CN1665117A - 一种逆变电路及其逆变方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种逆变电路及其逆变方法。所述电路包括充电电容、第一开关管、紧密耦合的第一滤波电感和第二滤波电感、第二开关管、第三开关管和滤波电容；所述第一开关管连接在第一充电电容正端和第一滤波电感的输入端之间；第二滤波电感的输入端与第一滤波电感的输出端相连，输出端与充电电容负端相连；第二开关管与第三开关管的串联支路的一端与第一滤波电感的输入端相连，其另一端与第二滤波电感的输出端相连；滤波电容的一端与第一滤波电感的输出端相连，其另一端与第二开关管和第三开关管的连接点相连。由于本发明电路采用了紧密耦合的滤波电感，这样只要通过调节占空比D，就可以使输出的电压即可以比输入电压高，也可以比输入电压低。

Description

一种逆变电路及其逆变方法

[所述技术领域]

本发明涉及一种逆变电路及其逆变方法。

[背景技术]

目前的逆变电路通常有两类；两电平方式和三电平方式，其中两电平拓扑比较常见并使用广泛。

图1所示是一种两电平逆变拓扑。在产生正弦波的正半周期间，开关管Q1工作、开关管Q4不工作；在产生正弦波的负半周期间，开关管Q4工作、开关管Q1不工作。该拓扑的优点是控制简单，输出正弦波波形失真小，反应快。但开关管Q1第二端B6点的电压为正负两电平，这要求开关管的耐压较高，须使用耐压高的开关管，并且开关管的损耗也较大；又因为输出的PWM波谐波丰富，所以要求的滤波电感较大。同时还要求输入的电压要高于输出的电压，才能保证输出的波形。经常地，输入电压的峰值要高于输出电压的25％左右。

为了减小开关管耐压和滤波电感，在两电平逆变拓扑的基础上增加了续流回路，形成三电平逆变拓扑，如图2、3所示。电路在工作中开关管Q1第二端B6点的电压由正负两电平变为正、零、负三电平，使开关管两端的电压变化相对小，电压应力仅为原来的一半，开关损耗比两电平逆变拓扑少，并且由于输出的PWM波谐波较两电平小，所以滤波电感较两电平逆变拓扑小。但现有的三电平逆变拓扑有以下缺点：①控制较复杂，需要PWM波去控制四个开关管。②输出的正弦波比两电平逆变拓扑输出的正弦波反应慢。滤波电感中电流的下降率与滤波电感的两端电压有关，即U＝L*di/dt。两电平逆变拓扑的续流回路是通过包括有滤波电容和充电电容的回路进行续流，滤波电感两端电压为滤波电容的即时电压加上充电电容两端的电压，电流变化率di/dt较大。而三电平逆变拓扑的续流回路只通过滤波电容，不通过充电电容，所以滤波电感两端电压只是滤波电容的即时电压，电流变化率di/dt较两电平逆变拓扑的小，反应慢。③它也要求输入的电压要高于输出的电压，才能保证输出的波形。

[发明内容]

本发明的主要目的是提供一种逆变电路，可以解决现有技术中的问题，并同时具有两电平逆变拓扑和三电平逆变拓扑的优点。

本发明的另一目的是提供一种基于上述逆变电路的逆变方法，可以解决现有技术中的问题，同时具有两电平逆变拓扑和三电平逆变拓扑的优点。

本发明所述的一种逆变电路，包括充电电容、第一开关管、第一滤波电感、与所述第一滤波电感紧密耦合的第二滤波电感、第二开关管和第三开关管和滤波电容；所述第一开关管连接在第一充电电容正端和第一滤波电感的输入端之间；所述第二滤波电感的输入端与第一滤波电感的输出端相连，其输出端与充电电容负端相连；所述第二开关管与第三开关管的串联支路的一端与所述第一滤波电感的输入端相连，其另一端与所述第二滤波电感的输出端相连；所述滤波电容的一端与所述第一滤波电感的输出端相连，其另一端与所述第二开关管和第三开关管的连接点相连。

所述第二开关管与第三开关管为单向导通开关，第二开关管与第三开关管串联连接，第二开关管的负端与所述第一滤波电感的输入端相连，第三开关管的正端与所述第二滤波电感的输出端相连。

所述第二开关管与第三开关管为晶闸管SCR。

所述第二开关管也可以为相串联的第二IGBT和第二二极管，所述第二IGBT的集电极与滤波电容第二端相连，发射极与第二二极管的阳极相连，第二二极管的阴极与第一滤波电感输入端相连；所述第三开关管为相串联的第三IGBT和第三二极管，所述第三IGBT的集电极与第三二极管的阴极相连，发射极与滤波电容第二端相连，所述第三二极管的阳极与第二滤波电感输出端相连。

作为本发明电路的一个改进：所述第一滤波电感和第二滤波电感的特性相同。

所述第一开关管为第一IGBT，其集电极与充电电容正端相连，其发射极与第一滤波电感的输入端相连。

作为本发明的另一个改进：电路中还包括接在充电电容负端和第二滤波电感的输出端之间第四开关管。

所述第四开关管为第四IGBT，其集电极与第二滤波电感的输出端相连，其发射极与充电电容负端相连。

本发明还提供了一种基于本发明所述一种逆变电路的逆变方法：在产生正弦波的正半周期间，第一开关管导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后断开，同时第二开关管导通，第二滤波电感上的能量向第一滤波电感转移，由第一滤波电感向滤波电容充电；在产生正弦波的负半周期间，第一开关管导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后断开，同时第三开关管导通，第一滤波电感上的能量向第二滤波电感转移，由第二滤波电感向滤波电容反向充电。

作为本发明所述方法的一个改进：所述逆变电路还包括接在充电电容负端和第二滤波电感的输出端之间第四开关管；在产生正弦波的正半周期间，第一开关管和第四开关管同时导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后同时断开，同时第二开关管导通，第二滤波电感上的能量转移到第一滤波电感上，由第一滤波电感向滤波电容充电；在产生正弦波的负半周期间，第一开关管和第四开关管同时导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后同时断开，同时第三开关管导通，第一滤波电感上的能量转移到第二滤波电感上，由第二滤波电感向滤波电容反向充电。

本发明还提供了另一种逆变电路，包括充电电容、第四开关管、第一滤波电感和滤波电容，还包括与所述第一滤波电感紧密耦合的第二滤波电感、第二开关管和第三开关管；所述第一滤波电感的输入端与所述充电电容的正端相连，其输出端与所述第二滤波电感的输入端相连；所述第四开关管连接在充电电容负端和第二滤波电感的输出端之间；所述第二开关管与第三开关管的串联支路的一端与所述第一滤波电感的输入端相连，其另一端与所述第二滤波电感的输出端相连；所述滤波电容的一端与所述第一滤波电感的输出端相连，其另一端与所述第二开关管和第三开关管的连接点相连。

本发明还提供了一种基于本发明所述另一种逆变电路的逆变方法：在产生正弦波的正半周期间，第四开关管导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后断开，同时第二开关管导通，第二滤波电感上的能量向第一滤波电感转移，由第一滤波电感向滤波电容充电；在产生正弦波的负半周期间，第四开关管导通，第一滤波电感和第二滤波电感储能，一段时间后断开，同时第三开关管导通，第一滤波电感上的能量向第二滤波电感转移，由第二滤波电感向滤波电容反向充电。

本发明的有益效果是：①本发明电路采用了紧密耦合的滤波电感，这样只要通过调节占空比D，就可以使输出的电压即可以比输入电压高，也可以比输入电压低。因此只需要较低的Vbus电压，就可以得到我们希望的输出电压。电路反应快，失真少。②由于Vbus电压较低，使得Vbus侧相关的器件：电容和开关管的耐压要求可以降低，可以使用耐压较低的通用器件，特别适于输出电压较高的变换器，节约了成本。③在本发明的改进电路中，增加了第四开关管，将第一开关管和第四开关管的电压应力降低了一半，相应的损耗可以降低，逆变的效率得到提高；同时使得电感储能回路和释放能量回路绝对分开，实现了隔离。④控制上，第一开关管在每个半周期中只开一次，简化了控制电路，同时减少了开关损耗。⑤第二开关管和第三开关管只在半周中开关一次，减少了开关损耗。⑥只要将第二开关管和第三开关管换成单方向的开关，控制上就可以让第二开关管和第三开关管按低频的开关模式工作，即正半周第二开关管一直导通，负半周第三开关管一直导通。由于其单方向电流流通的特点，同样可以得到需要的波形。这样第二开关管和第三开关管的开关损耗可以减小。⑦由于输出的中线电流没有流经Vbus侧直流充电电解电容，所以电解电容上的纹波电流较小，可以节省电容的个数。⑧本发明还可以利用三个同样的电路形成一个三相逆变器，每个单相都具有以上的效果。⑨本发明可用在小型的UPS上，是一种成本低，性能好的方案。由于是利用电感进行储能，工作方式是电流源的模式，可以较简单地实现并联的功能，并具有抗短路的功能。只要对储能时的电感电流进行控制，多个逆变电路间进行同步，就可以实现逆变电路的直接并联。有较大的应用前景。

[附图说明]

图1是一种两电平逆变拓扑。

图2是一种三电平逆变拓扑。

图3是另一种三电平逆变拓扑。

图4是本发明所述的一种逆变电路原理图。

图5是本发明第一个实施例的电路原理图。

图6是本发明第二个实施例的电路原理图。

图7是本发明第三个实施例的电路原理图。

图8是本发明所述的另一种逆变电路原理图。

图9是本发明电路组成的三相逆变器的电路原理图。

图10是本发明电路组成的另一种三相逆变器的电路原理图。

[具体实施方式]

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步地阐述。

如图4所示，本发明电路包括充电电容C1、第一开关管S1、第一滤波电感L1-1、与所述第一滤波电感L1-1紧密耦合的第二滤波电感L1-2、单向导通的第二开关管S2、单向导通的第三开关管S3和滤波电容C；所述第一开关管S1连接在充电电容C1正端和第一滤波电感L1-1的输入端之间；所述第二滤波电感L1-2的输入端与第一滤波电感L1-1的输出端相连，其输出端与充电电容C1负端相连；所述第二开关管S2和第三开关管S3是串联连接的，第二开关管S2的负端与所述第一滤波电感L1-1的输入端相连，第三开关管S3的正端与所述第二滤波电感L1-2的输出端相连；所述滤波电容C的一端与所述第一滤波电感L1-1的输出端相连，其另一端与所述第二开关管S2和第三开关管S3的连接点相连。

本发明电路中，所述第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2的特性相同。

其电路工作原理如下：

在产生正弦波的正半周时：第一开关管S1闭合，第二开关管S2和第三开关管S3断开，Vbus+和Vbus-之间的电压加在第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2上，充电电容C1上的能量向滤波第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2上转移，电感电流逐渐上升，滤波电感储能。所述电感电流的增加量为：

Vin*D*T/2L1，

其中D为Ton/T，即开关导通的占空比，L1是第一滤波电感的电感值，T为周期。一段时间后，断开第一开关管S1，同时闭合第二开关管S2(第三开关管S3保持断开)，第一滤波电感上的储能向滤波电容C充电，电感电流下降，电感电流的减少量为：

Vout*(1-D)*T/L1，

其中Vout为滤波电感上的电压。由于第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2为紧密耦合的电感，所以第二滤波电感L1-2的能量会转移到第一滤波电感L1-1上向滤波电容C充电。因此滤波电容C上的电压逐渐上升。稳态时，电感电流的增加量等于其减少量，即：

Vin*D*T/2L1＝Vout*(1-D)*T/L1，

由此我们可以得出：

Vout＝Vin*D/(2*(1-D))。

同理，在产生正弦波的负半周时，第一开关管S1闭合，第二开关管S2和第三开关管S3断开，Vbus+和Vbus-之间的电压加在第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2上，充电电容C1上的能量向第一滤波电感和第二滤波电感上转移，电感电流逐渐上升，滤波电感储能。一段时间后，断开第一开关管S1，同时闭合第三开关管S3(第二开关管S2保持断开)，第二滤波电感L1-2上的储能向滤波电容C充电，电感电流下降。由于第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2为紧密耦合的电感，所以第一滤波电感L1-1的能量转移到第二滤波电感L1-2上向滤波电容C进行反向充电。因此滤波电容C上的负方向电压逐渐上升。稳态时，根据上述推理方法同样可以得出：

Vout＝Vin*D/(2*(1-D))。

由上式可得出；通过改变开关的通断时间，即调节占空比D的值，就可以使滤波电容上电压值发生变化，改变输出电压的大小。这就意味着，输出电压既可以比输入电压高，也可以比输入电压低。这样只需要较低的Vbus电压，就能得到我们希望的输出电压。同时由于Uc为Ic的积分，电容上就可以得到我们希望的正弦波输出电压波形。该电流控制方式反应快，输出的电压波形失真小。

具体实施例一：

如图5所示，第一开关管S1为第一IGBT，其集电极与充电电容C1正端相连，其发射极与第一滤波电感L1-1的输入端相连：还包括反并联在所述第一IGBT上的二极管。第二开关管S2与第三开关管S3为晶闸管SCR。本电路的其它连接与图4相同。

电路工作过程中，电感储能向滤波电容释放时，由于紧密耦合，第二滤波电感的能量第一滤波电感的能量可以互相转移。

这样，用SCR做续流支路，低频切换，第一开关管S1做PWM调节。具工作原理与图4电路相同。

具体实施例二：

如图6所示电路，第二开关管S2为相串联的第二IGBT和第二极管D2，第二IGBT的集电极与滤波电容C第二端相连，发射极与第二二极管D2的阳极相连，第二二极管D2的阴极与第一滤波电感L1-1输入端相连；所述第三开关管S3为相串联的第三IGBT和第三极管D3，所述第三IGBT的集电极与第三二极管D3的阴极相连，发射极与滤波电容C第二端相连，所述第三二极管D3的阳极与第二滤波电感L1-2输出端相连。还包括反并联在所述绝缘栅极双极型晶体管IGBT上的二极管，本电路的其它连接与图4相同。

这样，用IGBT做续流支路，做低频切换，第一开关管S1做PWM调节。其工作原理与图4电路相同。

具体实施例三；

如图7所示，电路中增加了连接在充电电容C1负端和第二滤波电感L1-2的输出端之间的第四开关管S4；第一开关管S1为第一IGBT，其集电极与充电电容C1正端相连，其发射极与第一滤波电感L1-1的输入端相连；第四开关管S4为第四IGBT，其集电极与第二滤波电感L1-2的输出端相连，其发射极与充电电容C1负端相连。还包括反并联在第一IGBT上的二极管D1和反并联在第四IGBT上的二极管D4。本电路的其它连接与图6电路相同。

增加了第四开关管S4后，将第一开关管和第四开关管的电压应力降低了一半，相应的损耗可以降低，逆变的效率得到提高；同时使得电感储能回路和泄放回路绝对分开，实现了隔离。

这样，用IGBT做续流支路，做低频切换，第一开关管S1和第四开关管S4做PWM调节。其工作原理与图4电路相同。

图8是本发明所述的另一种逆变电路原理图：所述第一滤波电感L1-1的输入端与所述充电电容C1的正端相连，其输出端与所述第二滤波电感L1-2的输入端相连；所述第四开关管S4连接在充电电容C1负端和第二滤波电感L1-2的输出端之间；所述第二开关管S2与第三开关管S3的串联支路的一端与所述第一滤波电感L1-1的输入端相连，其另一端与所述第二滤波电感L1-2的输出端相连；所述滤波电容C的一端与所述第一滤波电感L1-1的输出端相连，其另一端与所述第二开关管S2和第三开关管S3的连接点相连。

其工作原理与图4所述电路相同。

在产生正弦波的正半周期间，第四开关管S4导通，第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2储能，一段时间后S4断开，同时第二开关管S2导通(第三开关管S3断开)，第二滤波电感L1-2上的能量向第一滤波电感L1-1转移，由第一滤波电感L1-1向滤波电容C充电；在产生正弦波的负半周期间，第四开关管S4导通，第一滤波电感L1-1和第二滤波电感L1-2储能，一段时间后断开，同时第三开关管S3导通(第二开关管S2断开)，第一滤波电感L1-1上的能量向第二滤波电感L1-2转移，由第二滤波电感L1-2向滤波电容C反向充电。

如图9所示，利用本发明的三个同样的电路可以形成一个三相逆变器，其工作原理和控制方法与上述一样，并且每个单相都具有和上述电路一样的效果。

如图10所示，利用本发明的三个同样的电路可以形成另一种三相逆变器，其中在每一组中都采用了两组开关管。其工作原理和控制方法与上述一样，并且每个单相都具有和上述电路一样的效果。

Claims (12)

1、一种逆变电路，包括充电电容(C1)、第一开关管(S1)、第一滤波电感(L1-1)和滤波电容(C)，其特征在于：还包括与所述第一滤波电感(L1-1)紧密耦合的第二滤波电感(L1-2)、第二开关管(S2)和第三开关管(S3)；所述第一开关管(S1)连接在充电电容(C1)正端和第一滤波电感(L1-1)的输入端之间；所述第二滤波电感(L1-2)的输入端与第一滤波电感(L1-1)的输出端相连，其输出端与充电电容(C1)负端相连；所述第二开关管(S2)与第三开关管(S3)的串联支路的一端与所述第一滤波电感(L1-1)的输入端相连，其另一端与所述第二滤波电感(L1-2)的输出端相连；所述滤波电容(C)的一端与所述第一滤波电感(L1-1)的输出端相连，其另一端与所述第二开关管(S2)和第三开关管(S3)的连接点相连。

2、根据权利要求1所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第二开关管(S2)与第三开关管(S3)为单向导通开关，第二开关管(S2)与第三开关管(S3)串联连接，第二开关管(S2)的负端与所述第一滤波电感(L1-1)的输入端相连，第三开关管(S3)的正端与所述第二滤波电感(L1-2)的输出端相连。

3、根据权利要求2所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第二开关管(S2)与第三开关管(S3)为晶闸管SCR。

4、根据权利要求2所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第二开关管(S2)为相串联的第二IGBT和第二二极管(D2)，所述第三开关管(S3)为相串联的第三IGBT和第三二极管(D3)，所述第二二极管(D2)的阴极与第一滤波电感(L1-1)输入端相连，阳极与所述第二IGBT的发射极相连；所述第三二极管(D3)的阳极与第二滤波电感(L1-2)输出端相连，阴极与所述第三IGBT的集电极相连，所述第二IGBT的集电极与所述第三IGBT的发射极相连。

5、根据权利要求1所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第一滤波电感(L1-1)和第二滤波电感(L1-2)的特性相同。

6、根据权利要求1所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第一开关管(S1)为第一IGBT，其集电极与充电电容(C1)正端相连，其发射极与第一滤波电感(L1-1)的输入端相连。

7、根据权利要求1所述的一种逆变电路，其特征在于：还包括接在充电电容(C1)负端和第二滤波电感(L1-2)的输出端之间第四开关管(S4)。

8、根据权利要求7所述的一种逆变电路，其特征在于：所述第四开关管(S4)为第四IGBT，其集电极与第二滤波电感(L1-2)的输出端相连，其发射极与充电电容(C1)负端相连。

9、一种基于权利要求1所述的一种逆变电路的逆变方法，其特征在于：在产生正弦波的正半周期间，第一开关管(S1)导通，第一滤波电感(L1-1)和第二滤波电感(L1-2)储能，一段时间后断开，同时第二开关管(S2)导通，第二滤波电感(L1-2)上的能量向第一滤波电感(L1-1)转移，由第一滤波电感(L1-1)向滤波电容(C)充电；在产生正弦波的负半周期间，第一开关管(S1)导通，第一滤波电感(L1-1)和第二滤波电感(L1-2)储能，一段时间后断开，同时第三开关管(S3)导通，第一滤波电感(L1-1)上的能量向第二滤波电感(L1-2)转移，由第二滤波电感(L1-2)向滤波电容(C)反向充电。

10、根据权利要求9所述的一种逆变电路的逆变方法，其特征在于：所述逆变电路还包括接在充电电容(C1)负端和第二滤波电感(L1-2)的输出端之间第四开关管(S4)；在产生正弦波的正半周期间，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)导通一段时间后同时断开，同时第二开关管(S2)导通，第二滤波电感(L1-2)上的能量转移到第一滤波电感(L1-1)上，由第一滤波电感(L1-1)向滤波电容(C)充电；在产生正弦波的负半周期间，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)导通一段时间后同时断开，同时第三开关管(S3)导通，第一滤波电感(L1-1)上的能量转移到第二滤波电感(L1-2)上，由第二滤波电感(L1-2)向滤波电容(C)反向充电。

11、一种逆变电路，包括充电电容(C1)、第四开关管(S4)、第一滤波电感(L1-1)和滤波电容(C)，其特征在于：还包括与所述第一滤波电感(L1-1)紧密耦合的第二滤波电感(L1-2)、第二开关管(S2)和第三开关管(S3)；所述第一滤波电感(L1-1)的输入端与所述充电电容(C1)的正端相连，其输出端与所述第二滤波电感(L1-2)的输入端相连；所述第四开关管(S4)连接在充电电容(C1)负端和第二滤波电感(L1-2)的输出端之间；所述第二开关管(S2)与第三开关管(S3)的串联支路的一端与所述第一滤波电感(L1-1)的输入端相连，其另一端与所述第二滤波电感(L1-2)的输出端相连；所述滤波电容(C)的一端与所述第一滤波电感(L1-1)的输出端相连，其另一端与所述第二开关管(S2)和第三开关管(S3)的连接点相连。

12、一种基于权利要求11所述的一种逆变电路的逆变方法，其特征在于：在产生正弦波的正半周期间，第四开关管(S4)导通，第一滤波电感(L1-1)和第二滤波电感(L1-2)储能，一段时间后断开，同时第二开关管(S2)导通，第二滤波电感(L1-2)上的能量向第一滤波电感(L1-1)转移，由第一滤波电感(L1-1)向滤波电容(C)充电；在产生正弦波的负半周期间，第四开关管(S4)导通，第一滤波电感(L1-1)和第二滤波电感(L1-2)储能，一段时间后断开，同时第三开关管(S3)导通，第一滤波电感(L1-1)上的能量向第二滤波电感(L1-2)转移，由第二滤波电感(L1-2)向滤波电容(C)反向充电。

Images