模拟加权后终端每个时隙输出的功率都要符合网络对各时隙初始发射功率的要求。

最后所应说明的是：以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围的任何修改或局部替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1、一种时分-码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：

针对分配给终端的每个上行时隙和每个传输格式组合，调整各个时隙的数字加权因子，使得每个时隙的信号在进行数字/模拟变换前最大可能取值范围接近DAC的满量程，保证终端在每个时隙能够达到其最大输出功率。

2、根据权利要求1所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率

控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤一、对于每种上行传输格式组合TFC，针对每个上行时隙n，获取该时隙所有码道的加权因子γ_j，n，i，以及与该TFC相对应的加权因子β_j组合的最大数字加权值；其中，γ_j，n，i表示第j种传输格式组合下、第n个上行时隙、第i个码道的加权因子；β_j表示第j个TFC的加权因子；

步骤二、根据DAC的满量程输入范围，为每个时隙的β_j确定一个合理的放大倍数g_n，将其放大为β_n，j；使得数字信号经过γ_j，n，i和β_n，j增益处理后，进入DAC的数字信号最大可能取值范围接近DAC的满量程；其中，β_{n， j}表示第n个上行时隙、第j个TFC的加权因子；

步骤三、对每个时隙n，配置独立的初始模拟加权增益因子p_n，补偿因各时隙不同的数字加权因子g_n带来的初始功率不均衡。

3、根据权利要求1所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤一、对于每种上行传输格式组合TFC，针对每个上行时隙n，获取该时隙所有码道的加权因子γ_j，n，i，以及与该TFC相对应的加权因子β_j组合的最大数字加权值；其中，γ_j，n，i表示第j种传输格式组合下、第n个上行时隙、第i个码道的加权因子；β_j表示第j个TFC的加权因子；

步骤二、根据DAC的满量程输入范围，为每个时隙确定一个加权因子的合理放大倍数g_n，使得数字信号经过γ_j，n，i、β_j和g_n的增益处理后，进入DAC的数字信号最大可能取值范围接近DAC的满量程；

步骤三、对每个时隙n，配置独立的初始模拟加权增益因子p_n，补偿因各时隙不同的数字加权因子g_n带来的初始功率不均衡。

4、根据权利要求2或3所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：所述的步骤一中，寻找最大数字加权值的方法为：针对每个上行时隙，寻找该时隙在每种传输格式组合中的一种传输格式组合，使得 的结果最大。可设每个时隙的最大数字加权值为M_n，则 $M_1=\left(\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{j\mathrm{1,1},i}\right)*{\mathrm{\β}}_{j1},$ $M_2=\left(\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\γ}}_{j\mathrm{2,2},i}\right)*{\mathrm{\β}}_{j2},$ 依此类推。其中j1是对应第一个时隙最大数字加权值的TFC序号，j2是对应第二个时隙最大数字加权值的TFC序号。

5、根据权利要求2或3所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：所述的步骤二中，

根据DAC的取值范围来判断需要输入信号的目标放大倍数；然后，用目标放大倍数除以步骤一得到的最大加权值得到最大加权时隙的β_j应放大的倍数，确定g_n或β_n，j。

6、根据权利要求5所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：所述的目标放大倍数应达到DAC取值范围的90-100％。

7、根据权利要求2或3所述的时分同步码分多址方式移动终端上行功率控制方法，其特征在于：所述的步骤三中，p_n的取值原则为：终端输出功率应符合网络对终端在各上行时隙初始发射功率的要求。

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