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CN1421073A - 改善增益的包络跟踪放大器、利用该放大器的移动通信终端机，以及与其相关的增益改善方法 - Google Patents

改善增益的包络跟踪放大器、利用该放大器的移动通信终端机，以及与其相关的增益改善方法 Download PDF

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CN1421073A
CN1421073A CN00818251A CN00818251A CN1421073A CN 1421073 A CN1421073 A CN 1421073A CN 00818251 A CN00818251 A CN 00818251A CN 00818251 A CN00818251 A CN 00818251A CN 1421073 A CN1421073 A CN 1421073A
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Abstract

本发明是关于具有改善增益的包络跟踪放大器，及利用该放大器的移动通信终端机以及与其相关的增益改善方法。根据本发明，从射频信号中检出的包络直流电流，以逆方向加到阻抗匹配电路中的超高频可变阻抗元件上。当功率放大器的信号电平升高或降低时，可变阻抗将补偿放大器输入/出端的阻抗变化。因而改善了放大器的增益，提高了放大器的稳定性。

Description

改善增益的包络跟踪放大器、利用该放大器的移动通信终端机， 以及与其相关的增益改善方法。
技术领域
现有的移动通信终端机使用高输出放大器。本发明就是关于改善该放大器的增益和效率的一种装置及其方法的；特别是通过直流-直流转换器使直流供应电压发生变化时，能动器件的阻抗也随之发生变化；本发明就是有关利用这一变化来进行补偿的匹配电路，及利用该电路的移动通信终端机，并与其相关的增益改善方法的一种技术。
背景技术
为了调制的正确性及限制频率的再生，要求移动通信使用的射频功率放大器具有很高的线性。为使因非线性引起的失真现象最小，功率放大器以A级或AB级进行工作。功率放大器以A级或AB级工作时，如果输出功率低于最大功率，则效率也相应减少。
但是为了适应CDMA或其它传送方式中的基站与终端机间的可变距离、多种路径与遮蔽衰减等条件，终端机的输出功率将要发生变化。而且在无线通信系统中，为了延长电池使用寿命和限制干涉效应，将利用能动反馈来控制终端机的射频输出。此时，终端机输出功率的几率分布，最近变得如图1所示；当最大输出为1W时，实际在1mW附近进行输出；输出为最大输出的情况极少见。就这时的效率而言，当以A级方式工作时，效率将随着输出的减少而减少，为此减少0.1％；当以AB级方式工作时，将与平方根成反比，所以减少2％。
为克服电池的这种低效率的状况，曾有Gary Hanington等的有关高效率功率放大器的论文，如“High-Efficiency Power Amplifier Using DynamicPower-Supply Voltage for CDMA Applications”(IEEE TRANS交流TIONS ONMICROWAVE THEORY TECHNIQUES，VOL.47，N0.8，AUGUST 1999，pp.1471-1476)。在上述论文中所述的功率放大器，当终端机输出低功率时，如在上述论文中的图2所示，将改变直流偏压值，使工作点向左移动。如论文的图3所示，这是因直流-直流转换器减少其供应电压才可能。终端机的输出功率减少时，直流电压与电流也相应改变，将减少直流偏置功率，从而维持相对较高的放大效率。这种放大器称之为包络跟踪放大器。
通过直流-直流转换器来改变供给电压，虽然在整体效率方面优于现有的方式，但由于工作点的变化与功率水平的变化，将引起功率放大器输入输出端的阻抗变化。输入输出端的阻抗变化，将引起功率放大器的不匹配，因而减少增益。这种功率放大器的增益减少，最终在与各工作点使其匹配时相比，将会降低效率。尤其因阻抗的改变引起的不匹配，将提高放大器的反射系数，增加放大器的不稳定性。
发明内容
本发明是为了消除上述的问题而开发的。本发明的目的在于构成一种补偿电路，以便去补偿当功率放大器的功率水平与工作点的变化而使阻抗发生的变化。
为了达到此目的，本发明使用的阻抗补偿电路，将采用非线性半导体器件即超高频可变电容。当从功率放大器的射频信号中被检出的直流信号，以反向加入到超高频可变电容时，将产生电容。如果功率放大器的信号电平发生变化，那么电容也随之而变化。这样变化的电容可以补偿因功率水平与工作点的变化而引起的阻抗的变化。于是，利用非线性半导体元件可以去改善移动通信终端机的功率放大器的增益，并能去提高效率。
本发明的追加目标或效果，根据参考附图所做的下述详细说明，就会更加明确。
现举一个本发明的包络跟踪放大器的实例。该包络跟踪放大器设有一个包含直流-直流转换器的直流偏置电压供给部(1，6)；它根据变化的射频输入信号，来提供动态直流偏置电压，因此能使功率放大部(10)中的能动器件(23)的工作点，进行动态变化；于是将形成增益得到改善的射频输出。在这种包络跟踪放大器中，设有检出上述射频输入或输出信号的手段(4；14)；还设有从射频信号检出手段(4；14)的检测信号中，检出包络信号的检测器(5；15)；还设有分别与检测器的输出信号相耦合的至少一个超高频可变阻抗(26或29)；又设有与能动器件(23)的输入端或输出端，或者输入输出端相连的至少一个阻抗补偿电路(100或200；100′或200′；100″或200″；100″a或200″a)；当上述射频信号的信号电平或上述放大器的工作点，或是两者都改变时，能动器件接收从阻抗补偿电路得到补偿的输入或输出阻抗，借以形成输入匹配、输出匹配或输入输出匹配。
另外，最好再设置调节检测器(5；15)信号的直流调节器(24或是27)。
最好，至少在个个阻抗补偿电路(100或200)上，设有一端与直流调节器(24；27)连接的λ/4传输线路(25；28)；λ/4传输线路的另一端，按反方向至少与一个超高频可变电容元件(26；29)相连；同时，上述接点又重新与能动器件的栅极(基极)或漏极(集电极)并联。
或至少在个个阻抗补偿电路(100′或200′)上，设有一端与上述直流调节器(24；27)的输出端连接的λ/4传输线路(25；28)；λ/4传输线路的另一端，至少连接一个超高频可变电容元件(26；29)；在至少一个超高频可变电容元件的另一端上，与能动器件的栅极(基极)或漏极(集电极)并联。
或至少一个阻抗补偿电路中的输入端阻抗补偿电路(100″)，设有一端与直流调节器(24)输出端相连的第1λ/4传输线路(25)；第1λ/4传输线路的另一端至少与一个超高频可变电容元件(26)相连；同时，上述接点又重新与上述射频输入端连接；至少一个超高频可变电容元件(26)的另一端与能动器件的栅极(基极)串联。另外，至少一个阻抗补偿电路中的输出端阻抗补偿电路(200″)，设有一端与直流调节器(27)的输出端相连的第1λ/4传输线路(28)；第1λ/4传输线路的另一端至少与一个超高频可变电容元件(29)相连；同时，上述接点又重新与能动器件的漏极(集电极)连接；至少一个超高频可变电容元件(29)的另一端与射频输出端串联；至少一个超高频可变电容元件(26；29)的另一端，与第2λ/4传输线路(25′)连接。
或至少一个阻抗补偿电路中的输入端阻抗补偿电路(100″a)，设有一端与直流调节器(24)的输出端相连的第1λ/4传输线路(25)；第1λ/4传输线路的另一端，至少与一个超高频可变电容元件(26)相连；同时，上述接点又重新与能动器件的栅极(基极)连接；至少一个超高频可变电容元件(26)的另一端与射频输入端串联。另外，至少一个阻抗补偿电路中的输出端阻抗补偿电路(200″a)，设有一端与直流调节器(27)的输出端相连的第1λ/4传输线路(28)；第1λ/4传输线路的另一端，至少与一个超高频可变电容元件(29)相连；同时，上述接点又重新与射频输出端连接；至少一个超高频可变电容元件(29)的另一端与能动器件的漏极(集电极)串联。
最好在直流调节(24；27)的输出端与上述λ/4传输线路(25；28)的接点上，连接一端接地的旁路电容(C1；C2)；或至少一个超高频可变电容元件的正极上，连接一端接地的电感(L11；L12)。
另外最好在λ/4传输线路(25，25′；28，28′)中，至少有一个是扼流电感。
另外最好至少一个超高频可变电容元件(26；29)中，插入至少含一个阻抗元件的阻抗部(Z)，进行串联、并联或串并联。
上述的超高频可变电容元件是变容二极管。
本发明的移动通信终端机的特征，就是利用以上的包络跟踪放大器，来改善增益的。
本发明的包络跟踪放大器的增益改善方法是，设有一个包含直流-直流转换器的直流偏置电压供给部(1)；它将根据变化的射频输入信号，提供动态直流偏置电压，因此能以动态地去改变功率放大部(10)中能动器件(23)的工作点，借以生成一个增益得到改善的射频输出。这种包络跟踪放大器的增益改善方法，其特征在于它设有一个检出射频输入或输出信号的阶段；还设有从筛选信号(PD)中检出检测信号的阶段；还设有调节检测信号(PDE)的阶段；再设有将检出的信号(PC，PC′)加到至少一个超高频可变阻抗元件(26或29)上，从而补偿能动器件(23)的输入、输出或输入输出阻抗的阶段；因此在射频输入信号的信号电平、放大器的工作点，或两者都变更时，能动器件通过补偿的输入、输出或输入输出的阻抗，去形成输入匹配、输出匹配或输入输出匹配。
实际上，在利用从前的包络跟踪放大器之移动通信终端机中，由于移动通信终端机的直流-直流转换器提供变化的供给电压，使功率放大器不匹配，造成终端机整体的效果不好；但在本发明中，只追加一个简单的电路，就可利用超高频可变电容元件产生的阻抗匹配效果，来改善了放大器的增益，整体效率得到了提高。从而电池的使用寿命延长了2倍左右；同时，由于阻抗得到匹配，反射系数变好了，放大器也变得稳定了。
附图说明
图1示出第1代移动通信终端机输出功率的实际几率分布。
图2示出第2代移动通信终端机，随射频放大器直流偏置电压的变化而发生的工作点变化情形。
图3是为改善第2代移动通信终端机效率，而设置有直流-直流转换器的包络跟踪放大器电路图。
图4是本发明的一实例中的匹配补偿电路；它是随直流-直流转换器直流供给电压的变化而能动器件的阻抗也发生变化的匹配补偿电路。
图5a示出有关本地明的另外实例中的电路输入端阻抗补偿电路；
图5b示出有关本地明的另外实例中的电路输出端阻抗补偿电路；它是用来随能动器件的阻抗变化来补偿匹配电路的。
图5c与图5d分别是图5a与图5b的变形例。
图6a至图6d是，阻抗元件与超高频用可变电容元件连接的又一实例。图6b是多个元件并联的变形体；图6c是多个元件串连的变形体；图6d是图6a的可变电容元件与阻抗元件串连或并联的变形体。
图7a仍是关于本发明的又一实例中的电路输入端阻抗补偿电路；它是用来随能动器件的阻抗变化来补偿匹配电路的。
图7b仍是关于本发明的又一实例中电路输出端阻抗补偿电路；它是用来随能动器件的阻抗变化来补偿匹配电路的。
图7c与图7d分别是图7a与图7b的变形例。
图8(a)与(b)分别示出，在低功率及高功率时，从方向性耦合器中检出的信号波形。
图9(a)及(b)分别示出，图8(a)及(b)为小信号及高信号时的，供给MESFET(金属-半导体场效应晶体管)漏极的动态直流偏置电压波形。
图10示出图8(a)及(b)为小信号及高信号时的，史密斯圆图的阻抗变化。
图11示出，图8(a)及(b)为小信号及高信号时的，包络检测器的检出信号。
图12(a)及(b)分别示出图8(a)及(b)为小信号及高信号时的，直流放大器的输出信号波形的一例。对图主要部分的符号说明：
1：Vdd电压供给部               2：直流-直流转换器
3：电压源                      4：方向性耦合器
5：包络检测器                  6：Vgg电压供给部
7：射频信号输入端              8：天线
10：功率放大部
11：输入匹配电路               12：输出匹配电路
13：MESFET
14：方向性耦合器               15：包络检测器
21：输入匹配电路               22：输出匹配电路
23：能动器件
24；27：直流放大器            25，28，25′，28′：λ/4传输线路
26，29：超高频可变电容元件
100，100′，100″，100″a：输入端阻抗补偿电路
200，200′，200″，200″a：输入端阻抗补偿电路
L1，L2：交流隔离电感          C1，C2：旁路电容
C3-C6：直流隔离电容
具体实施方式
下面参照附图，详细说明本发明的实例。
首先，参照包络跟踪放大器电路的图3来进行说明。该电路是从与本发明有关的直流-直流转换器中，得到可变偏置直流电压的包络跟踪放大器。
射频输入从射频信号输入端(7)进入，再通过功率放大部(10)放大，而被放大的射频输出经天线(8)输出。
功率放大部(10)设有MESFET(13)；它通过P1端子连接到射频输入端，并通过端子P2与天线连接。P1端子又与输入匹配电路(11)相连，端子P4与天线连接。
输入匹配电路(11)与MESFET(13)的栅极相连，而输出匹配电路(12)与MESFET(13)的漏极连接；MESFET(13)的栅极及漏极，同时通过端子P3连接到供应Vgg偏压的Vgg电压供给部(6)；又通过端子P2连接到供应Vdd偏压的Vdd电压供给部(1)。
Vgg电压供给部(6)与端子P3，及Vdd电压供给部(1)与端子P2之间，分别接入交流隔离电感为宜。
另一方面，射频信号输入端(7)与端子P1之间，接有方向性耦合器(4)，用来检出射频输入信号；而检出的输入信号通过包络检测器(5)检出包络线。
与检出的包络信号(PD)的大小相应的Vdd直流电流，以偏置电压输入到MESFET(13)的漏极。
可变Vdd电压供给部(1)设有直流一直流转换器(2)，与它的电源(3)，放大器，及如图3所示的多个阻抗和电容等。
当终端机的输出功率减小时，如图2所示，直流电压与电流将相应地发生变化，所以直流偏置功率减小，工作点向左移动；相反，终端机的输出功率增加，则工作点右移，并提高终端机的效率。
但是，在图3的包络放大器电路中，随着直流偏置电压及电流的变化，能动器件的输入输出阻抗也相应地要改变。还有一个随能动器件阻抗的变化，而匹配的包络放大器电路的实例，它是图3的功率放大器(10)被图4电路替代构成的。
图4是本发明的一个实例。在该例中，将利用变容二极管作为超高频可变电容元件，形成一个匹配补偿能动器件阻抗的补偿电路。图3中功率放大部(10)的连接端子P1，P2，P3及P4与图4相同，所以略去说明。
图4电路的偏压，如上所述，通过直流-直流转换器，将随功率放大器的功率水平而变化。
在此，功率放大部的输入端(P1)中使用方向性耦合器(14)来接收微弱的射频信号。
此信号(PD)到检测器(15)后，变成与此信号相对应的直流信号(PDE)。此信号通过像直流放大器(24，27)的直流调节器，转换成所需大小的直流信号。此时，上述直流放大器可由运算放大器或能动器件设计。只是，本发明中上述直流调节器不限于放大器，可按情况减小振幅大小，可调到适当的的大小。
首先，直流放大器24的输出端(C)与输入端阻抗补偿电路(100)连接的同时，通过另两个连接端子(A，B)插入到方向性耦合器(14)与输入匹配电路(21)之间。输入端阻抗的补偿电路(100)，最好是通过直流隔离电容(C3，C4)，来与方向性耦合器(14)及输入匹配电路(21)连接。
同样，直流放大器27的输出端(F)与输出端阻抗补偿电路(200)连接的同时，通过另两个连接端子(D，E)插入到输出匹配电路(22)与射频输出端(P4)之间。输入端阻抗的补偿电路(200)，最好是通过直流隔离电容(C5，C6)，来与输出匹配电路(22)及射频输出端(P4)连接。
详细地说，直流放大器24的输出通过λ/4传输线路(25)加到非线性半导体元件变容二极管(26)上，λ/4传输线路(25)与变容二极管(26)的接点，又同时分别与方向性耦合器(14)及输入匹配电路(21)连接。
直流放大器27的输出通过λ/4传输线路(28)加到非线性半导体元件变容二极管(29)上，λ/4传输线路(28)与变容二极管(29)的接点，又同时分别与输出匹配电路(22)及射频输出端(P4)连接。
此时，在λ/4传输线路的尾部接上旁路电容(C1，C2)，以便截断变容二极管偏置线上流入射频信号。加之，旁路电容(C1，C2)也可使用作匹配电路的一部分。旁路电容(C1，C2)及变容二极管(26，29)的另一端接地。
λ/4传输线路使用扼流电感，其作用也相同。
本实例中，使用了与在图3中的方向性耦合器(4)及检测器(5)不同的方向性耦合器(14)及检测器(15)，但是直流放大器(24；27)的输入端(P5)将连接到图3的检测器(5)也可以；并且图3的Vdd电压供给部(1)的偏置输出电压，也可以做为直流放大器(24，27)的输入信号。
图5a及图5b分别示出了本发明另一实例的输入输出端阻抗补偿电路(100′，200′)。
如图5a所示，直流放大器24的输出端(C)，通过λ/4传输线路(25)加到非线性半导体元件变容二极管(26)上；变容二极管(26)连接到方向性耦合器(14)及输入匹配电路(21)的接点。
另外，输入端阻抗补偿电路(100′)通过直流隔离电容(C3，C4)，与方向性耦合器(14)及输入匹配电路(21)连接。
类似地，如图5b所示，直流放大器27的输出端(F)，通过λ/4传输线路(28)加到非线性半导体元件变容二极管(29)上；变容二极管(29)分别连接到输出匹配电路(22)及射频输出端(P4)的接点。
此时，在变容二极管(26，29)上，连接电感(L11，L12)。电感(L11，L12)的另一端将接地。
λ/4传输线路使用扼流电感也可起到相同的作用。
输出端阻抗补偿电路(200′)通过直流隔离电容(C5，C6)连接到输出匹配电路(22)及射频输出端(P4)。
如图5c及5d所示，变容二极管(26，29)的正极(B)上，连接由一端接地的第2λ/4传输线路(25′)；这时，可与电感(L11，L12)并联，或替代电感(L11，L12)来连接。
图5a至5d所示的实例中，阻抗补偿电路(100′，200′)，在直流放大器(24；27)的输出端与第1λ/4传输线路(25；28)的接点上，最好连接一端接地的旁路电容(C1，C2)为宜。
图4、图5a至图5b所示的方式是，变容二极管与能动器件是并联的；而如图6a至图6c所示的那样，在变容二极管(26，29)的负极或正极端也可插入阻抗元件(Z)。
此时，追加的阻抗元件(Z)可以是电容元件、电感元件或其中的任意一个与电阻元件构成的阻抗。
变容二极管(26，29)可以是，如图6b所示的那样，是由多个并联的变容二极管组成；也可以是如图6c所示的那样，由多个串联变容二极管组成；还可以是如图6b及6c所示的那样，由串并联的变容二极管组成。
如图6d所示，除了在图6a的变容二极管(26，29)的负极端上，连接追加的阻抗元件外，也可以与二极管(26，29)并联追加阻抗元件，形成一种串并联连接。
图7a及图7b分别示出了与本发明又一实例有关的输入输出端阻抗补偿电路(100″，200″)。
如图7a所示，直流放大器24的输出端(C)通过λ/4传输线路加到非线性半导体器变容二极管(26)上。第1λ/4传输线路(25)与变容二极管(26)的接点A处与方向性耦合器(14)连接；变容二极管(26)的正极端，在B点与输入匹配电路(21)连接，同时又与第2λ/4传输线路(25′)连接。
输入端阻抗补偿电路(100′)，最好还是通过直流隔离电容(C3，C4)，来与方向性耦合器(14)及输入匹配电路(21)连接。
相仿，如图7b所示，直流放大器27的输出端(F)，通过λ/4传输线路(28)加到非线性半导体元件变容二极管上；第1λ/4传输线路(28)与变容二极管(29)的接点D处，与输出匹配电路(22)连接；变容二极管的负极在E点，与射频输出端(P4)连接的同时，又连接到第2λ/4传输线路(28′)。
此时，在第1λ/4传输线路(25，28)的尾部连接旁路电容(C1，C2)，借以切断在变容二极管的偏置线上流入射频信号。旁路电容(C1，C2)及第2λ/4传输线路(25′，28′)要接地。
如图7c及7d所示，它与7a及7b不同，第1λ/4传输线路(25；28)与变容二极管(26，29)的接点，在B点及E点分别与输入匹配电路(21)及射频输出端(P4)分别连接；变容二极管(26；29)的负极在点A及点D，分别与射频输入端(P1)及输出匹配电路(22)连接的同时，又可连接到第2λ/4传输线路(28′)。此时，变容二极管(26；29)仅对于直流放大器的输出是逆方向；而对于射频信号的流向是顺方向。
λ/4传输线路使用扼流电感也可起到相同作用。输出端阻抗补偿电路(200′)最好还是通过直流隔离电容(C5，C6)与输出匹配电路(22)及射频输出端(P4)连接。
下面说明本发明的工作原理。
首先，参照图8至图10说明从前的技术。在图3中，当包络跟踪放大器输出低功率时，从方向性耦合器(4)中检出的波形，如图8(a)所示，是弱信号。
此信号加到检测器(5)时，将输出微弱的直流电压；如在图9(a)所示，将很低的偏压(Vdd1)加到MESFET(13)的漏极。相反，当输出高功率时，那么如图8(b)所示，从方向性耦合器检出大信号，并将把如图9(b)所示的高直流偏置电压(Vdd2)加到MESFET(13)漏极(此时Vdd2＞Vdd1)。
即，在如图8(a)及图9(a)的情形下，如果能动器件(23)的史密斯圆图阻抗为图10的点“PA”的话，那么在如图8(b)及图9(b)的情形下，阻抗移动到图10中的点“PB”。如此，阻抗随偏置点与功率水平的变化而变化，那么在“PA”点匹配的电路在“PB”点将不匹配，从而使效率下降，系统不稳定。相反，如果把电路匹配到“PB”点，那么在“PA”点(即低功率情况)上将不匹配，同样使效率下降，系统不稳定。
本发明中，随Q点(工作点)的变化及功率水平的变化，而阻抗也随着变化，那么功率高和低时，从各检测器输出的直流信号将会不同，进而从图4的包络检测器(15)输出的信号值(PDE)，将与图11相同。
即，包络检测器(15)的信号为小信号时(参照图8(a))，从检测器输出的直流电压(PDE)是PDEA；包络检测器(15)的信号为大信号时(参照图8(b))，从检测器输出的直流电压(PDE)变为PDEA。随着检测器输出的电压(PDE)从PDEA变成PDEA，直流放大器(24，27)的输出也从PDA变为PDb。于是在可变阻抗上提供不同的电压，从而去补偿输入输出的阻抗。
在图12a的情形下，为补偿阻抗，信号Pc经过直流放大器时，形成正比例关系；而在图12b的情形下，将形成反比关系。但比例关系与反比关系中最终选择哪一个，可由阻抗补偿方式决定；PDa与PDb的大小可在直流放大器内加以调整。其大小也可由阻抗补偿来决定。如果将LC电路附加到变容二极管的同时，还能外加入电压，那么可去进行史密斯圆图的补偿。对这一点，本领域的一般专家而言都很容易理解。
最终，根据本发明，偏置的超高频可变电容元件，或利用MEMS技术的可变电感，或可变阻抗元件，通过变化的直流电压呈现为变形的阻抗，所以可向输入端和输出端提供变化的阻抗，借以补偿整个阻抗，可以匹配输入输出。而且，利用各个阻抗及接有射频开关或MEMS开关的多级阻抗，也可去补偿阻抗的变化。
本明细书中，虽然以FET(场效应晶体管)为例进行了说明，但上述能动器件为双极性晶体管也一样适用。此时，Vdd是集电极的偏置电压，而Vgg是基极的偏置电压。
另外，因为射频输入与射频输出有对应关系，由检出射频输出信号来进行补偿阻抗方法来代替射由检出频输入信号来补偿阻抗方法，也可得到相同的结果。检出射频信号的方向性耦合器件也可用如功率分配器等的其它器件来检出射频信号；这在从事本技术领域的业者来说，是非常自然的。
以上，参照附图所示的实例一进行了说明；但本发明不只局限于此，在内行易想到的范围内，各种变形是可能的。而且，本发明的范围将由专利的权利要求来限定。
产业上的可利用性
如上所述，本发明适用于信号电平变化的移动通信、可携带多媒体或卫星通信技术领域的终端机；通过附加的简单电路来反馈信号电平的变化，自动地进行输入输出阻抗的匹配，所以可改善放大器的增益，从而整体效率得到了提高；反射系数得到了改善，使放大器变得稳定。另外基站中的阻抗匹配时，它也适用。

Claims (23)

1、一种增益得到改善的包络跟踪放大器，它具有下述的特征：该包络跟踪放大器设有一个包含直流-直流转换器的直流偏置电压供给部(1，6)；它根据变化的射频输入信号，来提供动态直流偏置电压，因此能使功率放大部(10)中的能动器件(23)的工作点，进行动态变化；于是将形成增益得到改善的射频输出。在这种包络跟踪放大器中，
设有检出上述射频输入或输出信号的手段(4；14)；
还设有从射频信号检出手段(4；14)的检测信号中，检出包络信号的检测器(5；15)；
还设有分别与检测器的输出信号相耦合的至少一个超高频可变阻抗(26或29)；又设有与能动器件(23)的输入端或输出端，或者输入输出端相连的至少一个阻抗补偿电路(100或200；100′或200′；100″或200″；100″a或200″a)；
当上述射频信号的信号电平或上述放大器的工作点，或是两者都改变时，能动器件接收从阻抗补偿电路得到补偿的输入或输出阻抗，借以形成输入匹配、输出匹配或输入输出匹配。
2、如权利要求1所说的包络跟踪放大器，其特征在于它设有调节检测器(5；15)信号的直流调节器(24或27)，并将被直流调整的信号加到阻抗补偿电路。
3、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少在个个阻抗补偿电路(100或200)上，设有一端与直流调节器(24；27)连接的λ/4传输线路(25；28)；λ/4传输线路的另一端，按反方向至少与一个超高频可变电容元件(26；29)相连；同时，上述接点又重新与能动器件的栅极(基极)或漏极(集电极)并联。
4、如权利要求3所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件(26；29)的另一端接地；而在直流调节器(24；27)的输出端与λ/4传输线路(25；28)的接点上，连接一端接地的旁路电容(C1；C2)。
5、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少在个个阻抗补偿电路(100′或200′)上，设有一端与上述直流调节器(24；27)的输出端连接的λ/4传输线路(25；28)；λ/4传输线路的另一端，至少连接一个超高频可变电容元件(26；29)；在至少一个超高频可变电容元件的另一端上，与能动器件的栅极(基极)或漏极(集电极)并联。
6、如权利要求5所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件的另一端，连接一端接地的电感(L11；L12)。
7、如权利要求5所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件的另一端，连接一端接地的第2λ/4传输线路(25’；28’)。
8、如权利要求5所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个阻抗补偿电路中的输入端阻抗补偿电路(100″)，设有一端与直流调节器(24)输出端相连的第1λ/4传输线路(25)；第1λ/4传输线路的另一端至少与一个超高频可变电容元件(26)相连；同时，上述接点又重新与上述射频输入端连接；至少一个超高频可变电容元件(26)的另一端与能动器件的栅极(基极)串联。
9、如权利要求8所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件(26)的另一端，连接一端接地的第2λ/4传输线路(25′)。
10、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个阻抗补偿电路中的输出端阻抗补偿电路(200″)，设有一端与直流调节器(27)的输出端相连的第1λ/4传输线路(28)；第1λ/4传输线路的另一端以反方向至少与一个超高频可变电容元件(29)相连；同时，第1λ/4传输线路(28)与可变阻抗元件(29)的接点，又重新与能动器件的漏极(集电极)连接；至少一个超高频可变电容元件(29)的另一端与射频输出端串联。
11、如权利要求10所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件(29)的另一端，连接一端接地的第2λ/4传输线路(28′)。
12、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个阻抗补偿电路中的输入端阻抗补偿电路(100″a)，设有一端与直流调节器(24)的输出端相连的第1λ/4传输线路(25)；第1λ/4传输线路的另一端，以反方向至少与一个超高频可变电容元件(26)相连；同时，第1λ/4传输线路(25)与可变电容元件(26)的接点，又重新与能动器件的栅极(基极)连接；至少一个超高频可变电容元件(26)的另一端与射频输入端串联。
13、如权利要求12所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件(26)的另一端，连接一端接地的第2λ/4传输线路(25′)。
14、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个阻抗补偿电路中的输出端阻抗补偿电路(200″a)，设有一端与直流调节器(27)的输出端相连的第1λ/4传输线路(28)；第1λ/4传输线路的另一端，以反方向至少与一个超高频可变电容元件(29)相连；同时，第1λ/4传输线路(28)与上述可变阻抗元件(29)的接点又重新与射频输出端连接；至少一个超高频可变电容元件(29)的另一端与能动器件的漏极(集电极)串联。
15、如权利要求2所说的包络跟踪放大器，其特征在于它至少一个超高频可变阻抗元件(29)的另一端，连接一端接地的第2λ/4传输线路(28′)。
16、如权利要求1所说的包络跟踪放大器，其特征在于它在包络检测器(5)后面，插入直流偏置电压供给部(1)。
17、如权利要求1至15的任意项中所说的包络跟踪放大器，其特征在于在直流调节器(24；27)的输出端与第1λ/4传输线路(25；28)的接点上，连接一端接地的可变电容(C1；C2)。
18、如权利要求3至15的任意项中所说的包络跟踪放大器，其特征在于在至少一个超高频可变阻抗元件(26；29)上，串联、并联或串并联两个以上的元件。
19、如权利要求3至15的任意项中所说的包络跟踪放大器，其特征在于至少某一个λ/4传输线路(25，25′；28，28′)是扼流电感。
20、如权利要求1至16的任意项中所说的包络跟踪放大器，其特征在于在至少一个超高频可变阻抗元件(26；29)上，分别以串联、并联或串并联方式连接着至少一个阻抗部(Z)，而该阻抗部(Z)至少包含一个阻抗元件。
21、如权利要求1至16的任意项中所说的包络跟踪放大器，其特征在于利用上述包络跟踪放大器，来改善增益的移动通信终端机。
22、包络跟踪放大器的增益改善方法，它设有一个包含直流-直流转换器的直流偏置电压供给部(1，6)，它将根据变化的射频输入信号，提供动态直流偏置电压，因此能以动态地去改变功率放大部(10)中能动器件(23)的工作点，借以生成增益得到改善的射频输出，其特征在于它包含有：
检出射频输入或输出信号的阶段；
从筛选信号(PD)中检出检测信号的阶段；
调节检测信号(PDE)的阶段；将上述检出的信号(PC，PC′)加到至少一个超高频可变阻抗元件(26或29)，从而补偿能动器件(23)的输入、输出或输入输出阻抗的阶段；
因此在射频输入信号的信号电平、放大器的工作点，或两者都变更时，能动器件通过补偿的输入、输出或输入输出的阻抗，能去形成输入匹配、输出匹配或输入输出匹配。
23、如权利要求22中所说的包络跟踪放大器的增益改善方法，其特征在于在检出检测信号的阶段与补偿阻抗的阶段之间，设有调节检测信号(PDE)，并输出调节信号(PC，PC′)的阶段。
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