CN1574669A - 雷克接收器中路径权重计算方法及装置 - Google Patents

Abstract

在一种用于等化在一雷克(RAKE)接收器中，经由一进行功率调整的数据信道而加以传输之一数据信号之路径权重的计算方法中，经由该数据信道而加以传输之该数据信号的至少一未校正路径权重，系使用已经以一共同导频信道作为基础而获得之信道评估结果而进行计算，而该未校正路径权重则是藉由乘上一校正因子而进行校正，其中该校正因子系包含一数据信道特有增益评估对一以导频信道作为基础之增益评估的比率。

Description

雷克接收器中路径权重计算方法及装置

技术领域

本发明系相关于一种在一雷克(RAKE)接收器中，用于等化一数据信号之路径权重的计算方法以及装置，其中该数据信号系经由一进行功率调整之数据信道而加以传输。

背景技术

一种用于一CDMA(分码多重存取)传输系统中的典型接收器概念系为所谓的雷克接收器，而操作该雷克接收器的方法则是，增加以已加权且已同步化之形式呈现、并经由不同传输路径而到达该接收器的信号贡献，而为了这个目的，该雷克接收器系具有一些“指(fingers)”，并且该些指的输出系会被连接至一结合器(combiner)，在操作期间，该等指系相关连于个别的传播路径，并且实行路径特有的解调变(藉由路径权重而延迟、解展频、符号形成、相乘)，而该结合器则是会叠加那些经由不同传播路径以及相关连于相同信号的信号构件。

该等路径权重系依照传输系统提供的选择以及该接收器之技术复杂度，而可以利用各种不同的方式来进行计算。

一个低复杂度的选择是二进制加权，其中，仅使用具有最佳品质之传播路径，一个典型地品质测量是所接收数据符号之信号噪声干扰比(signal-to noise power plus interference ratio，SINR)，而在此程序之中，每一个将被等化之数据信道仅需要单一个雷克指。

一更进一步且更常使用的选择是，提供利用相等加权之所有路径贡献的强度而对该路径特有的信号相位所进行之专门考量。

由于路径结合所产生之全部信号的最大SINR，个别路径的最佳加权系可藉由所谓的最大比值结合(maximum ratio combining，MRC)程序而加以达成，在该MRC的例子中，该个别的路径特有信号贡献系以其路径特有SINR作为基础而进行加权，并且，接着总加起来。

路径权重之计算的各个方面系皆必须加以考虑：若目标是等化包含导频符号(pilot symbol)(也就是说，在接收器中所辨识的符号)的一数据信道时，则这些符号可被用于信道评估，也就是说，用于计算该等路径权重，一个类似这样的情形系会发生在UMTS(UniversalMobile telecommunications system，通用行动电信系统)标准的例子中，举例而言，用于专用的(用户特有的)数据信道DCH(DedicatedChannel，专用信道)，然而，此程序所具有的优点是，在一个时隙中之导频符号的数量通常对准确的信道评估而言是不足的。

另一个可能性是，以一共同导频符号信道(也就是说，一个用于所有用户的导频信道)作为基础而实行的信道评估程序，并且，该共同导频信道系由基地台所提供。在该UMTS标准中，适用于此目的之的一个信道是P-CPIH(primary common Pilot Channel，主要共同导频信道)，而以该P-CPICH作为基础的信道权重计算系具有良好的统计学，因此，其通常较佳地是，信道评估以专用导频符号(举例而言，该DCH)作为基础，而不包含专用符号的数据信道(对UMTS而言，此系，举例而言，应用至共同下行线路数据信道DSCH(Downlink SharedChannel，下行线路共享信道))则一定必须要藉由以一共同导频信道作为基础的信道权重计算而加以解调变。

当使用一共同导频信道来计算将被解调变的一数据信道之路径权重时，实体传输信道之信道特征无可否认地系会多少适当地加以测量，但是，此却会造成该数据信号路径之发射器功率调整被忽略的问题，而此则是导致在该结合信号的更进一步程序中效能的损失，特别是在其译码期间。

发明内容

本发明系以详细载明藉由一雷克接收器提供等化一数据信道之路径权重的正确计算的方法之目的作为基础，一特别的目标是，考虑到当计算该路径权重时，在将被等化之数据信号中其功率调整的影响，本发明更进一步地目标则是在于提供具有所述特征之装置。

本发明作为基础之目的系可藉由独立权利要求之特征而加以达成。

据此，在根据本发明之一种用于等化经由一进行功率调整之数据信道而加以传输之一数据信号的路径权重计算方法的例子中，至少一未校正路径系于一第一步骤中进行计算，利用以一共同导频信道作为基础而获得之信道评估结果，而在一第二步骤中，未校正之路径权重系进行校正，并系藉由将其乘上一校正因子而变为精确，而该校正因子系包含一数据信道特有增益评估对一以导频信道作为基础之增益评估的比率。

因此，根据本发明之方法系结合了该以导频信道作为基础之增益评估(由于良好之统计学而有高度的正确性)的优点以及使用该校正因子来考虑在该数据信道中功率调整的影响。

当将被传输数据(举例而言，CRC：Cyclic Redundancy Code，循环冗余码)之编码延伸横跨一长许多的时间周期时，特别是二或多帧间隔时(举例而言，在UMTS中，一个帧系覆盖了15个时隙)，功率调整正常地系会以一时隙作为基础，本发明系使得有可能在已经正确地于一个码字符长度中进行加权的该雷克接收器之输出端产生数据符号，即是是当该码字符已经为了具有在该发射器终端之每一个时隙中之不同功率位准的时隙而被进行传输时，因此，更有力的译码算法，例如，对数MAP(Maximum A Posteriori，最大后机率)涡轮译码，系可以被用在从该雷克接收器之该信号路径的下游，最后，已经提到的项目系会造成整个接收器(具有下游数据处理的雷克接收器)的效能获得改善，并且，此系证实对位错误率以及区块错误率有所改善。

根据本发明之方法的一第一较具优势的示范性实施例，该数据信道系为在该UMTS标准中的该共同下行线路信道DSCH，在此DSCH的例子中，相较于，举例而言，DCH，一个相关于权重评估之特殊问题系来自于，其并不包含任何导频字段(包含导频符号的区段)，而是仅具有数据符号，因此，其系原则上不可能在该DSCH信道中评估导频符号(如此之评估本质上亦考虑了功率调整)，DSCH所具有的一更进一步地特殊问题是，该UMTS标准并不以一强制的方式来标准化该功率调整，由于，当以本发明之方法作为基础时，评估该DSCH之该路径权重时并不需要任何专用导频符号，因此，根据本发明之方法系亦可以，特别是，被用于计算DSCH之已经为了功率调整而校正之路径权重。

根据本发明之方法的一第二较具优势的示范性实施例，该数据信道系为一以该UMTS标准作为基础之专用下行线路信道DCH，该UMTS标准明确地载明在该DCH信道中的功率调整，并且，此系经由在该DCH信道中之一TPC(Transmission Power Control，传输功率控制)字段而加以控制，根据本发明之方法所具有之有利的特征是，为了能正确地考虑该功率调整的影响，系不需要使用以在该DCH信道中之该专用导频符号作为基础之已知不正确的权重评估程序。

原则上，根据本发明之方法系可以被用于仅考虑每一个信号的一个传播路径的低复杂度等化，然而，二或多未校正之路径权重系被用于计算在一特殊行动无线小区中的该数据信号的二或多传播路径，并且，此行动无线小区的所有未校正之路径权重系皆被乘上相同之校正因子。此系考虑到在该结合信号(也就是说，由该路径特有信号构件之叠加所形成之该信号)中功率调整的影响。

根据本发明之方法之的一个特别的具有优势的改进点是，该校正因子

且其中， 系为该进行功率调整之数据信道的发射器增益的一已评估数值， 系为该共同导频信道之该发射器增益的一已评估数值，以及

系为在该数据信道上之该噪声变量的一已评估数值。在该校正因子中额外包括的该噪声变量 系确保了“真实的”MRC路径结合。

附图说明

本发明将于接下来的文章中利用两个示范性实施例以及所附图式做为参考而有更详尽的解释，其中：

第1图：其系显示DPCH(Downlink Dedicated PhysicalChannel，下行线路专用实体信道)之数据结构；

第2图：其系显示用以解释根据本发明之一第一示范性实施例，一发射器功率调整以及在信号向量x_C(k)以及x_DSCH(k)上之传输信道之影响的示意图；

第3图：其系显示用以解释根据本发明之一第二示范性实施例，一发射器功率调整以及在信号向量x_C(k)以及x_D(k)上之传输信道之影响的示意图；以及

第4图：其系显示实行用于计算正确因子之信号以及噪声功率评估的示意图。

具体实施方式

根据本发明之方法将于接下来的文章中，以两个例子做为参考而有更详尽的解释，该DSCH之路径权重精确计算(实施例一)以及该DCH之路径权重计算(实施例二)。两个例子皆以UMTS应允之雷克接收器作为基础，然而，根据本发明之方法亦可以被用于在一般第三代或更高世代形式之行动无线系统中的路径权重计算。

为了有助于对第二个示范性实施例的了解，第1图系显示DPCH信道之帧以及一时隙结构，而经由该DPCH信道，DCH运送信道系在该下行线路中进行传输。该帧持续时间系为10毫秒，并且，其系包括15个时隙，字段D、TPC、TFCI、DATA、导频(Pilot)则是在每一个时隙中加以传输。而该等字段D以及DARA系包含以展频编码(spread-coded)数据符号形式呈现的有效荷载数据(payload data)，且这两个数据域位系会形成DPCH(Dedicated Physical Data Channel，专用实体数据信道)信道，该TPC字段则是被用于功率调整，正如先前已经提及，至于该TFCI(Transport Format CombinationIndicator，运送格式结合指示符)字段则是用以将该运送信道之运送格式发送信号至该接收器，而此系为传输帧的基础，该Pilot字段系包含介于4至32个之间的(专用)导频码片，因此，总共一个时隙中会包括有2560个码片，而该码片的时间持续期间(其在UMTS标准中系具体指明为固定的)系因此而为0.26μs。

现在，让我们考虑在下行线路中(从基地台至行动台之下行线路路径)经由M个传播路径的多路径传播，其系假设，在一个符号持续期间所包括之去展频、去扰频、以及整合处理步骤的同步化接收系皆已经加以实行，而该去展频以及去扰频步骤系藉由透过在码片层次之已标准化能量的码序列的增加操作而加以实行，并且，其系相关于一雷克接收之标准操作方法而在每一个雷克指中为了相关连之传播路径而加以实行。在该符号时间持续期间的接续整合系很频繁地亦称为整合及倾印(integrate and dump)，并且，其系为将在一个符号中已同步化、去展频、以及去扰频之码片加起来，而将被相加之码片的数量则是以一已知的方式，藉由在该指中去调变信号构件之接收信道的展频因子SF而加以预先设定，数据系被产生于符号时脉率且在自该整合器之信号路径的下游。而在此方法中所接收之符号序列，其系可以被表示为代表P-CPICH信道之向量x_C(k)，代表DSCH信道之向量xD_SCH(k)，以及代表DCH信道的向量x_D(k)，其中，每一个向量构件系相关于已经经由该等m＝1，...，M个传播路径其中之一进行传输的一序列：

$x_C\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{C;l}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{C;m}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{C;M}\left(k\right)\end{array}\right]$

方程式(1)

$x_{\mathrm{DSCH}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{\mathrm{DSCH};l}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{\mathrm{DSCH};m}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{\mathrm{DSCH};M}\left(k\right)\end{array}\right]$

方程式(2a)

$x_D\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{D;l}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{D;m}\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_{D;M}\left(k\right)\end{array}\right]$

方程式(2b)

该P-CPICH信道之个别向量构件系表示如下：

5  x_C；m(k)＝W_Ca_C；m(k)p_C(k)+n_C；m(k)                        方程式(3)

x_DSCH；m(k)＝W_DSCH a_DSCH；m(k)s_DSCH(k)+n_DSCH；m(k)            方程式(4a)

0 x_D；m(k)＝W_xa_D；m(k)s_x(k)+n_D；m(k)                          方程式(4b)

藉由信道特异性，而真实的增益位准为：

W_C＝W_C，offset W_C，SF                                  方程式(5)

5  W_DSCH＝W_{DSCH，offset} W_PC W_C，SP                    方程式(6a)

W_X＝W_X，offset W_PC W_D，SF  其中 $W_{X,\mathrm{offaet}}=\left[\begin{array}{c}{W}_{D,\mathrm{offset}}\\ W_{\mathrm{TPC},\mathrm{offset}}\\ W_{\mathrm{TFCI},\mathrm{offset}}\\ W_{\mathrm{DATA},\mathrm{offset}}\end{array}\right]$ 方程式(6b)

该路径特有之复合信道系数为a_C；m(k)，a_DSCH；m(k)，a_D；m(k)，该等噪声贡献为n_C；m(k)，n_DSCH；m(k)，n_D；m(k)，该能量标准化导频序列为p_C(k)，该能量标准化DSCH数据符号序列为s_DSCH(k)，以及该能量标准化数据符号，TPC，TFCI，以及数据符号序列s_x(k)＝p_D(k)，s_TPC(k)，s_TFCI(k)，s_DATA(k)，该等权重W_C，offset，W_{DSCH，offset}，W_D，offset系考虑到在该P-CPICH信道中、在该DSCH信道中、以及在该DPCH信道中字段X的发射器增益，至于该等权重W_C，SF，W_DSCH、SF，W_D，SF则是考虑到个别的展频因子，以及该权重W_PC考虑到的则是在该DSCH信道(实施例一)中或是在该DCH信道(实施例二)中的功率调整，W_C以及W_X在一个UMTS槽中系为固定的。在此上下文中，对于W_DSCH并没有任何的假设，这是由于UMTS标准中没有包含相关于该发射器功率调整，也因此没有相关于W_PC，的详细内容。

该DSCH信道(实施例一)系加以考虑，其系仅包括数据符号，则第m个路径之SINRρ_DSCH；m系为：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{DSCH};m}=\frac{S_{\mathrm{DSCH};m}}{N_{\mathrm{DSCH};m}}=\frac{W_{\mathrm{DSCH}}^2|a_{\mathrm{DSCH};m}{|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{DSCH};m}^2}$ 方程式(7a)

其中

W_DSCH＝W_{DSCH，offset} W_PC W_C，SF                 方程式(8a)

在此例子中，S_DSCH；m＝W² _DSCH|a_DSCH；m|²系代表在第m个路径中的数据信号功率，以及N_DSCH；m＝σ² _DSCH；m则是表示在第m个路径中的干扰功率。

若对DATA，该DCH信道之数据域位，进行考虑时，则可得到该第m个路径之该SINRρ_DSCH；m为：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{DATA};m}=\frac{S_{\mathrm{DATA};m}}{N_{\mathrm{DATA};m}}=\frac{W_{\mathrm{DATA}}^2|a_{D;m}{|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{DATA};m}^2}$ 方程式(7b)

其中

W_DATA＝W_{DATA，offset} W_PC W_D，SF                 方程式(8b)

在此例子中，S_DATA；m＝W² _DATA|a_D；m|²系表示在第m个路径中的数据信号功率，以及N_D；m＝σ² _D；m则是表示在第m个路径中的干扰功率。

关于第一个例子，第2图系显示该等复合向量X_C(k)以及X_DSCH(k)的组成。在该发射器中的生产程序系包括分别地依照方程式(3)以及(5)以及依照方程式(4b)以及(8a)之加权个别的符号序列，而此举例说明则乃是以码片序列p_C(k)以及s_DSCH(k)系相关于该码片能量而加以标准化的假设作为基础，也就是说，在每一个码片中的能量系为E_chip＝1。再者，功率设定值W_C，offset以及W_{DSCH，offset}系可以不同，但在下列的文章中，其系被视为随着时间而为固定。用于定义展频增益的该等因子W_C，SF以及W_D，SF系分别地藉由在P-CPICH信道中的该展频因子SF_C以及在该DSCH信道中的展频因子SF_DSCH而加以掌控，也就是说，W_C，SF＝SF_C以及W_D，SF＝SF_DSCH。正如先前已经提及的，该因子W_PC系考虑到该功率调整机制，而此系仅为了DSCH信道加以建构。

在此要提醒的是，在事前，并无法获得有关于该功率设定值W_C，offset以及W_{DSCH，offset}之间的关系的信息。

信道的影响系可藉由一信道脉冲a(k)响应以及一噪声贡献n(k)而加以指明，两个变量系皆以一码片时间作为基础，并藉由指数k作为指示，而表示信道行为的特征，该分别之展频因子SF_C以及SF_D系利用该信道脉冲响应a(k)并藉由过滤每一个向量构件而加以考虑(也就是说，每一个传播路径)，并且，系将其次取样(undersampling)成为该分别展频因子的函数。而该相对应之过滤器h_C(k)以及h_D(k)系有如下之形式：

噪声向量n_C(k)以及n_DSCH(k)系分别藉由乘上SF_C ^1/2或SF_D ^1/2而获得自该信道噪声n(k)，并且，系同样地藉由该相对应展频因子而加以次取样，而且，该等噪声贡献n_C(k)以及n_DSCH(k)分别的结果向量则被额外地分别包括于向量x_C(k)以及x_DSCH(k)之中。

在一类似的举例说明中，第3图系显示相关于实施例二之向量x_C(k)以及x_D(k)的产生，也就是说，经由实体信道DPCH之该DCH运送信道的传输。输入序列p_D(k)、s_TPC(k)、s_TFCI(k)、以及s_Data(k)系皆相关于该码片能量E_Chip＝1而加以标准化，不同的增益设定W_X，offset，X＝D、TPC、TFCI、Data，系可被用于个别的字段，但是，其彼此的关系系为已知，并且，系可在此例子中被视为随着时间而为固定。如与实施例一中之方法一样，以时隙作为基础的该发射器的功率调整系藉由权重W_PC而加以考虑，该信道的影响系类似于在实施例一中的状况(第2图)。

接下来的部分系考虑在该接收器之路径权重计算。

实施例一：在一雷克接收器的例子中，该DSCH数据符号的决定变量z_DSCH(k)(也就是说，来自该结合器的输出变量)系藉由该等路径贡献的所有加总而加以掌控：

$z_{\mathrm{DSCH}}\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{DSCH};m}^{*}\left(k\right)x_{\mathrm{DSCH};m}\left(k\right)$ 方程式(9a)

其中 方程式(10a)

因此，被用于该接收器中的该等权重W_DSCH；m(k)系典型地包括该合成信道系数W_DSCH a_DSCH；m(k)，若“真实的”MRC系加以实行时，则该等权重可得如下：

$W_{\mathrm{DSCH};m}\left(k\right)=\frac{W_{\mathrm{DSCH}}{a}_{\mathrm{DSCH};m}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{DSCH};m}^2}$ 方程式(11a)

因此，在考虑方程式(9a)以及(10a)之后，接下来的式子系作为z_DSCH(k)之结果SINR：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{DSCH}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S_{\mathrm{DSCH};m}}{N_{\mathrm{DSCH};m}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{W_{\mathrm{DSCH}}^2|a_{\mathrm{DSCH};m}{|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{DSCH};m}^2}$ 方程式(12a)

该等路径特有之权重因子W_DSCH；m(k)之根据本发明的计算系以两步骤加以实现。第一步骤系对应于习知技术已知的该P-CPICH信道的基本原理，以用于该等路径权重的评估。

步骤一：步骤一系可以以两种不同的方法实行：

1.1仅具有最大SINRρD_SCH；m’之传播路径m’被用于该决定变量z_DSCH(k)之计算，并且，所有其它的权重系被设定为零，而以该P-CPICH信道作为基础的该信道系数评估W_DSCH；m’(k)＝W_C a_C；m’(k)+ε_Ca_C；m’(k)系被用作为该合成信道系数W_DSCH a_DSCH；m’(k)的评估。

1.2所有的传播路径皆在整个程序中加以考虑。正如1.1的情况，以该PCPICH信道作为基础的该信道系数评估W_DSCH；m(k)＝W_Ca_{C； m}(k)+ε_C；m(k)系被用作为该等合成信道系数W_DSCH a_DSCH；m(k)，m＝1，...，M，的评估。

实施例二的情形如下述：

若仅有在该DPCH信道中的数据构件(字段D、DATA)受到考虑时，则一雷克接收器的该决定变量z_DATA(k)系可藉由所有路径贡献的加权总和而加以掌控：

$z_{\mathrm{DATA}}\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{DATA};m}^{*}\left(k\right)x_{\mathrm{DATA};m}\left(k\right)$ 方程式(9b)

其中

方程式(10b)

于此例子中，被使用的该等权重W_DATA；m(k)，其系典型地包括该合成信道系数W_DATA a_D；m(k)，而若“真实的”MRC系加以实行时，则该等权重可得如下：

$W_{\mathrm{DATA};m}\left(k\right)=\frac{W_{\mathrm{DATA}}{a}_{D;m}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{D;m}^2}$ 方程式(11b)

因此，在考虑方程式(9b)以及(10b)之后，接下来的式子系作为z_DATA(k)之结果SINR：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{DATA}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S_{\mathrm{DATA};m}}{N_{D;m}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{W_{\mathrm{DATA}}^2|a_{D;m}{|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{D;m}^2}$ 方程式(12b)

该等路径特有之权重因子W_DATA；m(k)之根据本发明的计算系以两步骤加以实现。类似于实施例一，下列的两个选择系皆可作为该第一步骤：

1.1仅具有最大SINRρ_DATA；m’之传播路径m’被用于该决定变量z_DATA(k)之计算，并且，所有其它的权重系皆被设定为零，而以该P-CPICH信道作为基础的该信道系数评估W_DATA；m’(k)＝W_C a_C；m’(k)+ε_C；m’(k)系被用作为该合成信道系数W_DATA a_D；m’(k)的评估。

1.2所有的传播路径皆在整个程序中加以考虑。正如1.1的情况，以该PCPICH信道作为基础的该信道系数评估W_DATA；m(k)＝W_C a_{C； m}(k)+ε_C；m(k)系被用作为该等合成信道系数W_DATA a_D；m(k)，m＝1，...，M，的评估。

因此，根据本发明，以该专用导频符号作为基础并且取决于该功率调整的该DCH信道没有任何的评估被实行。

在上述方程式中的项次ε_C；m’(k)，ε_C；m(k)系代表额外的评估错误，其系会产生额外的干扰，并且因此不利地影响该可达成的SINR。

其系已证实，即使该评估错误为零，但用于该步骤一中之以该P-CPICH作为基础之评估路径权重的策略仍具有主要的缺点：分别根据方程式(11a)以及(11b)，则将必须是W_DSCH；m(k)＝W_DSCHa_{DSCH； m}(k)(实施例一)、以及W_DATA；m(k)＝W_DATA a_D；m(k)，然而，该评估程序分别造成W_DSCH；m(k)＝W_C a_C；m(k)(实施例一)以及W_DATA；m(k)＝W_C a_C；m(k)(实施例二)，需要注意的是，该等信道系数a_C；m(k)与a_DSCH；m(k)、以及a_C；m(k)与a_DATA；m(k)系分别被假设为相同，其中该等指数仅表达出，该信道系数一方面来自该PCPICH信道的处理，而另一方面来自该DSCH信道或在该DCH信道中之导频的处理的事实。若分别考虑在实施例一中的方程式(5b)以及(6a)、以及在实施例一二中的方程式(5b)以及(6b)时，则其系可证实，该P-CPICH信道增益W_C＝W_C，offset W_C，SF，其在每一个例子中系藉由该关键因子W_PC而与该DSCH特有之增益W_DSCH＝W_{DSCH， offset} W_DSCH，SF不同，以及与该DPDCH特有W_DATA＝W_{DATA，offset} W_DATA，SF之增益不同。相较于其它的权重因子，W_C，offset、W_{DSCH，offest}、W_{DATA，offset}、W_DSCH，SF、W_C，SF则此因子W_PC系为关键的，由于作为该功率调整权重因子，其系从一个时隙变化至下一个时隙，并因此横跨一个码字符。于在DSCH信道中(实施例一)以及在该DCH信道中进行功率调整的例子中，为了在数据域位D、DATA中更精确，也就是说，该DPDCH信道(实施例二)，此系造成在结合之数据符号中的权重失真。在此例子中，由于藉由该功率调整而加以补偿之衰退影响，W_C对W_DSCH以及W_DATA的比值系于在任何状况下的一个码字符范围内大于10dB的强度等级范围内进行变化。

为了改善以该P-CPICH作为基础之信道评估的效能，在步骤一中所获得之评估结果系在步骤二中额外地加以标准化或校正，因此而克服在步骤一中固有之，一方面，该PCPICH信道以及，另一方面，该DSCH信道或该DCH信道间的增益关系变化受到忽略的缺点。

步骤二：步骤二系依照本发明而考虑，一方面，该PCPICH信道以及，另一方面，该DSCH信道或该DCH信道间的增益关系变化。

实施例一的该等路径权重W_DSCH；m(k)以及实施例二的W_DATA；m(k)，如在步骤一中所评估者，系皆乘以校正因子：

$f=\frac{{\hat{W}}_{\mathrm{DSCH}}}{{\hat{W}}_C}\frac{1}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{DSCH}}^2}$ 方程式(13a)

对实施例一而言，或是校正因子：

$f=\frac{{\hat{W}}_{\mathrm{Data}}}{{\hat{W}}_C}\frac{1}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_D^2}$ 方程式(13a)对实施例二而言。此校正因子的主要构件系为，在功率被调整为以该PCPICH信道作为基础之该增益评估 的信道中之增益评估比率，此比率系会补偿在功率被调整之信道中的功率调整，该信道DSCH之评估增益数值系表示为

以及在该DPDCH信道中该数据特有之功率调整的评估增益数值则表示为 为了符合该MRC原则，该校正因子系亦为可选择地包括在该功率被调整信道上的小区特有噪声变动，在此状况下，实施例一为 而实施例二为

当根据本发明之路径权重校正系以该P-CPICH信道作为基础而进行评估时，其系会考虑到该功率调整之影响，此系表示，该雷克接收器于横跨一码字符(其系覆盖二或多数据帧)之整个长度系总会发射具有正确MRC权重的数据符号，因此，这些数据符号系可以被用于更进一步之数据处理(特别是译码)。

再者，该第二乘积项次(噪声变动)亦使得其有可能考虑到在该校正因子f中随着时间变化的噪声功率位准，以方程式(13a)以及(13b)作为基础。

第4图系显示各种计算以方程式(13b)作为基础之该校正因子f的可能方法，也就是说，对实施例二而言。

在方块1以及2中的噪声评估程序系以在该处所述之式子作为基础，并且，该噪声变动

系可以以此作为基础而加以计算。路径特有之噪声变动系以在方块1中之该P-CPICH信道作为基础而加以评估，在此状况下，K_C系代表在该P-CPICH信道中共同导频符号的数量，指数m系提供该等传播路径、以及该等已分配雷克指m＝1，...，M之指数，z表示一特殊行动无线小区。为了清楚起见，并没有考虑多天线之差役性，因此，多于二或多传输天线的总程序系于在第4图中所有的方程式中受到抑制。

在方块2中，该路径特有噪声变动，正如在方块1中所计算，系以受到考虑之小区z中之所有该M(z)传播路径加以平均，并且，系转变成为考虑该展频因子SF_C＝W_C，SF以及SF_DSCH＝W_D，SF之该功率调整的该噪声评估N_P(z)，由于在该UMTS无线系统中功率调整之必要性，该等方块1以及2系一般而言于任何状况下皆存在于行动无线接收器之中。现在，可以直接将输出变量N_D(z)乘上因子SF_C/SF_D即可获得在方程式(13b)中的变量 该等数据符号D_ATA；m(k)以及该(已过滤信道)专用之导频符号 系通过为一选择切换形式的方块3，该等数据符号x_DATA；m(k)系经由一连结4而被供给至一方块5，以实行在DATA字段中数据符号之所有数量K_Data的路径特有信号平均。

对行动无线小区z而言的信号功率S(z)系在方块6中进行计算。该计算系以依照在该方块6中上半部之方程式的数据符号作为基础而加以实行，也就是说，S(z)＝S_DATA(z)，或者，该信号功率系以依照在该方块6中下半部之方程式的导频符号作为基础而加以实行，也就是说，S(z)＝S_D(z)。

再者，在该P-CPICH信道中的功率系于方块7以及8中进行计算。对行动无线小区z而言的该P-CPICH功率数值系以S_C(z)作为代表，此系首先以方块7中所显示的两个方程式其中之一作为基础，而藉由在方块7中实行一信号平均程序加以完成，上半部的方程式系相关于以所谓的“标准模式”或CLTD(Closed Loop Transmit Diversity，闭回路传输差异)中之导频符号作为基础之平均，而同时，下半部的方程式则是相关于以“标准模式”或CLTD中之数据符号作为基础之平均。在一相对应的方法中，在方块8中上半部的方程式系相关于以导频符号作为基础之P-CPICH功率的功率评估计算，而在方块8中下半部的方程式则是相关于以数据符号作为基础之P-CPICH功率的功率评估计算。在以导频符号作为基础之功率评估例子中，该平均程序系首先加以实行，紧接着一平方程序，而对以数据符号作为基础之功率评估而言，当该平方程序系先实行时，则是紧接着该平均程序。

在该P-CPICH信道中之分别的功率数值S_C(z)系经由连结9而传递至一方块10，此外，其亦经由一连结11而接收在方块6中所计算之已计算信号功率的该等信号功率数值S_D(z)以及S_DATA(z)。正如在方程式(13a)中定义的，该增益比率 ${\hat{W}}_{\mathrm{DATA}}/{\hat{W}}_C\left(z\right)$ 系在该方块10中为了该小区z而加以计算，在方块10中上半部的方程式系相关于以数据符号作为基础之此比率的计算，而下半部的方程式则是相关于以导频符号作为基础之此比率的计算。在此例子中，N_P系带咬在该DPDCH信道中专用导频符号的数量。

在第4图中所举理说明的电路系同样的可以被用于计算在实施例一中该噪声变动 以及该已评估增益比率 ${\hat{W}}_{\mathrm{DSCH}}/{\hat{W}}_C\left(z\right).$ 相较于上述电路之功能，所有的变动系单纯地以数据符号作为基础而加以计算，因此，方块3系被省略，并且，该等符号x _DSCH；m(k)系会被传递下去以作为方块5的输入数据，而该DSCH信道之该展频因子SF_DSCH系被用于方块2中，以取代SF_D，因此，N_DSCH(z)系会取代N_D(z)而进行计算。而在方程式(13a)中所需的该噪声变动

系类似于实施例二而以N_DSCH(z)SF_C/SF_DSCH作为基础而加以计算，该比率 ${\hat{W}}_{\mathrm{DSCH}}/{\hat{W}}_C\left(z\right)$ 则是以在方块10中上半部的方程式而加以决定，其中以 取代

并且，该变动S_DSCH(z)系用于取代S_DATA(z)，以类似于在方块6中上半部之方程式而加以计算。该等P-CPICH功率位准系以数据符号作为基础而加以计算，也就是说，以在方块7以及8中上半部的方程式作为基础。为了避免该等DSCH数据符号的储存贯穿整个时隙，来自最后一个时隙的该等DSCH符号系亦被用于计算付钱所在时隙之校正因子。

这两个例子所具有的共同特征是，藉由使用该校正因子，一个有力的信道评估程序可以以该P-CPICH信道作为基础而加以实行，并且，此信道评估程序系克服了一信道评估程序先前固有的缺点，例如，特别是，在功率调整之有效荷载信道中之变化增益比率被忽略的问题。

在第4图所举例说明的所有计算步骤，与该等未校正路径权重之计算以及藉由该校正因子而对该等未校正路径权重进行之校正，正如在方块10中所计算的一样，系可以加以实行，举例而言，藉由一工作特有的、硬接线的硬件电路，或是藉由一DSP(Digital SignalProcessor，数字信号处理器)。

Claims (6)

1.一种用于在一雷克(RAKE)接收器中等化一数据信号之路径权重的计算方法，其中该数据信号系经由一进行功率调整之数据信道而加以传输，该方法系包括下列步骤：

(a)利用已经以一共同导频信道(CPICH)作为基础而获得之信道评估结果，来计算经由该进行功率调整之数据信道而加以传输的该数据信号的至少一未校正之权重路径；以及

(b)藉由将该至少一未校正路径权重乘上一校正因子而进行该至少一未校正路径权重之校正，其中该校正因子系包含一数据信道特有增益评估对一以导频信道作为基础之增益评估的比率。

2.根据权利要求第1项所述之方法，其特征在于，

该进行功率调整之数据信道系为一以UMTS标准作为基础之共同下行线路信道DSCH。

3.根据权利要求第2项所述之方法，其特征在于，

该进行功率调整之数据信道系为一以UMTS标准作为基础之专用下行线路信道DCH。

4.根据前述权利要求其中之一所述之方法，其特征在于，

--在该步骤(a)中，二或多未校正路径权重系被用于计算在一特定行动无线小区中之该数据信号的二或多传播路径；以及

--在该步骤(b)中，此行动无线小区的所有该等未校正之路径权重系皆被乘上相同之该校正因子。

5.根据前述权利要求其中之一所述之方法，其特征在于，

该校正因子 其中，

系为该进行功率调整之数据信道的发射器增益的一已评估数值，

系为该共同导频信道之该发射器增益的一已评估数值，以及 系为在该进行功率调整之数据信道上之噪声变动的一已评估数值。

6.一种用于在一雷克(RAKE)接收器中等化一数据信号之路径权重的计算装置，其中该信号系经由一进行功率调整之数据信道而加以传输，其系包括：

--一用于计算经由该进行功率调整之数据信道而加以传输的该数据信号的至少一未校正路径权重之装置，其系藉由使用已经以一共同导频信道(CPICH)作为基础而获得之信道评估结果；

--一用于计算一校正因子的装置，其中该校正因子系包含一数据信道特有增益评估对一以导频信道作为基础之增益评估的比率；以及

-一校正该至少一未校正路径权重之装置，其系藉由将该至少一未校正路径权重乘上该校正因子而进行之。

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