CN1389037A - 通信装置及通信方法 - Google Patents

Abstract

发送部对发送码元进行半码元化,在偶数副载波和奇数副载波之间保持规定的功率差的状态下进行通信,接收部对接收码元进行傅里叶变换,对分配给该副载波的数据进行解调,而对上述解调数据进行逆傅里叶变换,生成与偶数副载波对应的第1码元,接着,从接收码元中除去第1码元分量,生成与奇数副载波对应的第2码元,最后,对第2码元进行傅里叶变换,对分配给该副载波的数据进行解调。

Description

通信装置及通信方法

技术领域

本发明涉及采用多载波调制解调方式的通信装置，特别涉及可实现通过DMT(Discrete Multi Tone：离散多单音)调制解调方式或OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交频分复用)调制解调方式等来使用现有通信线路的数据通信的通信装置及通信方法。但是，本发明不限于通过DMT调制解调方式来进行数据通信的通信装置，而是能够应用于经普通通信线路、通过多载波调制解调方式及单载波调制解调方式来进行有线通信及无线通信的所有通信装置。

背景技术

以下，说明现有通信装置的工作。首先，简单地说明多载波调制解调方式采用OFDM调制解调方式的现有通信装置的发送系统的工作。例如，在通过0FDM调制解调方式来进行数据通信的情况下，发送系统进行单音排序处理、即向预先设定的频带的多个单音(多载波)分配可传输的比特数的传输数据的处理。具体地说，例如向各频率tone0～toneX(X是表示单音数的整数)分配预定的比特数的传输数据。然后，通过进行上述单音排序处理、及编码处理，按每1帧来复用传输数据。

进而，发送系统对复用过的传输数据进行逆快速傅里叶变换(IFFT)，将逆快速傅里叶变换后的并行数据变换为串行数据，然后，通过D/A变换器将数字波形变换为模拟波形，最后经过低通滤波器将传输数据发送到传输线路上。

接着，简单地说明多载波调制解调方式采用OFDM调制解调方式的现有通信装置的接收系统的工作。与上述同样，在通过OFDM调制解调方式来进行数据通信的情况下，接收系统对接收数据(前述的传输数据)施加低通滤波，然后，通过A/D变换器将模拟波形变换为数字波形，用时域均衡器进行时域自适应均衡处理。

进而，接收系统将时域自适应均衡处理后的数据从串行数据变换为并行数据，对该并行数据进行快速傅里叶变换，然后，用频域均衡器进行频域自适应均衡处理。

然后，频域自适应均衡处理后的数据通过复合处理(最大似然复合法)及单音排序处理被变换为串行数据，然后，进行速率变换处理、FEC(forward error correction：前向纠错)、解扰处理、CRC(cyclicredundancy check：循环冗余校验)等处理，最终重现出传输数据。

这样，采用OFDM调制解调方式的现有通信装置能够利用用CDMA或单载波调制解调方式不能得到的、例如优良的传输效率及灵活的功能来进行高速率的通信。

然而，在上述采用OFDM调制解调方式的现有通信装置中有下述问题：例如，从“传输速率的进一步提高”这一观点来看，发送系统及接收系统的结构还有改善的余地，不能说已最大限度地利用了作为OFDM调制解调方式的特征的“优良的传输效率”及“灵活的功能”，实现了最佳的传输速率。

因此，本发明的目的在于提供一种通信装置、及其通信方法，能够通过实现多载波调制解调方式中的半码元化来实现传输速率的进一步提高。

发明内容

本发明的通信装置采用多载波调制解调方式，其特征在于，包括：发送部件，对发送码元进行半码元化，在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行发送；以及接收部件，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；而对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；接着，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；最后，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

另一发明的通信装置的特征在于，上述接收部件还对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元，然后，从上述接收码元中除去该第4码元分量，以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

另一发明的通信装置的特征在于，上述发送部件还用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)，对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元；接收部件还用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

另一发明的通信装置作为采用多载波调制解调方式的发送机来工作，其特征在于，包括：发送部件，对发送码元进行半码元化，进而在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行通信。

另一发明的通信装置的特征在于，还包括：复用部件(相当于后述的实施例的复用部61)，用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)；上述发送部件对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元。

另一发明的通信装置作为采用多载波调制解调方式的接收机来工作，其特征在于，包括：第1解调部件(相当于TEQ2、128复数FET3、FEQ4、解码部5)，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；第1码元生成部件(相当于FEQ逆变换部6、128复数EFFT7、TEQ逆变换部8)，对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；第2码元生成部件(相当于减法器9)，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元；第3码元生成部件(相当于码元生产部10)，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；以及第2解调部件(相当于TEQ11、256复数FFT12、FEQ13、解码部14)，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

另一发明的通信装置的特征在于，还包括：第4码元生成部件，对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元(相当于FEQ逆变换部15、256复数IFFT16、TEQ逆变换部17)；以及除去部件(相当于减法器1)，从上述接收码元中除去该第4码元分量；以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

另一发明的通信装置的特征在于，还包括：分离部件，用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

另一发明的通信方法采用多载波调制解调方式，其特征在于，包含：发送步骤，对发送码元进行半码元化，在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行通信；第1解调步骤，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；第1码元生成步骤，对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；第2码元生成步骤，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元；第3码元生成步骤，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；以及第2解调步骤，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

另一发明的通信方法的特征在于，还包含：第4码元生成步骤，对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元；以及除去步骤，从上述接收码元中除去该第4码元分量；以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

另一发明的通信方法的特征在于，还包含：复用步骤，用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)，对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元；以及分离步骤，用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

附图的简单说明

图1是本发明的通信装置的实施例1的结构图；

图2是采用DTM调制解调方式的通信装置的发送系统的整体结构示例图；

图3是采用DTM调制解调方式的通信装置的接收系统的整体结构示例图；

图4是本发明的通信装置中使用的编码器及解码器的结构图；

图5是Turbo编码器的结构示例图；

图6是128个副载波的图；

图7是各副载波的波形及其合成波形的图；

图8是本发明的通信装置的实施例2的结构图。

实施发明的最好形式

以下，根据附图来详细说明本发明的通信装置及通信方法的实施例。但是本发明并不限于该实施例。

实施例1.

图1是本发明的通信装置的实施例1的结构图，详细地说，是作为本实施例的特征的接收端的结构图。

在本实施例的通信装置中，包括上述发送端及接收端两个结构，还具有通过Turbo编码器及Turbo解码器来进行高精度的数据纠错的能力，从而在数据通信及话音通信中得到优良的传输特性。在本实施例中，为了便于说明，包括上述两个结构，但是例如也可以设想只包括发送端结构的发送机，或者也可以设想只包括接收端结构的接收机。

例如，在图1的接收端的结构中，1是减法器，2是时域均衡器(TEQ)，3是例如从128个副载波中只抽取64个偶数副载波的快速傅里叶变换部(128点复数FFT)，4是频域均衡器(FEQ)，5是对偶数副载波进行解码的解码器，6是FEQ逆变换部，7是对64个偶数副载波进行逆快速傅里叶变换的逆快速傅里叶变换部(128点复数IFFT)，8是TEQ逆变换部，9是减法器，10是码元生成部，11是TEQ，12是例如抽取64个奇数副载波的快速傅里叶变换(256点复数FFT)，13是FEQ，14是解码器，15是FEQ逆变换部，16是对64个奇数副载波进行逆快速傅里叶变换的逆快速傅里叶变换部(256点复数IFFT)，17是TEQ逆变换部。

这里，在说明作为上述本发明的特征的发送端的工作、及接收端的工作前，根据附图来简单地说明本发明的通信装置的基本工作。例如，多载波调制解调方式采用DMT(Discrete Multi Tone：离散多单音)调制解调方式的有线数字通信方式有使用现有电话线路来进行几兆比特/秒的高速数字通信的ADSL(Asymmetric Digital SubscriberLine：非对称数字用户线)通信方式、及HDSL(High-bit-rate DigitalSubscriber Line：高比特率数字用户线)通信方式等xDSL通信方式。该方式在ANSI的T1.413等中被标准化。

图2是采用上述DTM调制解调方式的通信装置的发送系统的整体结构示例图。在图2中，发送系统用复用/同步控制(相当于图示的MUX/SYNC CONTROL)41对发送数据进行复用，用循环冗余校验(相当于CRC：Cyclic redundancy check)42、43对复用过的发送数据附加检错码，进而用前向纠错(相当于SCRAM&FEC)44、45进行FEC码附加及扰码处理。

从复用/同步控制41到单音排序49有2条路径，一条是包含交错(INTERLEAVE)46的交错数据缓冲器(Interleaved Data Buffer)路径，另一条是不包含交错的快速数据缓冲器(Fast Data Buffer)路径，这里，进行交错处理的交错数据缓冲器路径的延迟大。

然后，发送数据由速率变换器(相当于RATE-CONVERTOR)47、48进行速率变换处理，由单音排序(相当于TONE ORDERING)49进行单音排序处理。然后，根据单音排序处理后的发送数据，由星座编码器/增益缩放(相当于CONSTELLATION ENCODER AND GAIN SCALING)50形成星座数据(包含Turbo解码)，由逆快速傅里叶变换部(相当于IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)51进行逆快速傅里叶变换。

最后，用输入并行/串行缓冲器(相当于INPUT PARALLEL/SERIALBUFFER)52将傅里叶变换后的并行数据变换为串行数据，用模拟处理/数字-模拟变换器(相当于ANALOG PROCESS ING AND DAC)53将数字波形变换为模拟波形，执行滤波处理后，将发送数据发送到电话线路上。

图3是采用上述DTM调制解调方式的通信装置的接收系统的整体结构示例图。在图3中，接收系统用模拟处理/模拟-数字变换器(相当于图示的ANALOG PROCESSING AND ADC)141对接收数据(前述的发送数据)执行滤波处理后，将模拟波形变换为数字波形，用时域均衡器(相当于TEQ)142进行时域自适应均衡处理。

用输入串行/并行缓冲器(相当于INPUT SERIAL/PARALLELBUFFER)143将执行了时域自适应均衡处理的数据从串行数据变换为并行数据，用快速傅里叶变换部(相当于FFT：Fast FourierTransform)144对该并行数据进行快速傅里叶变换，然后，用频域均衡器(相当于FEQ)145进行频域自适应均衡处理。

然后，通过星座解码器/增益缩放(相当于CONSTELLATION DECODERAND GAIN SCALING)146及单音排序(相当于TONE ORDERING)147进行的解码处理(Turbo解码)及单音排序处理，将执行了频域自适应均衡处理的数据变换为串行数据。然后，通过速率变换器(相当于RATE-CONVERTOR)148、149进行速率变换处理，通过解交错(相当于DEINTERLEAVE)150进行解交错处理，通过前向纠错(相当于DESCRAM&FEC)151、152进行FEC处理及解扰处理，以及通过循环冗余校验(相当于CRC：cyclic redundancy check)153、154进行循环冗余校验等处理，最终从复用/同步控制(相当于MUX/SYNC CONTROL)155重现出接收数据。

在如上所示的通信装置中，接收系统和发送系统分别包括2条路径，通过区分使用这2条路径，或者通过使这2条路径同时工作，能够实现低传输延迟及高速率的数据通信。

在上述中，为了便于说明，说明了多载波调制解调方式采用DMT调制解调方式的有线数字通信方式的工作，但是不限于此，该结构可以应用于通过多载波调制解调方式(例如，OFDM调制解调方式)来进行有线通信及无线通信的所有通信装置。此外，说明了编码处理采用Turbo码的情况下的通信装置，但是不限于此，例如也可以采用已知的卷积码。此外，在本实施例中，上述时域均衡器142对应于图1的TEQ2，输入串行/并行缓冲器143及快速傅里叶变换部144对应于图1的128点复数FFT3，频域均衡器145对应于图1的FEQ4，其后的电路对应于解码器5。

以下，根据附图来说明上述采用多载波调制解调方式的通信装置中的编码器(发送系统)及解码器(接收系统)的工作。图4是本发明的通信装置中使用的编码器(Turbo编码器)、及解码器(Turbo解码器、硬判决器以及R/S(里德-索罗蒙码)解码器的组合)的结构图，详细地说，图4(a)是本实施例的编码器的结构图，图4(b)是本实施例的解码器的结构图。

例如，在图4(a)的编码器中，21是通过将Turbo码用作纠错码而能够得到接近香农极限的性能的Turbo编码器，例如，在Turbo编码器21中，对于2比特的信息比特的输入，输出2比特的信息比特和2比特的冗余比特。这里，为了使接收端对各信息比特的纠正能力均匀，进而生成各冗余比特。

而在图4(b)的解码器中，22是根据接收信号Lcy(相当于后述的接收信号：y₂、y₁、y_a)来计算对数似然比的第1解码器，23及27是加法器，24及25是交错器，26是根据接收信号Lcy(相当于后述的接收信号：y₂、y₁、y_b)来计算对数似然比的第2解码器，28是解交错器，29是对第1解码器22的输出进行判决并输出原始信息比特序列的估计值的第1判决器，30是对里德-索罗蒙码进行解码并输出精度更高的信息比特序列的第1R/S解码器，31是对第2解码器26的输出进行判决并输出原始信息比特序列的估计值的第2判决器，32是对里德-索罗蒙码进行解码并输出精度还高的信息比特序列的第2R/S解码器，33是对Lcy(相当于后述的接收信号：y₃、y₄…)进行硬判决并输出原始信息比特序列的估计值的第3判决器。

首先，说明图4(a)的编码器的工作。在本实施例中，多值正交调幅(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)例如采用16QAM方式。此外，在本实施例的编码器中，只对低位2比特的输入数据实施Turbo编码，对其他高位比特将输入数据原封不动地输出。即，在本实施例中，对特性有可能恶化的4个信号点(即，信号点间距最近的4点)的低位2比特实施具有优良纠错能力的Turbo编码，在接收端进行软判决。而对特性恶化的可能性低的其他高位比特，则原封不动地输出，在接收端进行硬判决。

接着，说明对输入的低位2比特的发送数据：u₁、u₂实施Turbo编码的、图4(a)所示的Turbo编码器21的工作的一例。例如，图5是Turbo编码器21的结构示例图。这里，假设递归系统卷积编码器的结构使用已知的递归系统卷积编码器。

在图5中，35是对相当于信息比特序列的发送数据：u₁、u₂进行卷积编码并输出冗余数据：u_a的第1递归系统卷积编码器，36及37是交错器，38是对交错处理后的数据：u_1t、u_2t进行卷积编码并输出冗余数据：u_b的第2递归系统卷积编码器。Turbo编码器21同时输出发送数据：u₁、u₂、通过第1递归系统卷积编码器35的处理对发送数据：u₁、u₂进行编码所得的冗余数据：u_a、以及通过第2递归系统卷积编码器38的处理对交错处理后的数据：u_1t、u_2t进行卷积编码所得的(与其他数据的时刻不同的)冗余数据：u_b。

然后，在Turbo编码器21中，为了使使用冗余数据：u_a、u_b的接收端对发送数据：u₁和u₂的估计精度均匀，而使各冗余比特的权重不发生偏差。

这样，在使用图4(a)所示的编码器的情况下，作为交错的效果，能够提高对突发性数据差错的纠错能力，进而通过在第1递归系统卷积编码器35和第2递归系统卷积编码器38之间交错发送数据：u₁序列的输入和发送数据：u₂序列的输入，能够使接收端对发送数据：u₁和u₂的估计精度均匀。

接着，说明图4(b)所示的解码器的工作。在本实施例中，说明多值正交调幅(QAM)例如采用16QAM方式的情况。此外，本实施例的解码器对接收数据的低位2比特实施Turbo解码，通过软判决来估计原始发送数据，而对其他高位比特，则通过用第3判决器33对接收数据进行硬判决，来估计原始发送数据。其中，接收信号Lcy：y₄、y₃、y₂、y₁、y_a、y_b分别是对上述发送端的输出：u₄、u₃、u₂、u₁、u_a、u_b施加传输线路的噪声或衰落的影响所得的信号。

首先，在收到接收信号Lcy：y₂、y₁、y_a、y_b的Turbo解码器中，第1解码器22抽取接收信号Lcy：y₂、y₁、y_a，计算根据这些接收信号而估计的信息比特(相当于原始发送数据：u_1k、u_2k)：u_1k′、u_2k′的对数似然比：L(u_1k′)、L(u_2k′)(k表示时刻)。即，这里求u_2k是1的概率比u_2k是0的概率、以及u_1k是1的概率比u_1k是0的概率。在以下的说明中，将u_1k、u_2k简称u_k，将u_1k′、u_2k′简称u_k′。

其中，在图4(b)中，Le(u_k)表示外部信息，La(u_k)表示前一外部信息——先验信息。此外，计算对数似然比的解码器多是采用已知的最大后验概率解码器(MAP算法：Maximum A-Posteriori)，但是例如也可以使用已知的维特比解码器。

接着，加法器23根据上述计算结果的对数似然比，来计算第2解码器26的外部信息：Le(u_k)。其中，在第1次解码中，未求先验信息，所以La(u_k)＝0。

接着，交错器24及25对接收信号Lcy和外部信息：Le(u_k)进行信号的交错。然后，与第1解码器同样，第2解码器26根据接收信号Lcy、及先前算出的先验信息：La(u_k)，来计算对数似然比：L(u_k′)。

然后，与加法器23同样，加法器27计算外部信息：Le(u_k)。此时，解交错器28交错过的外部信息作为先验信息：La(u_k)，被反馈到上述第1解码器22。

然后，上述Turbo解码器通过将上述处理重复执行规定次数(迭代次数)，来计算精度更高的对数似然比，然后，第1判决器29及第2判决器31根据该对数似然比来进行信号的判决，估计原始发送数据。具体地说，例如，如果对数似然比是“L(u_k′)＞0”，则将估计信息比特：u_k′判决为1，而如果“L(u_k′)0”，则将估计信息比特：u_k′判决为0。用第3判决器33对同时接收的接收信号Lcy：y₃、y₄…进行硬判决。

最后，第1R/S解码器30及第2R/S解码器32用规定的方法来进行使用里德-索罗蒙码的检错，在判断为估计精度超过某个特定的基准的阶段，结束上述重复处理。然后，用里德-索罗蒙码来进行各判决器上述估计出的原始发送数据的纠错，输出估计精度更高的发送数据。

这里，根据具体例来说明第1R/S解码器30及第2R/S解码器32估计原始发送数据的方法。这里，作为具体例，有3种方法。作为第1方法，例如每当第1判决器29或第2判决器31估计出原始发送数据时，对应的第1R/S解码器30、或第2R/S解码器32交替进行检错，在某一个R/S解码器判断为“没有差错”的阶段，结束Turbo编码器进行的上述重复处理，然后，用里德-索罗蒙码来进行上述估计出的原始发送数据的纠错，输出估计精度更高的发送数据。

此外，作为第2方法，每当第1判决器29或第2判决器31估计出原始发送数据时，对应的第1R/S解码器30、或第2R/S解码器32交替进行检错，在两个R/S解码器都判断为“没有差错”的阶段，结束Turbo编码器进行的上述重复处理，然后，用里德-索罗蒙码来进行上述估计出的原始发送数据的纠错，输出估计精度更高的发送数据。

此外，作为第3方法，改善在用上述第1及第2方法误判断为“没有差错”、而未实施重复处理的情况下进行误纠错的问题，例如在实施预定的规定次数的重复处理、而将比特差错率降低到某种程度后，用里德-索罗蒙码来进行上述估计出的原始发送数据的纠错，输出估计精度更高的发送数据。

这样，在使用图4(b)所示的解码器的情况下，即使在星座随着调制方式的多值化而增大的情况下，通过包括对特性有可能恶化的接收信号的低位2比特实施软判决处理及基于里德-索罗蒙码的纠错的Turbo解码器、和对接收信号中的其他比特进行硬判决的判决器，也能够实现计算量多的软判决处理的削减、和良好的传输特性。

此外，通过用第1R/S解码器30及第2R/S解码器32来估计发送数据，能够减少迭代次数，能够进一步削减计算量多的软判决处理及其处理时间。众所周知，在随机差错和突发差错混杂的传输线路中，通过并用以码元为单位进行纠错的R-S码(里德-索罗蒙码)或其他已知的纠错码等，能得到优良的传输特性。

在以上的说明中，说明了采用多载波调制解调方式的通信装置的基本工作、和为了得到良好的传输特性及高传输速率而使用Turbo码的情况下通信装置的工作。在以下的说明中，从“传输速率的进一步提高”这一观点，用图1来说明最大限度地利用作为多载波调制解调方式的特征的“优良的传输效率”及“灵活的功能”、实现最佳的传输速率的通信装置。这里，为了便于说明，设想128个副载波，例如假设，128个副载波的解调使用256点复数FFT，在只对128个副载波中的64个偶数副载波进行解调的情况下使用128点复数FFT。

例如，在设想用DMT调制解调方式来进行基于128个副载波的数据通信的情况下(参照图6)，偶数副载波在前半部和后半部为同一波形，其合成波在前半部和后半部也为同一波形(参照图7(a))。而奇数副载波在前半部和后半部波形反转，其合成波在前半部和后半部波形也反转(参照图7(b))。图6是128个副载波的图，图7是各副载波的波形及其合成波形的图。

因此，本实施例的发送系统利用上述特征，不改变向各副载波分配的比特数，将发送码元半码元化，来提高传输速率。但是，如果实施发送码元的半码元化，则不能维持OFDM码元的正交性。因此，在本实施例中，为了在发生干扰的情况下也能够进行解调，提高第偶数个副载波的功率，而降低成为干扰分量的第奇数个副载波的功率。通常，在应用Turbo码及BPSK的情况下，据说SNR只要有1dB就能够进行解调。此外，在应用Turbo码及QPSK的情况下，据说SNR只要有3、4dB就能够进行解调。

图6所示的SNR_coded是实施了编码的情况下的、例如满足10-7的SNR。但是，如果满足10^-7，则也可以不进行编码。

而在接收系统中，首先，只对第偶数个副载波进行解调，然后，对第奇数个副载波进行解调。具体地说，首先，TEQ2对滤波处理及A/D变换处理后的数字波形(半码元化过的接收码元)进行时域自适应均衡处理。

接着，128点复数FFT3将收到的串行数据变换为并行数据，对该并行数据实施傅里叶变换。即，这里从128个副载波中只抽取64个偶数副载波。通常，为了对128个副载波进行傅里叶变换，使用完整的256点复数FFT，但是这里由于只对半码元化过的接收码元的偶数副载波进行傅里叶变换，所以使用一半的128点复数FFT。奇数副载波不能维持正交性，成为噪声。

接着，FEQ 4对抽取的64个偶数副载波进行频域自适应均衡处理，解码器5用上述规定的方法(参照图4(b))进行解码处理，在判决后，重现原始发送数据。对于分配给偶数副载波的数据，则原封不动地输出。

此外，在接收系统中，FEQ逆变换部6对分配给上述偶数副载波的数据进行FEQ逆变换，然后，128点复数IFFT7对FEQ逆变换后的数据进行逆快速傅里叶变换，然后，TEQ逆变换部8通过对逆快速傅里叶变换后的偶数副载波的时间波形进行TEQ逆变换，来生成只由偶数副载波的波形构成的码元(参照图7(a))。

接着，减法器9从上述半码元化过的接收码元中，减去只由该偶数副载波的波形构成的码元分量，抽取只由奇数副载波的波形构成的码元(半码元)(参照图7(b))。然后，码元生成部10利用上述图7(b)所示的奇数副载波的特征，在减法后的码元之后，附加对该码元进行复制及反转而生成的码元，生成发送系统实施半码元化前的状态下的码元。

最后，在接收系统中，TEQ11对上述奇数副载波的接收码元(完整码元)进行时域自适应均衡处理，256点复数FFT12对时域自适应均衡处理后的并行数据实施傅里叶变换，FEQ13对抽取出的64个奇数副载波进行频域自适应均衡处理，解码器14用上述规定的方法(参照图4(b))来进行解码处理，判决后，重现原始发送数据。

在本实施例中，例如在上述解调过的数据发生差错的情况下，通过重复执行以下所示的处理，能够提高解调特性。例如，FEQ逆变换部15对分配给上述奇数副载波的数据进行FEQ逆变换，然后，256点复数IFFT16对FEQ逆变换后的数据进行逆快速傅里叶变换，然后，TEQ逆变换部17通过对逆快速傅里叶变换后的奇数副载波的时间波形进行TEQ逆变换，来生成只由奇数副载波的波形构成的码元(参照图7(a))。然后，减法器1从接收码元中除去只由该奇数副载波的波形构成的码元分量，以后，接收系统用除去该码元分量后的接收码元来进行解调处理。

这样，在本实施例中，发送端的通信装置对发送码元进行半码元化来进行发送，接收端的通信装置分离偶数副载波和奇数副载波，只对半码元化过的偶数副载波的接收码元进行解调，然后，在除去该偶数副载波的码元分量后，只对奇数副载波的接收码元进行解调。由此，能够进行时间轴上的压缩，能够将传输容量扩大到约2倍。此外，在本实施例中，能够反馈只由奇数副载波的波形构成的码元，从接收码元中除去成为噪声分量的奇数副载波，所以能够大幅度提高解调精度。

在本实施例中，为了便于说明，设想了128个副载波，但是不限于此。此外，在上述128个以外的情况下，按照副载波的个数，FFT及IFFT的数目也变更。

实施例2.

图8是本发明的通信装置的实施例2的结构图，信息地说，图8(a)是发送端的结构图，图8(b)是接收端的结构图。例如，在实施例1中，发送端的通信装置对发送码元进行半码元化来进行发送，接收端的通信装置首先只对半码元化过的偶数副载波的接收码元进行解调，然后只对奇数副载波的接收码元进行解调。即，通过实现半码元化来提高传输速率。在本实施例中，在实施例1的结构上，即在维持高传输速率的状态下，进一步用作为正交码的已知的Hadamard序列的特性来提高解调精度。

在图8(a)中，61是用已知的Hadamard序列对发送数据进行扩频的复用部，62是排序部，63是逆快速傅里叶变换部，64是D/A变换部，而在图8(b)中，71是A/D变换部，72是半码元解调部，73是解排序部，74是用已知的Hadamard序列对解调数据进行解扩的分割部。

以下，说明如上所述构成的通信装置的工作。首先，在发送端，复用部61用已知的Hadamard序列对分配给图6所示的相邻的奇数副载波和副载波(例如，副载波#1和副载波#2、副载波#3和副载波#4、…等)的发送数据进行扩频。用作扩频码的Hadamard序列H可以如下式(1)所示来表示。 $H=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{c}_1\\ c_2\end{array}\right]---\left(1\right)$ $\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-1& -1\\ -1& 1\end{array}\right]$ 其中，C₁及C₂表示符号，S₁及S₂表示信号。

例如在发送数据d_k为[d_2i-1，d_2i]的情况下，复用部61如下式(2)所示来进行扩频处理。 $\left[\begin{array}{c}{x}_{2i-1}\\ x_{2i}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{d}_{2i-1}\\ d_{2i}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]--\left(2\right)$ 其中，k表示n个整数，i表示(n/2)个整数，[x_2i-1，x_2i]表示扩频后的发送信号，式中的1/2表示用于归一化的系数。

因此，例如如果发送数据是[d₁＝1，d₂＝-1]，则扩频后的发送信号[x₁，x₂]为

[x₁，x₂]＝(1[-1，-1]+(-1)[-1，1])/2

        ＝[0，-2]/2

        ＝[0，-1]。

此外，对其他副载波也同样进行计算。这样，在本实施例中，通过对发送数据进行扩频(复用)，使分配给上述相邻的副载波(例如，相当于副载波#1和副载波#2、副载波#3和副载波#4、…等)的数据中的某一个的能量为0。

接着，排序部62将如上所述计算出的扩频后的发送信号x₁、x₂、x₃、x₄、…分配给各副载波。具体地说，向副载波#1分配0，向副载波#2分配-1。

最后，逆快速傅里叶变换部63对分配给各副载波的数据进行逆快速傅里叶变换，进而，与实施例1同样，实施发送码元的半码元化，将该生成的码元经D/A变换部64发送到传输线路上。

而在接收端，经A/D变换部71收到接收码元的半码元解调部72按与实施例1同样的过程对该接收码元进行解调。A/D变换部71也采用与前述实施例1中的图1同样的结构，所以附以同一标号并省略其说明。这里，将解调信号表示为[y_2i-1，y_2i]。在半码元解调部72中，相邻的副载波(例如，相当于副载波#1和副载波#2、副载波#3和副载波#4、…)中的一个的能量必然为0，对偶数副载波进行解调时成为噪声分量的奇数载波减少，所以能够大幅度提高解调特性。

接着，解排序部73按后述的解扩单位来配置收到的解调信号y₁、y₂、y₃、y₄、…。具体地说，将y₁＝0、y₂＝-1发送到后述的分割部74，接着将y₃、y₄、…发送到分割部74。

接着，分割部74用已知的Hadamard序列对发送端扩频(复用)过的信号y₁、y₂、y₃、y₄、…进行解扩、分割。用作扩频码的Hadamard序列H与上述(1)相同。

具体地说，例如在接收数据y_k为[y_2i-1，y_2i]的情况下，分割部74如下式(3)所示来进行解扩处理。 $\left[\begin{array}{c}{d}_{2i-1}\\ d_{2i}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{Y}_{2i-1}\\ Y_{2i}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]---\left(3\right)$

因此，例如如果接收数据是[y₁＝0，y₂＝-1]，则解扩后的信号、即原始发送数据[d₁，d₂]为

d₁＝[0，-1]×[-1，-1]＝1

d₂＝[0，-1]×[-1，1]＝-1。此外，对其他发送数据也同样进行计算。

这样，在本实施例中，发送端通过对发送数据进行扩频(复用)，使分配给上述相邻的副载波(例如，相当于副载波#1和副载波#2、副载波#3和副载波#4、…)的数据中的某一个的能量为0。由此，解调时成为噪声分量的奇数载波减少，所以能够在维持与前述实施例1同样的高传输速率的状态下大幅度提高解调特性。

这样，在本实施例中，发送端通过对发送数据进行扩频(复用)，使分配给上述相邻的副载波(例如，相当于副载波#1和副载波#2、副载波#3和副载波#4、…)的数据中的某一个的能量为0。由此，解调时成为噪声分量的奇数载波减少，所以能够在维持与前述实施例1同样的高传输速率的状态下大幅度提高解调特性。

此外，在本实施例中，由于如上所述能够大幅度提高解调特性，所以能够使第偶数个副载波的功率和第奇数个副载波的功率之差、即上述SNR为[实施例1的SNR＞实施例2的SNR]。

如上所述，根据本发明，发送端对发送码元进行半码元化来进行发送，接收端分离偶数副载波和奇数副载波，首先，只对半码元化过的偶数副载波的接收码元进行解调，然后，在除去该偶数副载波的码元分量后，只对奇数副载波的接收码元进行解调。由此，具有下述效果：能够得到可进行时间轴上的压缩、可大幅度提高传输速率的通信装置。

根据另一发明，能够反馈只由第奇数个副载波的波形构成的码元，从接收码元中除去成为噪声分量的第奇数个副载波，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高解调精度的通信装置。

根据另一发明，发送端通过对发送数据进行扩频(复用)，使分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的数据中的某一个的能量为0。由此，解调时成为噪声分量的第奇数个载波减少，所以具有下述效果：能够得到可在维持高传输速率的状态下大幅度提高解调特性的通信装置。

根据另一发明，对发送码元进行半码元化来进行发送，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高传输速率的发送机。

根据另一发明，使分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的数据中的某一个的能量为0，减少解调时的噪声分量，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高解调特性的发送机。

根据另一发明，分离偶数副载波和奇数副载波，首先，只对半码元化过的偶数副载波的接收码元进行解调，然后，在除去该偶数副载波的码元分量后，只对奇数副载波的接收码元进行解调，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高传输速率的接收机。

根据另一发明，能够反馈只由第奇数个副载波的波形构成的码元，从接收码元中除去成为噪声分量的第奇数个副载波，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高解调精度的接收机。

根据另一发明，减少解调时成为噪声分量的第奇数个载波，所以具有下述效果：能够得到可在维持高传输速率的状态下大幅度提高解调特性的接收机。

根据另一发明，发送端对发送码元进行半码元化来进行发送，接收端分离偶数副载波和奇数副载波，首先，只对半码元化过的偶数副载波的接收码元进行解调，然后，在除去该偶数副载波的码元分量后，只对奇数副载波的接收码元进行解调。由此，具有下述效果：能够得到可进行时间轴上的压缩、可大幅度提高传输速率的通信方法。

根据另一发明，能够反馈只由第奇数个副载波的波形构成的码元，从接收码元中除去成为噪声分量的第奇数个副载波，所以具有下述效果：能够得到可大幅度提高解调精度的通信方法。

根据另一发明，发送端通过对发送数据进行扩频(复用)，使分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的数据中的某一个的能量为0。由此，解调时成为噪声分量的第奇数个载波减少，所以具有下述效果：能够得到可在维持高传输速率的状态下大幅度提高解调特性的通信方法。

产业上的可利用性

如上所述，本发明的通信装置及通信方法对通过DMT(DiscreteMulti Tone：离散多单音)调制解调方式或OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplex：正交频分复用)调制解调方式等来使用现有通信线路的数据通信很有用，但是，不限于通过DMT调制解调方式来进行数据通信的通信装置，适用于经普通通信线路、通过多载波调制解调方式及单载波调制解调方式来进行有线通信及无线通信的所有通信。

Claims (11)

1、一种通信装置，采用多载波调制解调方式，其特征在于，包括：

发送部件，对发送码元进行半码元化，在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行发送；以及

接收部件，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；

而对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；

接着，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；

最后，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

2、如权利要求1所述的通信装置，其特征在于，

上述接收部件还对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元，然后，从上述接收码元中除去该第4码元分量，以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

3、如权利要求1或2所述的通信装置，其特征在于，

上述发送部件还用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)，对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元；

接收部件还用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

4、一种通信装置，作为采用多载波调制解调方式的发送机来工作，其特征在于，包括：

发送部件，对发送码元进行半码元化，进而在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行通信。

5、如权利要求4所述的通信装置，其特征在于，

还包括：复用部件，用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)；

上述发送部件对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元。

6、一种通信装置，作为采用多载波调制解调方式的接收机来工作，其特征在于，包括：

第1解调部件，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里+叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；

第1码元生成部件，对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；

第2码元生成部件，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元；

第3码元生成部件，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；以及

第2解调部件，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

7、如权利要求6所述的通信装置，其特征在于，

还包括：

第4码元生成部件，对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元；以及

除去部件，从上述接收码元中除去该第4码元分量；

以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

8、如权利要求6所述的通信装置，其特征在于，还包括：

分离部件，用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

9、一种通信方法，采用多载波调制解调方式，其特征在于，包含：

发送步骤，对发送码元进行半码元化，在第偶数个副载波和解调时成为干扰分量的第奇数个副载波之间保持规定的功率差的状态下进行通信；

第1解调步骤，对半码元化过的接收码元进行用于抽取第偶数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调；

第1码元生成步骤，对分配给上述第偶数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第偶数个副载波的时间波形构成的第1码元；

第2码元生成步骤，从上述接收码元中除去上述第1码元分量，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第2码元；

第3码元生成步骤，在上述第2码元之后附加对该码元进行复制及反转所得的码元来生成第3码元；以及

第2解调步骤，对上述第3码元进行用于抽取第奇数个副载波的规定的傅里叶变换，对分配给该副载波的数据进行解调。

10、如权利要求9所述的通信方法，其特征在于，还包含：

第4码元生成步骤，对分配给上述第奇数个副载波的数据进行逆傅里叶变换，生成由第奇数个副载波的时间波形构成的第4码元；以及

除去步骤，从上述接收码元中除去该第4码元分量；

以后，用除去该第4码元分量后的接收码元来进行解调处理。

11、如权利要求9所述的通信方法，其特征在于，还包含：

复用步骤，用规定的扩频码对分配给相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的发送数据进行扩频(复用)，对扩频后的信号进行逆傅里叶变换来生成上述发送码元；以及

分离步骤，用上述扩频码对上述解调数据进行解扩(分离)，重现分配给上述相邻的第(2i-1)个副载波和第2i个副载波的原始发送数据。

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