CN1454322A - 自适应智能天线处理方法和装置 - Google Patents

Abstract

描述一种用于在接收通信台中实现自适应智能天线处理的方法和装置，所述接收通信台包括天线阵列(103)和用于自适应智能天线处理的装置，所述方法和装置包括确定(605)用于自适应智能天线处理的权矢量。利用本发明可在低SINR环境中、例如在远程用户高速移动因而信号发生衰落的移动环境中工作时提供优势。一方面是混合加权自适应，以具有良好收敛特性的方法、例如在低SINR环境中收敛的方法开始，然后切换到快速收敛的方法、例如以相对较高质量的初始条件开始时。为了处理高移动性，将根据特定突发中的数据确定的权应用于该特定突发。这种权对于后续突发可能不是最佳的。当多个用户在给定信道中时，采用多端口体系结构来跟踪各个单独的远程用户。

Description

自适应智能天线处理方法和装置

发明领域

本发明涉及无线通信系统，具体地说，涉及在具有天线振子阵列和自适应智能天线处理装置的无线通信接收机中确定自适应智能天线处理所用的权。

技术背景

包括具有天线阵列和自适应智能天线处理装置的通信台的无线通信系统是众所周知的。这种通信台有时称为智能天线通信台。当从用户单元接收信号时，各个天线阵列振子所接收的信号由自适应智能天线处理装置组合，从而提供对从特定用户单元接收的信号的估算值。利用包括线性空间处理的智能天线处理，从天线振子接收的各个复值(即包括同相分量I和正交分量Q)信号按加权因子在振幅和相位上进行加权，然后对加权信号求和来提供估算值。这样就可以通过一组复值权来描述自适应智能天线处理装置，每个权对应于一个天线振子。从而可以用m个元素的单个复值矢量来描述这些复值权，其中m是天线振子的数量。这可以扩展到包括时空处理，其中，各个天线振子上的信号不是简单地在振幅和相位上进行加权，而是通过某些复值滤波器进行滤波，通常用于时间均衡。各个滤波器可以通过复值变换函数或卷积函数来描述。这样就可以通过m个复值卷积函数的复值m-矢量来描述所有振子的自适应智能天线处理。

对于确定接收信号的权矢量，已知若干方法。这些方法包括确定用户单元发出的信号的到达方向的方法，以及利用用户单元的空间特征、如空间签名的方法。例如，关于利用到达方向的方法，参见授予Roy等人的题为“空分多址无线通信系统”的美国专利5515378和5642353；关于利用空间签名的方法，参考授予Barratt等人的题为“高效频谱高容量无线通信系统”的美国专利5592490，以及授予Ottersten等人的题为“具有时空处理的高效频谱高容量无线通信系统”的美国专利5828658。所谓的“盲”方法根据信号本身来确定权，而不借助于训练信号—即不确定什么权可以最佳地估算已知的符号序列。这种方法通常利用用户单元发送的信号的某些已知特征来确定要使用的最佳权，具体方式是强制估算值具有这种特性，因此称为特性恢复方法。特性恢复方法又可以分成两组。“部分”特性恢复方法恢复一个或多个通常简单的信号特性，而不是例如通过解调和然后重新调制来完全重构调制的接收信号。“决策引导”(DD)方法通过对接收信号作出符号决策(例如解调)来构造信号的精确副本。

第一组部分恢复方法的一个实例是恒定模数(CM)方法，它适用于采用具有恒定模数的调制方案的通信系统，这些调制方案包括例如调相(PM)、调频(FM)、相移键控(PSK)以及频移键控(FSK)。参见例如J.R.Treichler；M.L.Larimore：“基于恒定模数算法的新处理技术”(IEEE Transactions on Acoustics，Speech，and Signal Processing第ASSP-33卷第2期第420-431页，1985年4月)。其它部分特性恢复技术包括恢复信号的频谱特性、如频谱自相干性的技术。频谱相干恢复技术利用在天线阵列接收的任何信号的已知的频谱相干特性。例如，在某些情况中，可假定信号是循环平稳的，即具有周期自相关函数。其他方法包括恢复高阶统计量，如矩或累积量。参见例如：B.Agee，S.Schell，W.Gardner的“频谱自相干恢复：利用天线阵列实现盲自适应信号抽取的新方法”(Proceedings of the IEEE第78卷第4期，1990年4月)；以及授予Gardner等人的题为“用于通过盲自适应空间滤波来复用通信信号的方法和装置”的美国专利5260968；以及授予Gardner等人的题为“自相干恢复信号抽取装置和方法”的专利5255210。

决策引导方法利用传送的用户单元信号的调制方案是已知的这一事实，并确定生成具有所需调制方案的信号(“参考信号”)的权，如果是由远程用户传送的，则会在阵列中“靠近”实际接收信号的天线振子上生成信号，所述参考信号生成包括作符号决策。关于采用决策引导权确定的系统的介绍，参见例如：Barratt等人的题为“采用天线阵列和空间处理进行决策引导解调的方法和装置”的美国专利申请08/729390(1996年10月11日提交)；以及Petrus等人的题为“采用空间处理的通信台中存在频率偏移的情况下生成参考信号的方法”的09/153110(1998年9月15日)。

众所周知，某些迭代方法，包括部分恢复方法，例如CM方法，即使对于低的信噪比(SNR)、低的信号对干扰脉冲加噪声之比(SINR)以及用户单元高速移动的通信系统中会遇到的高衰落情况，也会收敛。此类方法在这里称为“具有良好收敛特性的迭代权确定方法”。但是，具有良好收敛特性的方法可以采用许多迭代来收敛。例如，CM方法可以采用许多迭代来收敛，而在实际系统中可能无法足够快地收敛。例如，在高度移动性的系统中，最好采用根据当前突发的数据推导出的当前突发的权矢量。这意味着快速计算权，而采用CM方法可能无法实现。另一方面，决策引导方法是在初始条件、如初始信噪比(SNR)和信号对干扰脉冲加噪声之比(SINR)较高或初始权矢量足够接近正确值的情况下快速收敛的一类方法的一个实例。在初始权矢量足够接近正确值的情况下快速收敛的方法在这里称为“快速收敛迭代权确定方法”。快速收敛方法、如DD方法在基于智能天线的通信台中得到日益广泛的使用。当这种方法在所说的低SINR或高衰落情况中失效时，该方法可能不会收敛。这个问题在有许多用户面临高的共信道干扰的通信系统中变得尤为严重，也就是说，当从特定的用户单元接收信号时，来自其它用户单元的常规信道内的信号的干扰很高，在包含若干接收通信台、各通信台与位于其小区内的一组用户单元进行通信的蜂窝系统的情况下，这类其它用户单元是来自于同一小区或相邻小区。

理论上，自适应智能天线处理允许一个以上的通信链路存在于单个“常规”通信信道中，前提是可以在空间上(或空间时间上)分辨共享同一个常规信道的用户单元。常规信道包括频分多址(FDMA)系统中的频道、时分多址(TDMA)系统中的时隙(通常还包括FDMA，所以更精确地说，常规信道是时隙和频隙)，以及码分多址(CDMA)系统中的代码。这样可以说，常规信道被划分成一个或多个“空间”信道，当每个常规信道中存在一个以上的空间信道时，这种复用称为空分多址(SDMA)。此处的SDMA用于指包括每个常规信道具有一个和一个以上的空间信道的自适应智能天线处理。

快速收敛方法、如决策引导方法也会在每个常规信道具有一个以上空间信道的SDMA系统中存在高的共信道干扰的情况下失效。

因此，本领域中需要一种自适应智能天线处理方法，对于每个常规信道具有一个空间信道的SDMA系统和每个常规信道具有多个空间信道的SDMA系统，在低的信号对干扰加噪声之比的环境中或者高衰落环境中，高效率地确定自适应智能天线处理的权。

因此，本领域中需要在低SINR和高衰落情况下表现良好且快速收敛(即通过较少次迭代)的权确定方法。

因此，本领域中需要一种将良好收敛特性与快速收敛特性组合的方法。

因此，本领域中需要一种将良好收敛特性(低SINR时的收敛性)与快速收敛性组合的“盲”方法(即，不采用训练数据的一种方法)。

发明概述

本发明的一个目的是一种将具有良好收敛特性的方法的优点与快速收敛的方法的优点进行组合的权确定方法。

本发明的另一个目的是一种在低SINR和高衰落情况下表现良好而且快速、即在少数迭代中收敛的“盲”权确定方法和装置。

另一个目的是一种自适应智能天线处理方法和装置，它对于每个常规信道具有一个空间信道的SDMA系统，在低的信号对干扰加噪声之比的环境中或高衰落环境中，高效率地确定自适应智能天线处理的权。

另一个目的是一种自适应智能天线处理方法和装置，它对于每个常规信道具有多个空间信道的SDMA系统，在低的信号对干扰加噪声之比的环境中或高衰落环境中，高效率地确定自适应智能天线处理的权。

本发明的另一个目的是一种自适应智能天线处理方法和装置，用以确定在数据的当前突发中使用的自适应智能天线处理的权，通过根据当前突发中的数据确定来使这些权适合于数据的当前突发。

附图简介

从本发明详尽的最佳实施例中会更充分地理解本发明，但是这些实施例不应该理解为将本发明限制于任何特定实施例，而仅仅是为了说明和更好理解的目的。这些实施例又是借助于下列附图来说明的：

图1是多天线收发信机系统的功能框图，其中可以包括根据本发明各方面的接收权确定装置；

图2是包括信号处理器的收发信机的更详尽的框图，当运行一组指令时，实现根据本发明各方面的接收权确定装置；

图3是本发明的权确定方法的一个实施例的流程图；

图4表示本发明的最佳实施例中采用的跟踪参考信号生成器和解调器的框图；

图5A、5B和5C分别表示恒定模数方法、决策引导方法以及根据本发明各方面的混合方法的性能；

图6表示根据本发明的最佳实施例的多端口权确定装置和空间处理器的框图；

图7是本发明的多用户权确定方法的最佳实施例的流程图；

图8说明定时偏移对CM方法性能的影响；以及

图9说明实现本发明的一个方面的装置的框图。

最佳实施例的详细描述

基站的体系结构

最佳实施例的方法和装置是在通信接收机中实现的，具体来说，是在基于PHS的天线阵列通信台(收发信机)中实现的，如图1所示，其中天线阵列中有m个天线振子。在该特定实施例中，m＝4。虽然类似于图1所示的系统可能是先有技术的，但是诸如具有通过编程或硬连线来实现本发明的各方面的要素的图1系统之类的系统不属于先有技术。而且，本发明决不仅限于采用PHS空中接口或TDMA系统，而是任何包括自适应智能天线处理装置的通信接收机。在图1中，发送/接收(“TR”)切换器107连接在m-天线阵列103与发送电子装置113(包括一个或多个发送信号处理器119和m个发射机120)和接收电子装置121(包括m个接收机122和一个或多个接收信号处理器123)之间，以便在处于发射模式时选择性地将天线阵列103的一个或多个单元连接到发送电子装置113，在处于接收模式时选择性地将天线阵列103的一个或多个单元连接到接收电子装置121。切换器107的两种可能的实现是频分双工(FDD)系统中的频率双工器和时分双工(TDD)系统中的定时开关。本发明的PHS最佳实施例采用TDD。发射机120和接收机122可以采用模拟电子装置、数字电子装置或二者的组合来实现。最佳实施例的接收机122生成馈送至一个或多个信号处理器123的数字化信号。信号处理器119和123可以是静态的(始终是相同的)、动态的(根据期望的方向性改变)或智能的(根据接收的信号改变)，在最佳实施例中为自适应的。信号处理器119和123可以是同一个或多个针对接收和发送进行不同编程的DSP装置，或者不同的DSP装置，或者对于一些功能用不同装置，对于另一些功能用相同装置。

应当指出，虽然图1表示其中使用相同天线振子来接收和发送的收发信机，但是显然还可以用独立天线来接收和发射，仅接收或仅发射或者即接收又发射均可以包含自适应智能天线处理。

例如无线电工业和商业协会(ARIB，日本)主要标准的版本2、RCRSTD-28中所述的个人手持电话系统(PHS)，以及PHS谅解备忘录组的技术标准(PHS MoU-参见hrrp：//www.phsmou.or.jp)中所述的变型，均为具有实际时分双工(TDD)的8时隙时分多址(TDMA)系统。因此，8个时隙被划分成4个发送(TX)时隙和4个接收(RX)时隙。这意味着，对于任何一个具体信道，接收频率与发射频率都相同。这还意味着互易性，即，假定接收时隙和发送时隙之间的用户单元的移动最小，下行链路(从基站到用户的远程终端)和上行链路(从用户的远程终端到基站)所用的传播路径完全相同。最佳实施例中所采用的PHS系统的频带是1895-1918.1MHz。8个时隙中每个长为625微秒。PHS系统具有在其上进行呼叫初始化的控制信道所用的专用频率和时隙。一旦建立链路，该呼叫就转到用于常规通信的业务信道。通信以称为全速率的32千比特每秒(kbps)的速率在任何信道中进行。低于全速率的通信也是可行的，对于本领域的技术人员来说，应该清楚如何修改这里所述的实施例以结合低于全速率的通信。

在最佳实施例中采用的PHS中，“突发”被定义为单个时隙期间通过空中发射或接收的有限持续时间的RF信号。“组”被定义为一组的4个TX时隙和4个RX时隙。一组总是从第一个TX时隙开始，它的持续时间为8×0.625＝5微秒。

PHS系统采用基带信号的π/4差分四相(或正交)相移键控(/4DQPSK)调制。波特率为192千波特。即，每秒有192000个符号。

图2表示更详细、但仍简化过的PHS基站的框图，其中包括自适应智能天线处理，并且其上实现了本发明的实施例。再者，虽然具有类似于图2所示的结构的系统可能是先有技术，但是诸如具有经过编程或硬连线来实现本发明的方面的元件的图2系统之类的系统不属于先有技术。在图2中，采用了多个m天线103，其中m＝4。也可以采用更多或更少的天线振子。天线的输出连接到双工器切换器107，在此TDD系统中，它是定时开关。当接收时，天线输出通过切换器107连接到接收机205，由RF接收机模块205以模拟方式从载波频率(约1.9GHz)向下混频到中频(“IF”)。然后由模数转换器(“ADC”)209将此信号数字化(抽样)。然后由数字下变频器213进行数字下变频，从而生成四倍过抽样的复值(同相I和正交Q)抽样信号。这样，元件205、209和213对应于图1的接收机122。对于m个接收时隙中的每一个，来自m个天线的m个下变频输出被馈送到数字信号处理器(DSP)装置217(下文称为“时隙处理器”)，以供进一步处理。在最佳实施例中，采用商用DSP装置作为时隙处理器，每个接收时隙有一个DSP。

时隙处理器217执行包括如下的多种功能：接收信号功率监视，频率偏移估算/校正和时间偏移估算/校正、包括采用根据本发明的一个方面的方法确定各个天线振子的权以确定来自特定远程用户的信号的智能天线处理以及所确定信号的解调。

时隙处理器217的输出是对应于m(＝4)个接收时隙中每一个的解调数据突发。此数据被发送到主要功能是控制系统的全部元件并与更高层处理配合的主DSP处理器231，所述更高层处理是处理PHS通信协议中定义的所有不同控制和业务通信信道中通信需要什么信号。在最佳实施例中，主DSP 231也是商用DSP设备。此外，时隙处理器将确定的接收权发送到主DSP 231。

RF控制器233与框245所示的RF系统相联接，还生成一些RF系统和调制解调器都使用的定时信号。RF控制器233从主DSP 231接收它的关于每个突发的定时参数和其它设置。

发送控制器/调制器237从主DSP 231接收发送数据。发送控制器利用此数据来生成要发送到RF发射(TX)模块245的模拟IF输出。发送控制器/调制器237执行的特定操作包括将数据比特转换成复值π/4 DQPSK调制信号，上变频至IF频率，按主DSP 231获得的复值发送权进行加权，以及利用数模转换器(“DAC”)将信号转换成要发送到发射模块245的模拟发射波形。发射模块245将信号上变频至发射频率并放大这些信号。放大的发射信号输出通过双工器/定时开关107与m个天线103耦合。

符号

采用如下符号。假设有m个天线振子(最佳实施例中m＝4)以及z₁(t)、z₂(t)、…z_m(t)分别是下变频之后、即基带中并且抽样(在最佳实施例中为四倍过抽样)之后、第一、第二、…第m个天线振子的复值响应(即具有同相I和正交Q分量)。在上述符号中，但对于本发明并非必需的，t是离散的。这些m时间抽样量可以由单个m-矢量z(t)表示，其中笫i行的z(t)是z_i(t)。对于每个突发，收集有限数量的、比如说N个样值，使得z₁(t)、z₂(t)、…z_m(t)可以各表示为N行矢量并且z(t)可以由m×N的矩阵Z表示。在下文的详细描述中，省去结合有限数目的样值的细节，对于本领域的技术人员来说，应该清楚如何包括这些细节。

假设多个信号从若干、比如说N_s个远程用户发送到基站。具体来说，假设所涉及的用户单元发射信号s(t)。自适应智能天线处理包括对接收信号z₁(t)、z₂(t)、…z_m(t)的I值和Q值进行特定组合，以便抽取发射信号s(t)的估算值。这些权可以由对应于特定用户单元的接收权矢量来表示，表示为具有第i个元素w_ri的复值权矢量w_r。则所发送信号的估算值为： $\hat{s}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{ri}}^{\′}{z}_i\left(t\right)=w_r^{H}z\left(t\right).....\left(1\right)$

其中w_ri′是w_ri的复共轭，而w_r ^H是接收权矢量w_r的厄密转置(即，转置和复共轭)。在包括时空处理的实施例中，接收权矢量中的各个元素是时间的函数，所以权矢量可表示为具有第i个元素w_ri(t)的w_r(t)。则该信号的估算值可表示为： $\hat{s}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{ri}}^{\′}\left(t\right)*z_i\left(t\right).........\left(2\right)$ 其中运算符“^*”是卷积运算。时空处理例如将时间均衡与空间处理组合，对于宽带信号特别有用。利用时空处理形成信号的估算值，可以等效地在频域(傅立叶变换)中进行。 、z_i(t)以及w_ri(t)的频域表示分别为

、Z_i(k)以及W_i(k)，其中k是离散频率值， $\hat{S}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{ri}}^{\′}\left(k\right)Z_i\left(k\right).........\left(3\right)$

利用时空处理，公式(2)的卷积运算通常是有限的且对抽样数据执行，相当于利用具有有限数量的均衡器抽头的时域均衡器将空间处理与时间均衡组合。即，每个w_ri(t)具有有限数目的t值，相当于在频域中，每个W_i(k)具有有限数目的k值。如果卷积函数w_ri(t)的长度是n，则不确定复值m-权矢量w_r，而是确定复值m×n矩阵W_r，它的列是w_r(t)的n个值。

在其余的描述中，只要提及复值接收权矢量w_r或它的元素，则应理解为，这可用于空间处理或者广义地结合如上所述的时空处理以确定权矩阵W_r。因此，空间处理和时空处理在此处都称为自适应智能天线处理。

确定空间的权

确定用于自适应智能天线处理的权的“盲”方法是不需要重构训练数据。本发明的方法，与大多数盲方法类似，利用始发信号的格式的一些知识并将输出信号限制为具有一个或多个已知输入信号特性。特性可以是振幅特性或者某些统计特性、如熵或循环平稳性、正确的调制方案，或重构精确的副本。此类方法有时称为“特性恢复”。

具有良好收敛特性的方法

具有良好收敛特性的方法包括部分特性恢复方法：通过确定比特流和重构信号再现一个或多个特性而不尝试再现精确复制的一些方法。此类方法中包括保存信号的振幅(模)、熵以及频谱相干性(例如循环稳定性)的方法。

恒定模数(CM)方法是一种非常简单且有效的技术，它适用于通过得到恒定振幅信号的方案调制的信号。这些包括所有形式的相位和频率调制，包括最佳实施例中采用的PHS系统的差分相移键控调制。如下所述，CM方法还适用于非恒定模数信号。CM方法确定满足下列条件的权：a)恢复信号的恒定振幅(恒定模数)特性，以及b)生成信号，如果是由远程用户发射的，应该在阵列中“靠近”实际接收的信号的天线振子处生成信号。由于干扰、衰落以及那些调制方案中的定时偏移，可能引入振幅变化，在调制方案中恒定模数特性取决于精确的定时偏移校正，包括例如恒定模数特性只保持在波特点上的最佳实施例的DQPSK调制方案。在存在共信道干扰的情况下，CM方法往往拾取最强信号，而无论这是所需信号还是共信道干扰。即使所需信号的强度只比任何干扰信号的强度大0.5dB，CM方法仍会正确地拾取最强、也就是所需的信号。即，CM方法具有非常好的收敛特性。

CM方法有许多变型。它们通常使通用形式的成本函数最小化： $J_{p,q}=E\left\{{[{\left|s_{\mathrm{ref}}\left(t\right)\right|}^p-1]}^q\right\}........\left(4\right)$

其中E(.)表示统计期望值运算，p和q是正整数，一般为1或2。显然对于本领域的技术人员来说，在实践中，该统计运算被替换为某种样值取平均值或累积的形式(例如，通过对最佳实施例中为突发中所有样值的子集的样值集求和)。再者，显然可以在公式(4)的成本函数中添加更多项，这不超出本发明范围。例如，可以添加一项来限制权矢量的大小。关于具有这种添加项的成本函数(非CM成本函数)的例子，参见上述引用的美国专利申请08/729390。信号s_ref(t)是该成本函数中采用的归一化副本信号(称为“参考信号”)。即，用于确定权的参考信号是随后被归一化的接收天线信号的加权和。权的确定是确定使公式(4)中的成本函数最小化的权集合。

CM方法还适用于非恒定模数信号。例如，参见J.Lundell和B.Widrow：“恒定模数自适应波束成形装置在恒定和非恒定模数信号上的应用”[Proceedings，1988 Asilomar Conference on Signals，Systemsand Computers(ACSSC-1988)，第432-436页，1988年]。Lundell和Widrow采用成本函数，如p＝q＝2时的公式(4)(这称为2-2 CM方法)，说明利用这种2-2 CM方法可以恢复任何恒定和非恒定模数信号，只要第四矩与第二矩的平方之比(该比率称为峰态)低于2即可。例如，众所周知，M-正交调幅信号(M-QAM)具有约为1.4-1.2/(M-1)的峰态，因此任何QAM信号的峰态始终小于1.4。所以CM方法适用于这种信号。

具有好的收敛特性的特定方法、CM方法的至少一个迭代用于最佳实施例中，CM方法的实现在公式(4)中采用p为1而q为2的值。当将本发明应用于非恒定模数信号且采用CM方法时，也可以采用p和q的其它值，例如p＝q＝2。最佳实现还可以是基于决的方法。即，对天线接收信号的块进行加权，并利用此数据决来确定权。块是突发中的样值的子集。具体来说，最好采用120个PHS突发符号的75个样值，其中这75个符号在PHS突发中间的净荷中。利用净荷中的数据有利地确保了对任一个远程用户的权计算所用的数据不同于另一个用户单元所用的数据。在PHS突发中最多有88个这种净荷样值。

当p＝1和q＝2时，此方法称为最小平方恒定模数方法，包括以下步骤：

1.将权矢量初始化。例如，采用W_r，initial＝[100…0]，其中x′表示x的转置。在改进的实施例中，采用Z的最大奇异值所对应的R_ZZ＝ZZ^H的最大本征矢量。在再一个实施例中，采用从前一突发得出的权矢量；

2.对于所涉及的样值，执行复制信号和归一化： $s_{\mathrm{ref}}\left(t\right)=w_r^{H}z\left(t\right)/\left|w_r^{H}z\left(t\right)\right|;........\left(5\right)$

3.利用最小二乘法计算权矢量w_r。即， $w_r=\arg \underset{w_r}{\min }\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(s_{\mathrm{ref}}\left(t\right)-w_r^{H}z\left(t\right))}^2.......\left(6\right)$

其中N是计算中所用样值的数目。公式(6)的解为： $w_r=R_{\mathrm{zz}}^{-1}{r}_{\mathrm{zs}}......\left(7\right)$

其中R_ZZ＝ZZ^H， $r_{\mathrm{zs}}=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(t\right)s_{\mathrm{ref}}^{\′}\left(t\right)$ ；而N是所用样值的数目；以及

4.重复步骤2和步骤3，直到达到收敛为此。

应当指出，在步骤3的计算中，实际上，整体换算因子是不重要的。最好将所有权的换算因子以组合方式作为增益运用于系统。

应当指出，CM方法可以扩展到时空处理。一个众所周知的方法采用2-2 CM方法，表明在通常满足实际情况的某种假设下，用于时空权确定的CM方法(即，用于权矩阵确定)必定会收敛。参见C.B.Papadias和A.Paulraj的用于SDMA系统的时空恒定模数算法(Proceedings，IEEE 46th Vehicular Technology Conference，笫86-90页，1996年)，但是该方法不是基于块数据的。但是，可以通过依据不同大小的矩阵和矢量重新表述问题，从而为根据权矩阵的时空处理容易地修改空间权确定方法。对于整个说明，假设m是天线振子的个数，N是样值的个数。令n为每个天线振子的时间均衡器抽头的个数。可以将(m×N)接收信号矩阵Z的每行N个样值的矢量重写为n行的第一行的偏移版本，从而生成大小为(mn×N)的接收信号矩阵Z，当自左乘以大小为(mn×1)的权矢量的厄密转置时，生成N个样值的估算接收信号行矢量。因此，已经将时空问题重新表述为权矢量确定问题。对于CM方法，公式(7)中，例如，权矢量是大小为(mn×1)的“长”权矢量，R_ZZ是大小为(mn×mn)的矩阵，以及r_ZS是大小为(mn×1)的长矢量。重新排列项提供了所需要的(m×n)权矩阵。

因为在最佳实施例中，为了保持CM特性，抽样的数据需要大致在波特上(on-baud)，在执行步骤2时，进行定时偏移估算和校正，在此情况中，可以包括在时间上抽样并内插，由于从天线阵列103的各个天线振子接收的信号的样值是过抽样的并且可包括一些定时偏移。因此，公式(5)和公式(7)中的变量t表示样值的大约在波特上的时间。显然且如上面引用的美国专利申请09/153110中所述，可以在信号复制运算之前对m个信号执行定时偏移估算/校正(可包括抽样/内插)，或者也可以在信号复制运算之后执行。

已经执行模拟来确定定时偏移/波特点估算的精确水平。图8表示了结果。在此模拟中，在不刚好在波特点上对信号抽样、而是与理想波特点偏移了一些定时偏移的情况下，计算利用CM权获得的输出SINR，其中定时偏移按波特的1/8的步长在-1/2至+1/2波特之间变动。结果表明，即使对于按±1/8波特的信号偏移，输出SINR也仅降低0.6dB。虽然此数字是针对所示的测试实例，但结论是，CM方法的定时偏移校正的精度不需要很高。因此，可以采用简单方法来进行偏移校正/抽样/内插，以便生成波特大约对准的样值。

还应指出，过抽样信号的定时偏移校正(包括抽样/内插)可能并非是所有具有恒定模数特性的调制方案所必需的。例如，“泛欧数字无绳电信”(DECT)标准和“全球移动通信系统”(GSM)标准采用始终具有恒定模数的高斯最小频移键控(GMSK)信号，所以对于那些实例中的CM方法，定时偏移校正是不需要的。

最小平方CM权确定方法的实现相当简单。因为不进行解调，所以不需要频率偏移估算和校正以及解调。在本发明的一个实施例中，虽然是不需要的，当实现CM方法时，仍执行频率偏移校正。诸如恒定模数方法的简单特性恢复方法的一个额外特征是，即使信号对干扰加噪声之比(SINR)的值很低，也会出现收敛。

具有良好收敛特性的方法、如简单特性恢复方法的主要缺点是它们可能会进行许多迭代才收敛。在通常的系统中，处理能力、如DSP的处理能力极其有限，因此，例如为了利用当前突发内的权矢量，在特定量的时间内采用CM方法可能不会出现收敛。

快速收敛方法

不同于部分特性恢复方法，快速收敛方法、如决策引导方法收敛得非常快。利用决策引导方法，恢复的特性是具有正确调制方案的始发信号的完整复制。即，信号复制运算、如公式(1)估算接收信号，解调该信号并构造具有正确比特流的参考信号。为了顺利进行，构造参考信号时需要对任何频率和定时偏移进行校正。正确的权生成逼近发送信号的参考信号。该方案可以包含一个或多个迭代以获得“最佳”权。虽然定时偏移校正(包括任何抽样)和频率偏移校正下面表示为在信号复制运算之后出现，但是显然其中一个或多个可以在信号复制运算之前进行。有关信号复制之前和之后进行的这些运算的实例以及决策引导方法的详细描述，参见上面引用的共同拥有的美国专利申请08/729390和09/153110。当采用最小二乘方准则时，通常的方法包括如下步骤：

1.使权矢量初始化。例如，采用W_r，initial＝[100…0]，其中x′表示x的转置。在改进的实施例中，采用对应于最大奇异值的R_ZZ＝ZZ^H的奇异矢量。在再一个实施例中，采用从前一个突发得出的权矢量。如下所述，本发明的一个方面包括在采用部分特性方法之后采用决策引导方法。在这种情况下，当在本发明的任何一个实施例中实现时，采用最后得到的权矢量(即，采用部分特性恢复方法)；

2.执行信号复制 $s\left(t\right)=w_r^{H}z\left(t\right).........\left(8\right)$ 如果样值是最初过抽样的，则随后进行抽样/内插(在另一个方案中，抽样/内插可以在复制信号运算之前进行)；

3.估算定时和频率偏移以产生具有正确定时和频率偏移的信号；

4.通过作出符号决策(即，解调)，使得s_ref(t)具有正确比特流和相同的调制方案，并具有与从特定用户发射到接收机的信号相同的定时和频率偏移，从而确定参考信号s_ref(t)；

5.通过超过w_r的最小平方最小化来计算权矢量。即， $w_r=\arg \underset{w_r}{\min }\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|s_{\mathrm{ref}}\left(t\right)-w_r^{H}z\left(t\right)|}^2.....\left(9\right)$

它的解是， $w_r=R_{\mathrm{ZZ}}^{-1}{r}_{\mathrm{ZS}}.......\left(10\right)$

其中R_ZZ＝ZZ^H和 $r_{\mathrm{ZS}}=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(t\right)s_{\mathrm{ref}}^{\′}\left(t\right)$ ；以及

6.重复步骤2、3、4和5，直到达到收敛为止。

应当指出，步骤2、3和4需要就频率和定时偏移来校正信号，以便在步骤4作出正确的解调决策，同时步骤5通常需要重新引入正确的频率和定时偏移，使得成本函数中的参考信号和复制信号具有相同的定时和频率偏移。还要指出，公式(9)的最小化还可以包括其它项、比如权矢量的加权范数项，以便对权矢量的范数设置约束，如上面对CM实例的说明以及上面引用的美国申请08/729390中的论述。还可参见上面引用的共同拥有的美国专利申请08/729390和09/153110，以便获取如何确定参考信号(步骤(4))的详细说明。下面还将借助图4对此进行说明。

应当指出，决策引导方法可容易地扩展而用于确定时空处理的权矩阵，例如，如上所述为CM方法重新安排一些项，以及通过本领域的技术人员熟知的其它方法。因此，本发明还包括用于确定时空处理的权矢量和权矩阵的方法。

因此，决策引导方法再现假定发射到接收机的信号的精确副本，而部分特性恢复方法再现一个或多个简单特性，比如正确的振幅。决策引导系统进行得非常好，而且在相当高SINR的环境中经过非常少的迭代就收敛。但是，这些方法对初始条件敏感，当初始SINR很低时甚至无法收敛。这在高移动性蜂窝系统和呈现衰落的其它系统中是常见的。

应当指出，CM方法的迭代通常在计算上比决策引导方法的迭代成本低，因为不需要频率偏移校正或解调。

最佳方法：单用户

本发明的一个方面是一种权确定方法，其中包括执行具有良好收敛特性的迭代权确定方法(诸如部分特性恢复方法，最好是CM方法)的N₁个迭代，与快速收敛方法组合并且随后执行快速收敛方法(诸如决策引导方法)的第二种个数N₂的迭代，以便获得良好收敛特性与快速收敛的优点。N₁个CM迭代使决策引导方法的N₂个迭代的开始条件处于决策引导方法的快速收敛最有可能的范围。最佳实施例采用决策引导方法的一个迭代(N₂＝1)，而另一种实现方案采用两个迭代(N₂＝2)。此方法可以重新描述为执行具有良好收敛特性的迭代权确定方法的迭代，直到满足切换准则为止，然后，从利用具有良好收敛特性的方法获得的权开始，执行快速收敛方法的若干次迭代。在一个实例中，该切换准则是明确定义的迭代个数N₁。在另一个最佳实施例中，N₁不是明确指定的。相反，切换准则是复制信号的SINR阈值，当SINR估算值等于或超过阈值时，向决策引导方法进行切换。这样，利用了足够个数N₁的CM迭代，以便获得足以确保仅使用N₂个进一步迭代就使决策引导方法收敛的SINR。

可以采用许多确定SINR估算值的方法。在最佳实施例中，所用方法如Yun的题为“智能天线通信系统的利用信号质量估算的功率控制”的美国专利申请09/020049所述(1998年2月6日提交)。现在说明信号质量估算方法的实现。

以N表示要用于估算的突发的样值数。首先通过将同相和正交信号(信号s(t)的实部和虚部)的平方求和来抽取抽样模数信息。然后用期望运算的那些数目的样值的平均值来确定平均功率和平均平方功率。 $\stackrel{\‾}{R^2}=\frac{1}{N}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{I}^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right)...........\left(11\right)$ $\stackrel{\‾}{R^4}=\frac{1}{N}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(I^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right))}^2.............\left(12\right)$

应当指出，一旦确定了瞬时功率R²(t)＝I²(t)+Q²(t)，确定平方功率R⁴(t)＝[R²(t)]²只需要对每个样值进行单个附加乘法运算，而且确定估算的信号对干扰加噪声之比，最好使用至多一次平方根运算，采用 $\mathrm{SINR}=\sqrt{2-\stackrel{\‾}{R^4}/{\left(\stackrel{\‾}{R^2}\right)}^2}/1-\sqrt{2-\stackrel{\‾}{R^4}/{\left(\stackrel{\‾}{R^2}\right)}^2}.........\left(12\right)$ $=\frac{A-\sqrt{A}}{1-A},$ 其中比值 $\stackrel{\‾}{R^4}/{\left(\stackrel{\‾}{R^2}\right)}^2$ 和数量A有时均称为峰态。这个信号质量估算的最佳实施例对频率偏移不敏感，所以它是一种与也对频率偏移不敏感的CM方法配合使用的特别有吸引力的方法。

在本发明的另一种实现中，还可以采用其它确定后复制运算信号的质量的方法。

图3的流程图中说明对单个用户确定权的方法。在303形成初始权矢量。它可以是[100…0]，或者在改进的实施例中，采用对应于最大奇异值的R_ZZ＝ZZ^H的奇异矢量。在又一个实施例中，采用前一突发中的权矢量。现在根据公式(1)执行复制运算305，但是在最佳实施例中，只采用突发的中间部分，最好只采用突发中间的净荷部分中的75个符号(300个样值)。在307就定时偏移来校正输出。可以采用任何定时偏移校正方法。正如上面讨论的，定时偏移校正不需要非常精确。最佳方法是如上面引用的美国专利申请09/153110中所述的方法。可以将复制运算和定时偏移校正运算进行组合。任何必要的抽样和内插都是定时偏移校正运算中固有的，但是图3中未明示，所以步骤307之后，该数据包括大约位于来自当前突发中间的75个符号的波特点的75个复值(I和Q)样值。在309最好采用如上所述的峰态估算所复制信号的SINR。在步骤311，判断SINR是否超过阈值SNR。如果没有，则在步骤313，使用上述公式(6)和公式(7)所描述的最小平方成本函数准则执行恒定模数方法的迭代。然后该方法返回到步骤305的复制运算以进行另一个迭代。另一方面，如果在步骤311判断已超过SINR阈值，在步骤315和317，执行决策引导方法的N₂个迭代，包括在315的频率偏移校正。可以采用任何频率偏移校正方法，最佳方法是上面引用的美国专利申请09/153110中所述的方法。同样地，对于决策引导自适应，包括生成参考信号，可以采用任何方法，最佳实施例采用上面引用的美国专利申请09/153110所述的方法。当确定了权时，在最佳实施例中，只采用每个突发中的样值子集。因此，现在在复制运算和解调步骤318中对整个突发采用最终确定的权矢量。在本实施例中，步骤318包括定时和频率偏移确定和校正以及解调，最好采用图4所述的体系结构。决策引导的自适应的输出是信号319。

作为步骤317的决策引导的自适应的一部分(采用突发数据的一部分)且用于在步骤318解调所有突发数据的参考信号生成的最佳实施例最好是采用一种参考信号生成体系结构和方法，它包括跟踪机制(最好样值到样值)，通过将理想地超前于前一个参考信号样值的信号的相位松弛到同一样值点上的复制信号的相位，形成样值点上参考信号的相位，复制信号是根据接收的天线信号形成的。通过如下步骤在每个样值点上构造参考信号：在同一个样值点上根据复制信号构造理想信号样值，所述理想信号样值具有根据该同一样值点上的复制信号确定的相位，且在初始符号点上的理想信号样值的相位被设为初始理想信号相位，然后将理想信号样值的相位松弛到复制信号样值的相位以得出参考信号的相位。理想信号的相位是根据为其确定了相位的前一样值点上的参考信号的相位以及基于复制信号的决策确定的。在一种实现中，参考信号按正向时间方向确定，而在另一种实现中，参考信号样值按反向时间方向确定。在一个方案中，将理想信号样值的相位松弛到复制信号的相位b_N(n)的步骤对应于添加复制信号相位和理想信号相位之差的滤波后的版本。在另一个方案中，将理想信号样值的相位松弛到复制信号的相位的步骤对应于通过将复制信号和理想信号之差的滤波后版本添加到理想信号样值来形成参考信号样值。

现在借助图4以/4 DQPSK PHS信号为例对此进行详细说明。对于本领域的技术人员来说，显然可以进行修改而得到其它调制方案。相位检测器单元403检测复制信号401(已对定时和频率偏移进行了校正)与前一个参考信号417之间的相位差405。相位差信号405被馈送到限幅器407以生成决策相位差419。/4 DQPSK的正确相位差是(2i-1)/4，i＝1、2、3或4，并且是前一个参考信号样值与理想信号之间的相位差。在方框409，从实际相位差405减去它，生成误差信号411。此误差信号在滤波器413滤波，生成滤波后的误差信号415。它是用于将相位差419调整到更靠近实际相位差405的滤波后的误差信号。然后在频率合成器/相位累积器423中利用该校正的相位差421来生成参考信号429。它是相位检测器403使用的参考信号429的前一个抽样值417，所以这些信号之间表示了单位时间延迟425。信号430的符号(N₂个迭代之后的信号319)由方框427确定。在数学上，如果b_R(t)表示波特点t上的参考信号复数样值而且表示相位，则对相位累积器423的输入b_R(t)-b_R(t-1)为：

filter{d_ideal(n)-decide{d_ideal(n)}}+decide{d_ideal(n)}，其中decide{d_ideal(n)}是限幅器407的输出，而且对于/4 DQPSK，等于(2i-1)/4，i＝1、2、3或4。此处，“理想”复值样值点b_ideal(t)被定义为：

b_ideal(0)＝b_R(0)＝b(0)，其中b(t)是输入信号401的样值，而d_ideal(t)是当前输入样值和前一个参考信号样值之间的相位差： $d_{\mathrm{ideal}}\left(t\right)=b\left(t\right)-b_R(t-1)=b\left(t\right)b_R^{*}(t-1)],$

其中^*表示复共轭。“理想”信号是相位超前一个理想量的参考信号，所述量取决于根据d_ideal(t)作出的决策。也就是说，

b_ideal(t)＝b_R(t-1)+(2i-1)/4，i＝1、2、3或4。要得到此参考信号，现在将b_ideal(t)的相位松弛到b(t)的相位，具体是通过对量[b(t)-b_ideal(t)]、即b(t)和b_ideal(t)之间的相位误差进行滤波，并将滤波后的量加到b_ideal(t)的相位。另一个实施例对量(b(t)-b_ideal(t))而不是相位差进行滤波。滤波器最好是比例常数。还可以采用高阶滤波器。数学上，在一个实施例中，

b_R(t)＝b_ideal(t)+filter{b(t)-b_ideal(t)}，而在另一个实施例中，可以将图4的体系结构稍微修改以采用

b_R(t)＝b_ideal(t)+filter{b(t)-b_ideal(t)}

在最佳实施例中，图3的流程图的方法包括跟踪参考信号生成器，它是以作为信号处理器(DSP)装置的时隙处理器217所用的指令集的形式来实现的。

对于所述系统执行图3的方法的模拟，但初始权矢量、R_ZZ＝ZZ^H的本征矢量对应于最大本征值。对于具有四个天线振子的图2的PHS基站执行模拟。各个天线的输入信号具有的信噪比(SNR)为11.9dB。输入载干比(CIR)是1.1dB，对应于0.8dB的初始复制信号SINR。虽然常规的PHS突发具有120个符号，但是仅用中央的75个符号来进行权计算。所有计算均使用MATLAB环境(MathworksInc.，Natick，MA)以离线方式执行。图5A、5B和5C表示出结果，其中比较了决策引导方法、最小平方CM方法以及本发明的组合方法在低SINR条件下(在此情况中，利用初始权矢量的第一复制运算之后的复制后SINR约为0.8dB)的收敛特性。利用SINR估算法测量并绘制每个迭代之后的输出SINR(dB)。所显示的第一个SINR值是在利用初始权矢量(R_ZZ的第一个奇异矢量)的复制运算之后估算SINR时。这对于所有三种方法都是一样的。如图5A所示，甚至10个迭代之后，决策引导方法也不收敛。图5B表明CM方法收敛很慢，且输出(估算的)SINR不断地随迭代进行而增大。最佳的SINR是18dB，而CM方法需要采用10个以上的迭代才收敛到此最佳值。图5C表明本发明的方法以7.5dB的切换输出SINR阈值来工作。应指出，此结果开始与图5B的完全一致，但是向决策引导方法切换之后发散(切换之后以虚线表示图5B的结果)。决策引导方法开始后，仅2个决策引导方法的迭代之后，该方法就达到最佳SINR，甚至仅一个决策引导方法的迭代之后就非常接近该最佳值。总之，图3的流程图的方法在5个迭代以内收敛，而如果仅采用CM方法则要超过10个迭代。

多端口体系结构

当小区内和小区外有多个、比如说N_s个用户单元在相同的常规信道中(即共信道用户)时，本发明的最佳实施例采用多端口体系结构，每个“端口”分别形成复制信号，并跟踪N_s用户单元中的单个单元，因此任一个端口的用户单元成为其余N_s个用户单元及其对应端口的共信道干扰。所以仅仅跟踪具有在天线振子接收的高于一定噪声层的信号分量的共信道用户。可以估算这种用户的数量。给定任一个突发(矩阵Z)，可以检验R_ZZ＝ZZ^H的本征值并可以执行一阶估算。还可以采用任意阶估算方法。例如，众所周知的有Rissanen最小描述长度(MDL)标准或者Akaike信息论标准。有关确定有效共信道用户的数量的技术的概论，参见Rias Muhamed和T.S.Rappaport所著“利用天线阵列的到达方向估算”的第3.8节[技术报告MPRG-TR-96-03，移动和便携式无线电研究小组，Bradley Department ofElectrical engineering，Virginia Polytechnic Institute，1996年1月]，还有Rias Muhamed的硕士论文“利用天线阵列的到达方向估算”[BradleyDepartment of Electrical Engineering，Virginia Polytechnic Institute andState University，Blacksburg，VA 24061，美国)。最佳实施例采用最小描述长度标准。

虽然最佳实施例包括估算、然后跟踪所有“有效的”共信道用户，但是在另一个实施例中，假定了一个“好的”无线设计环境，即，假定未与同一基站进行通信的共信道用户很远，所以仅仅有效的共信道用户是共享同一个常规信道并与该基站通信的那些用户。即，常规信道中不同空间信道的用户单元。在此情况中，N_s是已知的。

例如，可考虑当在此环境中有两个已知(通过估算或通过已有信息)共信道用户(即，N_s＝2)。当跟踪这两个用户单元之一时，另一个用户单元是干扰方。因此，在此体系结构中，同时跟踪在同一个常规通信信道中进行通信的所需信号和有效干扰。在例如用户单元快速移动时遇到的衰落环境中，载干比(CIR)可能很低，而瞬时CIR可能在宽范围上波动。因此，在时间上任何一点，在任何给定的突发中，所需信号均可能比它的任何一个干扰信号弱，所需信号的端口可能被干扰锁定。即，可能开始跟踪干扰方而非所需的远程用户。

图6表示最佳实施例的多端口自适应智能天线处理装置的框图。在各个端口中，最初利用分别对应于第1、…笫N_s端口的初始权矢量631-i，i＝1、…N_s将来自天线振子103的接收机122的过抽样输出605在信号复制运算607中进行组合，这些初始权是由权初始化算子621提供的。所得的复制信号由时间偏移校正器单元609进行时间偏移校正，该单元还抽样/内插以生成一组近似波特对准的样值(对于CM方法的迭代)或者基本波特对准的样值(对于决策引导方法的迭代)波特对准的样值。波特对准的样值被馈送到SINR估算器613，其输出被馈送到权计算器和解调器615中，后者采用波特点对准的样值和/或天线信号605来根据本文所述的本发明方法确定参考信号和一组权。因为权计算器和解调器615中使用决策引导方法的至少一个迭代，所以输出的是解调信号617。这样，确定了N_s个用户单元的N_s个解调信号。具有多个端口可以同时跟踪任一个所需用户单元发送的信号和任一个共信道干扰方。下面进一步说明的自适应方法能够在衰落环境中在任一个所需用户与干扰方之间进行切换。所以利用N_s个端口，N_s个用户同时被跟踪，如果任一个用户的信号从一个端口跳到另一个端口，这在衰落环境中是可能发生的，则在用户分类器623中对端口的输出进行分类，以将所需用户与任何干扰方分开，正确地输出N_s个解调信号625。

众所周知的还有其它的多端口体系结构，但是不与此处所述的自适应方法配合使用。参见例如B.G.Agee的“利用多目标恒定模数波束成形装置对通信信号进行盲分离和捕获”[1989 IEEE MilitaryCommunications Conference(“MILCOM 89”)第2卷，第340-346，纽约：IEEE，1989年]，用于恒定模数方法的多端口体系结构。Agee的方法在许多方面不同于此处所述的方法，包括例如1)在权初始化方法中；2)在各个端口中执行什么计算上。Agee的方法在每个阶段的迭代中共同地使所有权矢量正交化，其计算成本很高；而本发明的最佳实施例在共同初始化各个端口之后才允许各个端口独立地适配；3)确定权矢量的方法不同。应指出，因为预期将来计算能力会越来越容易获得，所以在备选实施例中，使各个端口的权矢量正交。

最佳的权确定方法：多个用户

图7通过流程图说明确定权和输出信号625的最佳方法。开始，利用R_ZZ矩阵的本征矢量来执行初始复制。标为“#1”的端口在步骤703用对应于最大奇异值的本征矢量631-1初始化，用下一个本征矢量631-2初始化第二端口，…，以及用第N_s个本征矢量631-N_s来初始化第N_s端口。确保这些本征矢量是线性无关的，而且一般是开始运算的优选值。或者，可以采用任何基本独立的初始权矢量。例如，在备选实施例中，端口#1用矢量[100…0]初始化，而端口#2用矢量[0100…0]初始化，依此类推。在各个端口中，初始化之后，该方法以此方式针对图3流程图的单用户情况在各个端口中执行。即，步骤305是先以初始值执行的复制运算。所得的信号在步骤307进行时间偏移校正(其中包括抽样/内插，如果开始时过抽样的话)以生成基本波特对准的样值，该样值被馈送到信号质量估算器，后者在步骤309估算基本在波特点上的SINR。在步骤311，判断对于权自适应，是选择CM方法，还是选择决策引导方法。如果SINR低于预定义的SINR阈值，则在步骤313执行基于部分特性恢复方法(最好为CM方法)的优化，而且该方法返回到步骤305，以为此端口最近确定的权矢量开始进行下一个迭代。如果SINR高于该阈值，则在步骤315执行频率偏移校正，并在步骤317执行单个决策引导自适应迭代。应指出，如果步骤307中时间偏移校正仅为近似的，则对于决策引导方法会需要更精确的校正，本领域的技术人员应当知道这种修改。在最佳实施例中仅执行一次决策引导迭代。或者，执行多于一次的决策引导迭代。当确定了权时，因为在最佳实施例中，只使用每个突发中的样值子集，所以为每个端口最终确定的权矢量用于对整个突发执行的复制运算和解调步骤。最佳实施例中的此复制运算包括时间和频率偏移的确定和校正以及解调，所述解调最好采用图4所示的体系结构。对应于各个端口的结果是解调信号617。

应指出，本发明在单用户和多用户情况中共同的一个特征是采用利用当前突发数据获得的权来确定当前突发的信号。当用户单元四处移动且处于其它衰落和低SINR环境中时，采用从前一个突发获得的权矢量可能无法得到好的结果。

最后的步骤是对这些输出分类，以便确定任一输出端口是否已经变成干扰方锁定的。PHS突发(例如业务信道突发)包括净荷的各字段、所有用户单元已知的唯一字(UW)以及错误检测的循环冗余校验(CRC)字段。其它协议包括有些不同的字段，它们可用于判断特定消息是否来自特定用户单元，或者是否针对特定基站。在最佳实施例中，为了确定干扰锁定，设想是将发送对系统有效的波形的所需用户单元与也发送对系统有效的波形的干扰用户单元区分开。即，存在用于定义“有效”用户单元波形的方式，例如所述波形具有某种需要的数据和调制格式，并以针对该用户单元的特定密钥加扰。同样地，干扰单元会包括某种用于定义它自己的有效性的方式，例如，该波形具有某种需要的数据和调制格式，并以不同于上述用户单元的特定密钥进行加扰。在最佳PHS实现中，用于检测干扰锁定的一种方法包括同时监视唯一字(UW)和CRC。特别的是，每个突发中的数据比特以利用小区站标识码(CSID)的低9位比特生成的位模式进行加扰。用于加密突发净荷及其相关CRC的这9比特的字被称为加扰密钥。当设计通信系统、例如蜂窝系统时，可建议确保相邻通信台(基站)各具有不同的加扰密钥。应指出，在PHS规范中，基站或通信台称为小区站。

已知，最佳实施例的基本干扰锁定检测方法包括如下步骤：

对于特定端口、即特定用户单元

1.利用对该用户单元确定的接收权解调所接收的信号，利用该用户单元的基于CSID的密钥对突发净荷解扰；

2.将所接收的CRC与根据突发净荷的解调解扰后的比特序列计算的CRC进行比较；

3.判断二者是否有明显差异，即指示传输错误或密钥不对，而UW未显示错误，而且如果满足条件，则触发计数器。在包含权“跟踪”的情况下，如果条件不满足，则假定此通信未被干扰锁定，从用户单元接收所用的权(或用户单元空间签名)作为该用户单元的“好”值保存(“跟踪”)；以及

4.如果一定数量的连续突发满足步骤3所提出的条件，则按照计数器所确定的，判断该端口被确认为干扰锁定的。

在本PHS规范中，当共信道用户都是相同常规信道中的不同空间信道时，利用唯一字和CRC来判断干扰锁定会不起作用，因为CSID对于同一个常规信道的所有用户单元都是相同的。对于共信道用户是同一个常规信道的空间信道的情况，判断干扰锁定可以通过维护这些共信道用户的空间签名历史来实现。

一旦将输出分类，结果就是来自各个端口的一组输出信号。

装置

图9表示实现本发明的一个方面的装置的框图。用于为接收特定用户单元发射的特定信号确定权矢量的装置包括：初始化装置902，用于以第一初始矢量值进行初始化；第一迭代装置905，用于根据第一迭代方法以迭代方式修改权矢量，所述第一迭代方法将第一成本函数最小化，它是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，最好是按上述实现的恒定模数方法。该装置还包括第二迭代装置907，用于根据第二自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第二自适应方法使第二成本函数最小化，它是快速收敛的迭代权确定方法，最好是上述的决策引导方法。初始化装置902、第一迭代装置905以及第二迭代装置907在控制装置911的控制下，所述控制装置911被编程，从由初始化装置902提供的第一初始矢量值开始激活第一迭代装置905，直到切换标准满足为止，所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矢量是第二矢量值；以及从所述第二矢量值开始激活所述第二迭代装置907来确定权矢量909。权矢量909被空间处理器和解调器915用来在控制器911指示时生成解调信号，所述空间处理器利用通过接收机122在天线阵列103上接收的信号。各种迭代方法包括确定复制信号。该装置最好包括SINR估算器913以利用第一迭代装置905确定的权矢量估算第一迭代装置复制信号中的复制后SINR，切换标准最好是SINR估算值超出SINR阈值。

权确定装置最好包括在基站的至少一个数字信号处理器(DSP)装置，各部件902、905、907、909、911、913以及915最好以一个或多个DSP中程序的形式实现。本领域的技术人员应当理解，在不背离本发明的精神和范围的前提下，熟练的实践者可以对上述方法和装置进行许多修改。例如，实现该方法的通信台可以采用多种协议之一。此外，这些台的多种体系结构也是可行的。许多进一步的变化都是可行的。本发明的真实精神和范围应该只由权利要求书中所陈述的来限定。

Claims (33)

1.一种用于提高接收一个或多个用户单元发送的信号的通信接收机的性能的方法，所述通信接收机具有天线振子阵列，所述方法包括：对所述天线阵列的各个天线振子所接收的信号进行智能天线处理，从而提供智能天线处理后的信号，根据从各个天线振子所接收的信号确定的权矢量进行自适应智能天线处理，所述权矢量确定包括：

以第一矢量值进行初始化；

直到满足切换标准并且从所述第一矢量值开始，根据使第一成本函数最小化的第一自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第一自适应方法是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矢量是第二矢量值；

从所述第二矢量值开始，根据使第二成本函数最小化的第二自适应方法修改权矢量，所述第二自适应方法是快速收敛的迭代权确定方法，

所述第一和第二自适应方法的各个迭代包括从各个接收信号的各样值集确定形成的复制信号，从每个接收信号得出一个样值集，所述复制信号是利用当时的当前权矢量值形成的。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是在各个天线振子逐个突发地接收的，所述样值集来自相互同时的突发，以及任何一组相互同时的突发的自适应智能天线处理使用从相同的相互同时的突发的样值集确定的权矢量。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述权矢量确定是盲的。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述权矢量确定使用至少一个数字信号处理器。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述接收的信号包括TDMA信号。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述接收的信号基本符合PHS信号。

7.在接收从一个或多个用户单元发射的信号的通信接收机中，所述通信接收机具有天线振子阵列和自适应智能天线处理装置，所述自适应智能天线处理装置包括用于根据各个用户单元的权矢量在振幅和相位上对所述天线阵列的各个振子接收的信号进行加权的装置，所述加权形成对应于所述用户单元的复制信号，一种为接收特定用户单元发射的特定信号而确定权矢量的方法，所述方法包括：

以第一初始矢量值进行初始化；

直到满足切换标准并且从所述第一初始矢量值开始，根据使第一成本函数最小化的第一自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第一自适应方法是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矢量是第二矢量值；以及

从所述第二矢量值开始，根据使第二成本函数最小化的第二自适应方法修改权矢量，所述第二自适应方法是快速收敛的迭代权确定方法。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述切换标准是指定的迭代的第一数目N₁。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法包括复制生成步骤，以及切换标准是在所述复制生成的输出处的估算SINR。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法是部分特性恢复方法，而所述第二自适应方法是决策引导方法。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法是恒定模数方法。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，各个迭代方法包括复制生成步骤，以及所述第二成本函数包括差值项，所述差值是加权的信号与根据所述复制信号形成的决策引导参考信号之间的差，所述决策引导参考信号的形成包括跟踪机制，所述跟踪机制在一个样值点上形成参考信号的相位是通过将理想地超前于前一个参考信号样值的信号的相位松弛到同一个样值点上的复制信号的相位来进行的。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，各个迭代方法包括复制生成步骤，以及所述第一成本函数包括差值项的平方，所述差值是加权的信号与根据所述复制信号形成的恒定模数参考信号之间的差。

14.在接收从多个用户单元发射的信号的通信接收机中，所述通信接收机具有天线振子阵列和自适应智能天线处理装置，所述自适应智能天线处理装置包括加权装置，用于根据特定远程用户单元的权矢量在振幅和相位上对所述天线阵列的各个振子接收的信号进行加权，所述加权形成对应于该用户单元的复制信号，一种为接收所述多个用户单元发射的信号而确定权矢量的方法，所述方法包括：

对于每个用户单元，以第一初始矢量值进行初始化，所述一组第一初始矢量值是充分相互独立的；以及

每个用户单元对应于每个权矢量，

直到满足切换标准并且从所述第一初始矢量值开始，根据使第一成本函数最小化的第一自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第一自适应方法是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矢量是第二矢量值；以及

从所述第二矢量值开始，根据使第二成本函数最小化的第二自适应方法修改权矢量，所述第二自适应方法是快速收敛的权确定方法。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述切换标准是指定的迭代的第一数目N₁。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法包括复制生成步骤，以及所述切换标准是在所述复制生成步骤的输出处的估算SINR。

17.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法是部分特性恢复方法，而所述第二自适应方法是决策引导方法。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述第一自适应方法是恒定模数方法。

19.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述一组第一初始值是线性无关的。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述一组第一初始值是R_ZZ的最大本征矢量，其中有m个天线振子，而且R_ZZ是在m个天线振子上形成的信号的m-矢量的自相关矩阵。

21.在接收从一个或多个用户单元发射的信号的通信接收机中，所述通信接收机具有天线振子阵列和时空处理装置，所述时空处理装置包括这样的装置，该装置用于根据各个用户单元的复值权矩阵对所述天线阵列的各个振子接收的信号的振幅和相位联合地进行加权和时间均衡，卷积形成对应于所述用户单元的复制信号，一种为接收特定用户单元发射的特定信号而确定权矩阵的方法，所述方法包括：

以第一初始矩阵值进行初始化；

直到满足切换标准并且从所述第一初始矩阵值开始，根据使第一成本函数最小化的第一自适应方法以迭代方式修改权矩阵，所述第一自适应方法是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矩阵是第二矩阵值；以及

从所述第二矩阵值开始，根据使第二成本函数最小化的第二自适应方法以迭代方式修改权矩阵，所述第二自适应方法是快速收敛的权确定方法。

22.在接收从一个或多个用户单元发射的信号的通信接收机中，所述通信接收机包括天线振子阵列和自适应智能天线处理装置，所述自适应智能天线处理装置包括一种装置，该装置用于根据各个用户单元的权矢量在振幅和相位上对所述天线阵列的各个振子接收的信号进行加权，所述加权形成对应于所述用户单元的复制信号，一种为接收特定用户单元发射的特定信号而确定权矢量的装置，所述权确定装置包括：

初始化装置，用于以第一初始矢量值进行初始化；

第一迭代装置，用于根据使第一成本函数最小化的第一自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第一自适应方法是具有良好收敛特性的迭代权确定方法，

第二迭代装置，用于根据使第二成本函数最小化的第二自适应方法以迭代方式修改权矢量，所述第二自适应方法是快速收敛的迭代权确定方法；以及

控制器，用于

从所述初始化装置所提供的第一初始矢量值开始，激活所述第一迭代装置，直到满足切换标准；所述第一自适应方法的最后迭代之后的最终权矢量是第二矢量值；以及

从所述第二矢量值开始激活所述第二迭代装置，以便确定所述权矢量。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述切换标准是指定的迭代的第一数目N₁。

24.如权利要求22所述的装置，其特征在于还包括SINR估算器，其中所述第一自适应方法包括复制生成步骤，所述SINR估算器估算所述第一自适应方法中的复制生成步骤的输出处的SINR，所述SINR估算器的输出被耦合到控制器，而且切换标准是所述第一自适应方法复制生成步骤的输出处的估算SINR。

25.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述第一自适应方法是部分特性恢复方法，而所述第二自适应方法是决策引导方法。

26.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述第一自适应方法是恒定模数方法。

27.如权利要求25所述的装置，其特征在于，各个迭代方法包括复制生成步骤，以及所述第二成本函数包括差值项，所述差值是加权的信号与根据所述复制信号形成的决策引导参考信号之间的差，所述决策引导参考信号的形成包括跟踪机制，所述跟踪机制在一个样值点上形成参考信号的相位是通过将理想地超前于前一个参考信号样值的信号的相位松弛到同一个样值点上的复制信号的相位来进行的。

28.如权利要求25所述的装置，其特征在于，各个迭代方法包括复制生成步骤，以及所述第一成本函数包括差值项的平方，所述差值是加权的信号与根据所述复制信号形成的恒定模数参考信号之间的差。

29.如权利要求22所述的装置，其特征在于，在各个天线振子上接收的信号包括突发序列，以及任何一组相互同时的突发的自适应智能天线处理采用根据相同的相互同时的突发的样值集确定的权矢量。

30.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述权矢量确定是盲的。

31.如权利要求22所述的装置，其特征在于还包括至少一个数字信号处理器。

32.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述接收的信号包括TDMA信号。

33.如权利要求32所述的装置，其特征在于，所述接收的信号基本符合PHS信号。

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