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CN1284303C - 直接变频过程中的本地振荡器泄漏控制 - Google Patents

直接变频过程中的本地振荡器泄漏控制 Download PDF

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CN1284303C
CN1284303C CNB028036611A CN02803661A CN1284303C CN 1284303 C CN1284303 C CN 1284303C CN B028036611 A CNB028036611 A CN B028036611A CN 02803661 A CN02803661 A CN 02803661A CN 1284303 C CN1284303 C CN 1284303C
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Abstract

在零中频(IF)接收机或发射机存在时产生本地振荡器(LO)频率的系统和方法。信号从压控振荡器(VCO)被接收。该信号有VCO频率。该VCO频率经N分频以产生有下分频率的信号。有VCO频率的该信号然后与有下分频率的信号混合以产生带有输出频率的输出信号。本地振荡器泄漏减少。因此，该接收机或发射机可能在若干无线通信频带和模式内操作并符合相关的规定。

Description

直接变频过程中的本地振荡器泄漏控制
                          背景
领域
本发明总体涉及无线通信。本发明特别涉及直接转换收发信机的系统和方法。
背景和相关技术
通信领域经历的可观增长大部分是源自无线设备改善的容量。无线设备使用无线电波以实现没有基于有线系统的物理限制的远程通信。诸如声音、数据或寻呼信息的信息在预定的频带上通过无线电波发射。可用频谱的分配经调整以保证许多用户能在没有不该有的干扰情况下通信。
从一个源发射到目的地的信息很少是以准备好用于射频发射的形式获得的。一般，发射机接收输入信号并将其格式化以在预定的频带内传输。该输入信号，也称为基带信号，在期望的频带内调制载波。例如，接收音频输入信号的射频发射机以该输入信号调制载波频率。
调谐到发射机同样载波频率的相应的远程接收机必须接收并解调该发射信号。即，该远程接收机必须从已调制的载波恢复基带信号。该基带信号可能直接送到用户或可能在送到用户前进一步经处理。许多用户无线设备，诸如无线电、电视机以及寻呼机，仅仅只是个接收机。
收发信机是在单一的包内整合了发射机和接收机的无线装置。收发机使得几乎同时的双向通信成为可能。收发机的例子包括双向无线电、对讲机、双向寻呼机以及无线电话。
有几个特性指标在特性接收机设计的有效性时很重要。灵敏度确定了接收机检测弱信号的能力。接收机灵敏度必须是能使该接收机能从背景噪声中检测出最小可辨信号(MDS)。噪声代表电压和电流的随机波动。该MDS是灵敏度的接收机专用度量包括给定系统的带宽。另一方面，接收机选择性指明接收机提供的对信道外干扰保护。选择性越大，接收机拒绝不需要信号的能力越好。
不敏感是由于人为或自然射频干扰(RFI)引起的接收机整体灵敏度下降。不敏感发生在当很强的干扰信号使接收机负载过重并使得更弱信号的检测变得更为困难时。接收机的不敏感度特点确定了其在有强干涉诸如人为干扰情况下是否能成功操作。
噪声系数是特性接收机性能的另一重要指标。噪声系数降级，即它在接收路径的每个相继级增加。放大或衰减技术可能在接收机内部应用以获得可接受的噪声系数。噪声连同失真确定了信号对噪声和失真比(SINAD)，这是一个以分贝为单位描述接收机在有噪声情况下的性能。
失真是在接收机的RF路径上的设备的输出中有不需要的信号存在。失真可能包括谐波失真、互调失真和交叉调制失真。谐波失真发生在当期望的输入信号足以大能压缩接收机，并一般在基带输出处作为从期望信号的频率偏移函数以及期望信号功率的函数测量时。交叉失真发生在当发射机的幅度调制分量(例如CDMA无线电话)在设备输出处(LNA输出)被传输到另一载波(人为干扰)时。最普通的失真形式是互调失真(IMD)。
互调失真是两个或多个信号混合在一起而在信号带宽内产生附加不需要的失真的结果。对两个输入，互调结果发生在原始频率的整数倍的和及差处。即，对两个频率为f1和f2的输入信号，输出频率分量可表示为mf1+nf2，其中m和n为大于或等于1的整数。互调结果的阶为m和n的和。“两音调”第三阶分量(2f1-f2以及2f2-f1)可能发生在期望或干扰信号的频率附近，并因此而不易滤去。更高阶的互调结果有更低的幅度；因为如此，它们问题不大。如果音调间距在信号带宽的一半以内，则第二阶互调干扰结果可能在基带频率处产生。
图1是绘出基本阶、第二阶以及第三阶IMD分量电平对比输入电平。第二阶和第三阶电平与基本阶相交截的理论点成为第二阶交点(IP2或SOI)以及第三阶截点(IP3或TOI)。接收机的IIP2是输入电平第二阶截点。IIP3是输入电平第三阶截点。
接收机的第三阶截点和噪声系数直接与接收机的动态范围相关。该动态范围定义了接收机在其规定的性能内能处理的信号的范围，即在该范围内，接收机能以可接受的SINAD产生准确的输出。特别是，对于诸如模拟到数字转换器的基带接收机，该动态范围可能表示为无寄生干扰的动态范围(SFDR)，其范围从设备的噪声开始到削波发生前的最大信号。
本地振荡器(LO)泄漏发生在当LO信号泄漏到接收机输入时。该泄漏可能经收发机作为可能与其他设备干扰的寄生发射而发射。另外，LO泄漏可能反射入接收机本身并且如果不在解调前去掉则可能不敏感接收机。
干扰泄漏发生在当干扰信号泄漏到LO输入或接收机内的设备输出时。该泄漏可能与该干扰信号混合而产生不需要信号，诸如与干扰信号的幅度调制(AM)分量成比例的DC信号电平。AM干扰信号可能位于接收机频带内的任何频率处。
低频闪烁(1/f)噪声是由双极晶体管的发射-基级的缺陷引起的。虽然一般很小，但闪烁噪声和其他这类噪声可能需要在接收机中去掉以维持基带处的信号完整性。
隔离度是施加在设备一个端口的功率电平与在另一端口出现的同一频率上的产生的功率电平之比(分贝为单位)。反隔离度，是隔离度的倒数，是接收机分量一个特性指标。反隔离度特性有多少注入输出端口的能量回到了输入源。为达到低LO和人为干扰泄漏，期望有高反隔离度。
放大器的1dB压缩点是特性当放大器增益低于小信号增益1dB时的输出功率电平。放大器的饱和点是特性该放大器的最大输出功率容量。这些特性指标在图1说明。
以上这些特性指标和信号现象应在设计无线通信设备时考虑。更一般的，无线通信已是码分多址(CDMA)占主导地位，这是一种扩频形式，或者说宽带、射频信号扩在很宽的带宽上的通信。CDMA技术已是许多调制标准的基础，诸如CDMA(IS-95和CDMA2000)以及WCDMA(IMT2000)。这种调制或空中接口标准中的每个操作在许多射频带上，包括蜂窝(日本蜂窝和美国蜂窝)、PCS(日本和韩国带内的通信系统)，以及IMT(国际电信联盟)。其他调制标准包括FM(频率调制，IS-19)、GSM(移动通信全球系统)、US-TDMA(IS-136)、GPS(全球定位系统)、无线LAN(802.11)以及蓝牙。
频带已被分配给不同的通信模式。对无线收发机，US PCS接收(RX)频带是1930-1990MHz，以及相关发射(TX)频带为1850-1910MHz。US蜂窝接收频带为869-894MHz，以及相关发射(TX)频带为824-849MHz。类似的，接收和发射频带经分配给日本蜂窝、IMT以及韩国PCS。
通信标准设定无线通信设备必须满足的规定。例如，寄生发射、灵敏度、干扰(双音调互调和单音调反灵敏)以及必须满足的残留边带规定。
无线通信还没有国际标准化。甚至还没有国内标准化。现存的技术已承认收发机可在多于一个带内或多于一个模式内操作，具有增加的可携带性。特别是，双带手机在两个频带上操作。例如，双带CDMA手机可能同时在800MHZ(美国蜂窝)和1.9GHz(US PCS)频带上操作。如果在这两个带上操作的基站使用CDMA标准，则有双带CDMA手机的移动单元可能得到从这些基站的一个或两个的服务。另外，双模式CDMA/FM手机可能在CDMA和FM模式下操作。但是，鉴于调制标准和相关频带的当前的复杂性，双模式和双带电话提供给用户的最多是与世界通信系统有限兼容性。
图2是传统双下变频接收机的高层框图。接收机101包括超外差结构。特别是，经接收的RF信号11沿着RF信号路径经传输并经预处理(阶段1)。该经预处理的RF信号13首先经变换，或下变频为带有中频(IF)的信号15(阶段2)。该IF信号15然后再次下变频为基带信号17，它包括“同相”(I)和“正交”(Q)相位分量(阶段3)。该I和Q基带信号分量相位相差90度。该I和Q分量然后发送到接收机101的其他部分，诸如基带处理器(阶段4)以进一步处理。类似的，在双上变频发射机内，模拟I和Q基带信号首先经上变频为IF信号，该IF信号然后在经上变频为被发射的RF信号。
图3更详细地说明了接收机101。接收机101有许多固有的好处。例如，该设计提供了极佳的灵敏度和选择性，经扩展的信号动态范围、灵活的频率分布以及更低的动态范围以及在接收机101内更低的IF滤波器70后的元件的电流消耗。另外，由于该IF信号在较低的频率范围内，可能更容易获得I和Q信道106、107间的相位和幅度匹配。从这些好处的观点来看，接收机101很适合多模式和多频带应用，其中经接收的在多模式内调制并在多频带内传输的RF信号可能被处理。
为了支持多个频带和操作模式，接收机101必须包括一些模式特定元件。例如，在多频带接收机内，每个频带一般需要一个个别的RF信号路径。在多模式接收机中，取决于人为干扰动态范围需要，每个模式可能需要个别的基带路径。
在诸如接收机101的传统接收机中，该IF信号路径一般包括放大器、滤波以及自动增益控制(AGC)电路系统。这样，接收机101能去除信号频带外噪声以及人为干扰并能补偿不同信号功率以及接收机增益变化。在多模式接收机内，IF信号的滤波是模式特定的。因此，接收机101每个模式有一个IF滤波器。例如，在双模式电话内的接收机包括两个IF SAWs(表面声波滤波器)。对支持CDMA 1X、CDMA 3x、WCDMA、GSM、FM、蓝牙以及GPS模式的接收机，在IF信号路径上可能需要四到六个SAWs以及1个离散LC滤波器。
每个模式需要一个IF滤波器是接收机101重要缺陷。每个IF滤波器增加了接收机的费用、关键部分的数量以及接收机的板面。由于每个IF滤波器可能有较高损失，可能需要IF预放大和AGC。需要受IF电压控制的振荡器(VCO)以及锁相环(PLL)65以产生本地振荡(LO)频率，该频率被输入到IF混频器60。接收机101其他缺点包括需要交换矩阵或多个IF放大器以及AGC模块、需要低损失RF带通滤波器(BPF)以减少不期望的边带噪声、以及需要附加IF混频器。因此，双下变频接收机的IF级增加了费用、设计复杂度以及该种接收机的电路板面。
图4是直接下变频或零IF，接收机200的框图。在直接下变频接收机中，经接收的RF信号201经直接下变频为基带信号225。类似的，在直接上变频，或零IF，发射机中，基带信号经直接上变频为被发射的RF信号。在接收机200内，经接收的RF信号与本地振荡器(LO)频率混合以产生基带信号。由于它并不包括IF信号路径，接收机200减少了费用、板面以及与IF元件相关的功率消耗，这包括IF SAWs、LC匹配以及离散滤波器、预放大、AGC、IF混频器以及IF VCO以及PLL。另外，会有更少的元件到元件和温度变化发生。
接收机200的设计允许更多的信号处理，诸如通过集成电路在基带模拟或数字领域发生的信道选择性滤波，因此使得接收机200的RF和模拟部分性质上更为一般。由于AGC是数字的，可能会需要经简化的校准或甚至没有校准的。对一些操作模式，诸如GPS、蓝牙以及GSM，由于该滤波器首要目的是要减少CDMA蜂窝和PCS模式的交叉调制，接收机200可能不需要RF滤波器。然而，如果GPS调制信号与其他经调制信号同时被接收，则GPS模式可能需要RF滤波器。
尽管有以上这些优势，直接下变频并没有被大量用于无线电话。这是由于在获得合适的接收机动态范围时很难获得接收机设计关键指标。诸如接收机200的设计目标包括获得高增益以及低噪声系数、高IIP3和IIP2值以及低功率消耗。多模式和多频带接收机可能需要非常广的动态范围。相应的，对该类接收机，会更难达到这些设计目标。
更特别的是，进入I和Q混频器LO端口的本地振荡器(LO)泄漏以及人为干扰泄漏引起下变频接收机中的严重问题。对蜂窝和PCS，寄生发射要求特别严格。这样，需要更高的反隔离度。另外，在直接下变频接收机内，反射回接收机本身的LO泄漏连同到I和Q混频器的LO端口的人为干扰泄漏，可能会被直接下变频电路系统处理。这样，不期望的DC偏移电压可能连同期望的基带信号出现在混频器的输出处，该基带信号可能也包括基带频谱分量。相应的，必须除去DC偏移以保证信噪比足够高。
在CDMA中，灵敏度用一设定到一电平的信号测试使得保证达到一定帧误差率(FER)。IS-98规定测试下的设备必须达到-104dBm(信号功率)的灵敏度以及小于0.5％FER。该互调测试通过将信号电平设定为-101dBm(比灵敏度测试高3dB)连同关于RF信号偏移处的两个音调(偏移处的-43dBm/音调而产生带内失真结果，或一般±900和±1700kHz)连同少于1％的FER。取决于频带，可能在测试的功率电平和人为干扰的频率偏移有所不同。对单一音调反灵敏测试，在I和Q混频器的RF端口的人为干扰电平在＞＝900kHz偏移处大于信号电平71dB。
人为干扰功率可能泄漏到每个混频器的LO端口并与在该混频器RF端口的人为干扰电平混合以产生与RF人为干扰的幅度成比例的DC电平。一般，人为干扰由在竞争无线系统内的基站的前向链路所产生。人为干扰功率可能作为所用的调制或衰落的函数而变化。最糟的人为干扰可能有与期望的信号带宽可比的幅度调制。这样，在下变频后AM分量落在基带的任何信号能量之上并且不能通过基带滤波器除去。这个问题随着人为干扰RF信号增加而加剧。例如，如果人为干扰RF信号增加10dB，则基带失真增加20dB。如果影响人为干扰的自混频的RF混频器的RF与LO隔离度比以及代表第二阶失真影响的RF混频器的IIP2均低于标准，则该基带失真可能实际上大于二比一斜率。
另外，直接下变频接收机的混频器的人为干扰和LO泄漏要求很高。由于该接收机缺少IF滤波，取决于基带模拟滤波程度、元件到元件、频率以及增益内的温度变化，接收机基带元件的动态范围可能需要增加30dB甚至更多。必须满足对不同调制标准的残留边带规定。由于该种接收机在其基带阶段增益较少，基带的闪烁噪声在接收机处理FM调制信号的能力上有较大影响。
因此，需要能在多频带和多模式下调制RF信号的直接变频收发机。
                            概述
揭示实施例示出新颖且经改进的在直接变频无线通信设备内产生本地振荡器(LO)频率系统和方法。在一实施例中，该系统包括经电压控制的振荡器(VCO)、分频器以及混频器。该分频器有一个输入和通过分频输入信号产生的输出。该分频器输入操作耦合到VCO。该混频器有操作耦合到该VCO的第一混频器输入以及操作耦合到该分频器输出的第二混频器输入。该混频器输出平行地提供给移相器和第二分频器LO频率。
在其他实施例中，该系统包括VCO、第一分频器、第二分频器以及混频器。该第一分频器有一个输入和通过分频输入信号产生的输出。该第一分频器的输入操作耦合到VCO。第二分频器有一个输入和通过分频输入信号产生的输出。该第二分频器的输入操作耦合到第一分频器的输出。该混频器有第一混频器输入操作耦合到第一分频器的输出，第二混频器输入操作耦合到第二分频器的输出，以及输出。
在另一实施例中，系统包括LO发生器、频带选择机制以及配置选择机制。该LO发生器有一个或多个配置，并包括经配置以将VCO频率与VCO频率的下分频形式混合的混频器。每个配置与RF信号的频带相关联并产生输出信号，其频率与RF信号频带相关。该频带选择机制经配置以选择RF信号的频带。该配置选择机制经按排为选择与RF信号的选定频带相关的配置。
                      附图的简要描述
通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：
图1是绘出饱和点和压缩点以及第二阶和第三阶截点的图表。
图2是传统双变频接收机的高层框图。
图3是传统双变频接收机的框图。
图4直接变频接收机的高层框图。
图5是直接变频接收机的框图。
图6是根据本发明实施例产生本地振荡器频率的系统框图。
图7是根据本发明实施例产生本地振荡器频率的系统框图。
图8说明零IF发射机实施例。
                       详细描述
图4是根据本发明实施例的直接下变频接收机200的高层框图。接收机200包括RF信号路径210、直接下变频器220以及基带处理器230。
RF信号路径210接收RF信号201。RF信号201可能包括在多个模式下调制以及在多个频带内传输的信号。RF信号路径210可能包括选择机制以在不同模式和不同频带内选择。另外，RF信号路径210可能包括放大器或滤波器以为RF进一步处理作准备。该种经准备的信号在图4中标为经预处理的RF信号215。直接下变频器220从RF信号路径210接收经预处理的RF信号215并将该种信号下变频为基带信号225。
基带处理器230可能对基带信号225进行下一步处理，诸如例如DC对消、匹配滤波和人为干扰滤波、样本抽取、自动增益控制、信号功率测量(经接收的信号强度指示RSSI)、解扩频、去交织、误差纠正以及解码为数字数据或音频流。经处理的信息然后可能经路由到合适的目的地，诸如在无线设备内的输出机制，它可能包括显示、扬声器或数据端口。要注意的是基带处理器230可能还为与接收机220互补的发射机使用。
图5更详细地说明接收机200。天线301是接收机200与进入的RF信号的接口。天线201可能还从与天线301耦合的发射机广播RF信号。多个天线可能用于分开操作的频带或将同时操作模式分隔开来。接口305可能将接收到的RF信号与被发射的RF信号隔离使得接收机200以及发射机都能使用天线301。
接口305可能包括一个或多个天线共用器312。天线共用器312对进入的接收频带内的信号进行滤波。另外，天线共用器312将进入的接收频带内的信号与要发射频带内的信号隔离开来。如果特定接收机或收发机应用需要若干操作模式，则可能要使用若干天线共用器312。如图5示出，假设相关操作频带均适合于天线共用器312的频带内，一个天线共用器312可能处理在CDMA、FM以及IMT模式内调制的信号。
接口305可能还包括一个或多个开关314以及带通滤波器316。开关314在接收和发射操作间作选择。例如，开关314可能对应GSM或蓝牙模式，其中信号不是同时接收或发射。带通滤波器316对GPS信号在进入接收频带内进行滤波。由于GPS是被接收而不是被发射，不需要天线共用器。对其他仅接收的模拟模式，其他带通滤波器316可能包括在接收机200内。
低噪声放大器(LNA)320经耦合到接口305并放大接收的RF信号。LNA可能经选择以提供在接收频带内的最小噪声系数，但提供足够高增益以最小化在接收机200内接下来各级内的噪声系数。该LNA 320增益可能通过LNA增益控制324经控制。发射功率可能从接口305泄漏到接收机200。例如，天线共用器312可能对发射功率滤波不完全。因此，LNA320可能需要高压缩比和第三阶截点。
LNA 320经耦合到RX带通滤波器(BPF)330。BPF 330进一步滤去在接收频带外的发射机信号。值得注意的是BPF 330在本发明的一些实施例内不一定需要。例如，如前所述，如果GPRS(General Packet Radio Service)内不支持最大数据率，则GSM模式调制的信号可能不能同时接收和发射。
图5描述包括一个天线共用器312、一个LNA 320和一个BPF 330的一个RF信号路径。然而，多个RF信号路径可能包括在接收机200内。每个信号路径可能对应一个或多个接收机200的特定操作频带。例如，接收机200可能包括相应的蜂窝、PCS、IMT以及GSM信号路径。每个RF路径根据需要可能包括天线共用器、开关、和/或带通滤波器、LNA、BPF以及I和Q混频器、另外，与其他模式操作同时的GPS接收可能需要隔离LO发生、基带放大器、模拟低通滤波器、模拟到数字变换器、I/Q数字处理以及解调。
选择机制310取决与在某给定时间激活的操作频带在不同RF信号路径间切换.选择机制310可能包括耦合到例如不同天线共用器和BPFs的频带选择设备。选择机制310还可能耦合到I和Q信道混频器340A、340B。例如，对在US蜂窝频带内接收到的信号，选择机制310可能切换到天线共用器312、LNA 320以及一起适当地对接收的信号滤波和放大的BPF 330。
BFP 330的输出耦合到I和Q信道混频器340A、340B的输入。在示范实现中，BPF 330可能有不同输出(未示出)以连到混频器340A、340B的不同输入(未示出)。相应地，BPF 330的正负输出终端可能耦合到混频器340A的正负输入终端，以及耦合到混频器340B的正负输入终端。这种不同信号路径安排减少了耦合入RF信号路径的LO和TX并增加了对幅度调人为干扰的共模抑制(在混频器输入端的更高的第二阶输入截交电平)。因此，接收机200内的隔离度和人为干扰滤波被改善了。
另外，变压器可能耦合到BPF 330单端输出。该变压器可能将单端信号变换为差动信号，该差动信号可能耦合到混频器340A、340B的差动输入端。
如图5所示，本地振荡器(LO)350耦合到缓冲放大器351A、351B。缓冲放大器351A、351B耦合到混频器340A的第二输入342A以及混频器340B的第二输入342B。如果I和Q混频器340A、340B有差动输入，则缓冲放大器351A、351B可能有差动的输出。在一些实施例中，缓冲放大器不需要包括在接收机200的设计中。
LO 350可能包括产生不同频率输出信号的频率发生器。例如，LO 350可能输出第一信号和对第一信号90度相移的第二信号。LO 350可能包括锁相环(PLL)、经压控振荡器(VCO)、频率混合机制以及相移机制。取决于接收的FR信号的操作频率，LO 350可能包括控制LO 350的频带选择354。在一示范实施例中，LO 350使用差动路径以减轻在从I和Q混频器RF端口耦合或耦合到该端口的LO泄漏和噪声。
每个混频器340A、340B将从BPF 330接收的RF信号与从在混频器340A、340B的第二输入端342A、342B处的LO 350来的接收到信号混合。该混合过程将这些信号乘起来。因此，混频器340A、340B直接将接收到的RF信号下变频为I和Q基带信号。在示范实施例中，混频器340A、340B有通过混频器增益控制341A、341B调整的相关增益。
在下变频后，I和Q信号沿着相应的信号路径365A、365B被处理。该I信号路径365A表征了这两条信号路径，并可能包括放大器360A、反混叠滤波器370A以及I信道模拟到数字变换器(ADC)380A。放大器360A耦合到混频器340A的输出。在相应的信号通路上经过处理和模数变换，数字I信道数据382以及Q信道数据385可能进一步经处理。在一些实施例中，I和Q信号可能在操作模式特定的路径上被操作。在其他实施例中，I和Q信号路径可能为不同模式共用。
接收机200可能包括蓝牙特定模块。蓝牙直接下变频器390以及蓝牙基带处理器395，如图5所示，可能在结构和功能上类似于上述结构。然而，由于蓝牙可能并发地与其他操作模式一起操作，诸如CDMA，蓝牙直接下变频390以及基带处理器395可能实现为蓝牙专用模块。类似的，GPS可能进发操作并需要分开的基带信号路径以及LO发生电路系统。
图6说明根据本发明的实施例的用以产生本地振荡器频率的系统400。值得注意的是，系统400可能包括于无线接收机、发射机或收发机内。例如，系统400包括锁相环(PLL)410、环路滤波器401、混频器4050、压控振荡器(VCO)420以及开关440。
开关440可被配置为具有多个位置。在图6内，开关440示有三个位置的交叉点开关。在第一位置(1-2)，在此描述为“前馈”，开关440将VCO 420耦合到分频器430的输入。在第二位置(2-3)，“反馈”，开关440将混频器450的输出耦合到分频器430的输入。在第三位置(1-3)，“旁路”，开关440将VCO 420耦合到混频器450的输出且混频器450的输出被禁用。虽然系统400经示出以包括开关，在其他实施例中，系统不需要包括开关。例如，VCO420可能直接耦合到分频器430。开关440的位置可能由控制机制(未示出)控制，诸如取决于接收到的RF信号的频带的频带选择。
VCO 420可能包括在包括相关接收机、发射机、收发机的码片外部的单端输出VCO。外部VCO可能比整合在ASIC(专用集成电路)内的VCO有更好的相位噪声。然而，取决于某给定操作带内固有的人为干扰要求，整合的VCO可能足够了。对外部VCO 420，PLL 410可能直接耦合到VCO 420。另外，如果PLL 410整合在系统400内，PLL 410可能耦合到混频器450的输出。PLL 410在参考频率405处接收信号以建立在每个操作频带内的离散信道间隔。
图6所示的实施例包括PLL输入开关445。开关445可能将PLL 410耦合到VCO 420，到混频器450输出，或到分频器430的输出。如本领域所知的技术，PLL 410、环路滤波器401以及VCO 420一起合作以输出带有VCO频率的信号。该VCO频率可能高于或低于经接收的或经发射的信号频率。分频器430可能包括输出一信号频率是输入信号的下分频形式的信号的频率分频器。例如，分频器430可能被整数N相除，其中N值可能由控制信号设置。
VCO 420经耦合到混频器450的第一输入。基于如上所述的开关440的位置，混频器的第二输入可能通过分频器430耦合到VCO 420(前馈)，到混频器450的输出(反馈)或到开电路(旁路)。混频器450可能包括单边带(SSB)混频器，或只输出一个主混频器结果的镜像抑制混频器。SSB混频器最大减少了混频器输出端不需要的混频器结果。特别是，SSB混频器提供或是两个输入频率之和(高边带，或USB)频率输出或是两输入频率之差(低边带，或LSB)。高SSB混频器保留高边带而取消低SSB。相反的，低SSB混频器保留低边带而取消高SSB。取决于耦合到混频器450的控制信号，混频器450可能被配置为在USB和LSB模式间操作
系统400可能还包括第二分频器470以建立正交LO信号490。第二分频器470可能用整数M除以输入频率并可能包括触发器。当分频器470包括两个触发器时，第一个触发器可能记录输入信号的上升沿，而第二个触发器记录下降沿。触发器的相应输出可能相差90度。这样，每个触发器可能差动地驱动I和Q混频器340A、340B中的一个。在其他实施例中，缓冲放大器351A、351B可能位于第二分频器470和I以及Q混频器340A、340B之间。当M＝2时，第二分频器470被除以2，第二分频器470具有有用的宽带移相器的功能，当与分频器430一起使用时，用于更宽频率范围。第二分频器470可能产生用于美国和日本蜂窝频带的I和Q混频器LO信号。
移相器460可能连同第二分频器470并行包括在系统400内。另外，系统400可能只包括移相器460。移相器460，它可能包括LCR网络或活动元件，可能耦合到混频器450的输出。移相器460可能接收输入信号并产生正交LO输出信号480。在接收机的情况下，每个正交信号可能与接收到的RF信号混合以将RF信号下变频为I和Q基带分量。在一示范实施例中，移相器460操作于PCS(美国或韩国)与IMT的更高操作频带。
根据本发明实施例，分频器430的值N、开关440的位置以及混频器450的模式可能有所变化以产生广范围内的LO频率。另外，第二分频器470的值M可能有变化。虽然可能生成更广范围内的LO频率，VCO 420仅需要在相对较窄的调谐范围内操作。相应的，系统400可能在无线多频带以及多模式接收机、发射机或收发信机内实现。
在示范实施例内，系统400包括差动信号路径。例如，VCO 420的输出，以及混频器450和分频器430的的输入和输出可能是差动式的。这样，发射的I和Q LO能量和来源于在包括系统400的无线设备内到RF信号路径的耦合可能得到最小化。
包括系统400的无线设备内的微处理器(未示出)可能为RF信号确定可应用频带。基于选择的频带，配置选择机制，诸如图5内的频带选择354，可能选择在系统内于选定的频带相关的配置。这样，适当的控制信号以设定分频器430的值N、开关440的位置、混频器450的模式、第二分频器470的值M可能在系统400内产生。
表1设定了当实现在接收机环境中的系统的示范配置。VCO 420被控制在大约1600到1788MHz间操作。VCO 420可能是在无线设备内的发射和传导噪声的主要来源。如表1说明的，VCO频率范围不同于相关的RF接收频率范围。因此，以下配置最小化了无线设备内VCO噪声的影响。
  RF频带   FR接收频带(MHZ)   分频器值N   SSB混频器   开关位置/第二分频器值M   RX VCO频率范围(MHz)
  美国PCS   1930到1990   8   USB   前馈   1716到1769
  美国蜂窝   869到894   禁用   禁用   旁路&除以2   1738到1788
  日本蜂窝   832到870   禁用   禁用   旁路&除以2   1664到1740
  IMT   2110到2170   4   USB   前馈   1688到1736
  韩国PCS   1840到1875   8   USB   前馈   1635到1651
表1.多频带直接下变频接收机的LO控制配置
与本发明一致的，其他配置可能被准备以为不同接收频率范围和不同设计技术而优化VCO 420的调谐范围和中心频率，诸如外部VO或整合的VCO实现。附加分频器可能包括在系统400内以提供该配置。
分频器430和混频器450可能产生不期望的落在期望接收频带外的LO寄生频率。然而，混频器450的输出将会抑制该寄生频率。另外，I和Q混频器340A、340B的端口342A、342B(见图5)可能包括谐振器，它也可能抑制该寄生频率。RF信号路径可能有多个RF BPF应答，这可能滤去在同一频率作为LO寄生频率的人为干扰结果。
如讨论的，第二分频器470可能产生正交LO信号480。I和Q混频器340A、340B接收正交LO信号480。这可能由缓冲351A、351B作为输入传递。这样，I和Q混频器340A、340B的负载电阻和电容内的相位变化可能引起系统错误。然而，相位匹配要求可能由在同一码片上实现I和Q混频器340A、340B达到。因此，可达到接收机的残留边带规定。
I和Q信道间的幅度配备可能是必要的。示范幅度匹配方法包括通过模拟或数字增益补偿校准I和Q信道增益。为达到模拟增益补偿(未示出)，独立的或可切换的功率检测机制可能耦合到I和Q信道的每个以测量信道的经接收的信号强度指示(RSSI)并从而偏置增益。通过ASIC和功率检测机制间的数字总线接口，校准值可被查找，且增益被补偿。为达到数字增益补偿(未示出)，基带路径可能在ADC后包括将I和Q信号乘在一起的数字乘法器。因此，存储在ASIC内的校准值可以被查询，且I和Q信道可能相应得到补偿。
在另一实施例中(未示出)，GPS规定信号路径可能包括在无线接收机或收发信机内。GPS调制信号仅在一个频率内经接收。因此，接收机只需要调谐到一个GPS频率。特别是，该GPS特定的路径可能只有用于GPS信号的PLL和VCO。VCO，可能在芯片上或芯片外，可能操作在3150.84MHz或GPS频率的两倍。该GPS VCO可能耦合到并被分频器(除以2)下分频以产生GPS RF信号的直接下变频的LO频率。虽然在接收机内可能提供分开的GPS RF信号路径，GPS基带路径可能与根据其他调制标准调制的信号分开或共用。在分开时，GPS信号的基带处理可能与其他已调制信号的基带处理进发发生。在共用时，可能实现电流和板面节省。
由于蓝牙可能与其他操作模式进发地操作，诸如CDMA，分开的VCO和LO发射器可能包括在接收机或收发机内以参与生成蓝牙信号直接下变频的LO频率。
图7说明产生本地振荡器频率的另一系统500。系统500包括PLL 570、环路滤波器560、多频带VCO 501、VCO分频器520、SSB混频器540、SSB分频器530以及RX分频器550。多频带VCO 501、PLL 570以及环路滤波器560一起输出可变频范围内的VCO频率。频带选择510确定多频带VCO 501的可应用频率范围。
VCO分频器520被耦合到多频带VCO 501。VCO分频器520可能用整数P诸如2下分频VCO频率。VCO分频器520的该下分频输出耦合到SSB分频器530的输入。SSB分频器530可能由诸如2的整数下分VCO分频器的输出频率。SSB分频器530的输出以及VCO分频器520的输出耦合到相应的SSB混频器540输入。SSB混频器540将信号混合在一起。取决于SSB混频器540是作为USB混频器还是LSB混频器操作，由混频器540输出输入信号的和或差。因此，VCO分频器520、SSB分频器530以及SSB混频器540分别作为分数频率乘法器。混频器540的输出耦合到RX分频器550的输入。RX分频器550可能由诸如1或2的整数下分频输入信号。
通过改变多频带VCO 501的频带，连同SSB混频器540的模式，以及VCO分频器520、SSB分频器530以及RX分频器550的分频器值，系统500可产生很广范围的LO频率。表2说明使得系统500合适于在多频带无线接收机内的实现的系统500示范配置。
  RF频带   FR接收频带(MHZ)  VCO分频器值N   SSB分频器值   SSB混频器   RX分频器值   RX VCO频率范围(MHz)
  美国PCS   1930到1990  2   2   USB   1   12
  美国蜂窝   869到894  2   2   USB   2   2317到2384
  日本蜂窝   832到870  2   2   USB   2   2219到2320
  IMT   2110到2170  2   2   USB   1   2813到2893
  韩国PCS   1840到1875  2   2   USB   1   2453到2500
表2.多频带直接下变频接收机的LO控制配置
系统500还可能有其他配置。例如，系统500可能包括耦合到多频带VCO501的乘法器旁路开关580以及RX分频器550。当开关闭合时，多频带VCO 501可能在接收信号频率2倍或4倍处运行。RX分频器550可能相应地将VCO的输出频率除以2或4以产生期望的LO频率。特别是，为产生蜂窝I和Q混频器LO信号，VCO 501可能运行在接收频率4倍处，RX分频器550可能除以4。然而，调谐可能由于多频带VCO 501的宽广工作范围而有更多问题。最好系统500可能直接将多频带VCO 501耦合到RX分频器550，并且乘法器旁路开关580、SSB混频器540以及VCO分频器520可能从系统500中除去。
另外，系统500可能包括耦合到多频带VCO 501和SSB混频器540的开关(未示出).当开关闭合时，SSB混频器540可能将VCO频率与VCO频率的下分频形式混合。这样，系统500可能以与上述系统400同样的方式产生I和Q混频器LO信号。
图8说明直接上变频，或零IF发射机600的一实施例。发射机600包括系统602，它产生本地振荡器频率。系统602类似与上述的系统400，但是经特别构造并在无线直接上变频发射机内操作。系统602包括PLL 610、环路滤波器601、第一和第二SSB混频器645、650、VCO 620、PLL输入开关641、LO开关640A和640B以及第二分频器670。
发射机的相位噪声要求比对接收机的来得低，对接收机必须满足人为干扰要求。因此，VCO 620可能更容易整合到发射机或收发机ASIC。在其他实施例中，然而，VCO 620可能在芯片外实现。VCO 620、环路滤波器601、PLL 610以及参考振荡器605一起以产生VCO输出频率。PLL输入开关641可能选择性地将PLL 610耦合到VCO 620，到分频器630的输出或到第一SSB混频器645的输出。这样，PLL 610的输入源可能从VCO 620转换到或是分频器630的输出处信号或第一SSB混频器645输出处的信号。因此，当期望RF频率被产生时，可能发生锁定到该频率。
开关640A、640B每个都有两个位置。附加位置在其他实施例中是可能的。在其他实施例中，开关640A、640B不需要包括在内。在开关640A的前馈位置上，开关640A将VCO 620耦合到第一SSB混频器645的输入。在反馈位置上，开关640A将SSB混频器645的输出耦合到SSB混频器645的LO端口。在开关640B的前馈位置上，开关640B将VCO 620耦合到第二SSB混频器650的输入。在反馈位置上，开关640B将SSB混频器650的输出耦合到SSB混频器650的LO端口。
VCO 620耦合到分频器630的输入端。分频器630以整数N下分频VCO输出频率。分频器630产生第一和第二输出信号。分频器630的第一输出耦合到第一SSB混频器645。分频器630的第二输出耦合到第二SSB混频器650。在第一和第二分频器输出处的信号都是输入频率经下分频的形式，但相位相差90度。
当开关640A处在前馈位置时，第一SSB混频器645将VCO输出频率与分频器630输出的经下分频形式混合。类似的，第二SSB混频器650将VCO输出频率与分频器630输出的经下分频形式混合。第一和第二SSB混频器645、650的输出在频率上相同但相位上相差90度。第一和第二SSB混频器645、650的输出是系统602的发射机LO频率。
第二SSB混频器输出耦合到第二分频器670。第二分频器670可能以整数M下分频输入频率。第二分频器670产生第一和第二输出信号。第一和第二输出信号是正交的。第二分频器670的输出是系统602的发射机LO频率。
通过改变N和M的值、SSB混频器645、650的模式以及开关640A、640B的位置，系统602可能产生宽广范围内的发射机LO频率。因此，系统602合适实现在诸如发射机600的直接上变频发射机内。表3列出与发射机操作频带相关的示范配置。可能准备与本发明精神一致的附加配置。如上所述，期望频带可能通过频带选择机制经选择。相关配置可能通过配置选择机制经选择。
  RF频带   FR发射频带(MHZ)   分频器值N   SSB混频器   开关位置/第二分频器值M   TX VCO频率范围(MHz)
  美国PCS   1850到1910   4   USB   前馈   1480到1528
  美国蜂窝   824到849   8   USB   前馈&除以2   1465到1509
  日本蜂窝   887到825   4   USB   前馈&除以2   1419到1480
  IMT   1920到1980   4   USB   前馈   1536到1584
  韩国PCS   1750到1775   4   USB   前馈   1440到1424
表3.多频带直接上变频发射机的控制配置
在其它实施例(未示出)中，系统602可以通过将接收机的接收LO频率与固定的偏移LO频率混频而产生发射LO频率。这种方法认识到下列调制标准具有TX和RX信道间的固定频率偏移，在表4中示出。
  模式   TX偏移(MHz)
  GSMIMT日本蜂窝韩国PCS美国PCS美国蜂窝   -45-190+55-90-80-45
表4.关于RX信道频率的TX偏移
特别是，系统602的LO发生电路系统(PLL 610、环路滤波器301、第一和第二SSB混频器645、650、VCO 620和开关640A、640B)可能产生接收LO频率。第二混频器，是固定偏移LO，可能耦合到第一和第二SSB混频器645、650每个的输出。相应地，第一混频器645和第二SSB混频器650可能将接收LO频率与偏移LO混合以产生发射LO频率。然而，应理解接收LO可能产生寄生输出。因此，发射机或收发机的芯片外滤波可能需要满足接收频带的寄生泄漏规定。该滤波可能滤去接收频率处的寄生产物。
发射机600可能使用系统602产生的LO频率以发送RF信号。如图8示出，基带处理器608可能在发射机600外部，或整合在包括发射机600的收发机内。基带处理器608提供一对输出信号。每个输出信号可能实现为平衡的或差分对。两个输出代表每个模式的I和Q基带模拟信号，并且提供作为分开信号路径使得该信号的正交调制可能在发射机600的以后级实现。
在示范实施例中，发射机600包括三个RF输出。两个对应PCS或IMT信号带，另一个可能对应蜂窝频带。对PCS RF输出，第一RF混频器651耦合到SSB混频器645以及基带处理器608的第一基带输出。第一RF混频器651将基带信号直接上变频为期望的RF频率。第二RF混频器653耦合到SSB混频器650以及基带处理器608的第二个基带输出。第二RF混频器653将基带信号直接上变频为如同第一RF混频器651的输出处同样RF频率。第一和第二RF混频器651、653的输出由于用于上变频基带信号的LO信号的相对相位差而是正交的。
正交RF信号然后耦合到组合两个正交信号为一个信号的信号加法器660。信号加法器620的输入可能经平衡处理以对应第一和第二RF混频器651、653的平衡输出。信号加法器660的输出可能还是平衡信号以最小化来自共模噪声源的信号干扰。
信号加法器620的输出可能同时耦合到两个放大器链。两个放大器链被配置为在PCS发射带内操作。如图8所示，第一放大器链可能包括AGC放大器662和664。第二放大器链670可能包括AGC放大器662和666。
对蜂窝RF输出，第三RF混频器652耦合到第二分频器670的第一输出以及基带处理器608的第一基带输出。第三RF混频器652将基带信号直接上变频为期望的RF频率。第四RF混频器654耦合到第二分频器670的第二输出以及基带处理器608的第二基带输出。第四RF混频器654如同第三RF混频器652将基带信号直接上变频为同样的RF频率。第三和第四RF混频器652、654的输出由于用于上变频基带信号的LO信号的相对相位差而是正交的。
正交RF信号然后耦合到组合两个正交信号为一个信号的信号加法器670。信号加法器670的输入可能经平衡处理以对应第三和第四RF混频器652、654的平衡输出。信号加法器660的输出可能还是平衡信号以最小化来自共模噪声源来信号干扰。
信号加法器670的输出可能同时耦合到第三放大器链。第三放大器链被配置为在蜂窝发射带内操作。如图8所示，第三放大器链可能包括AGC放大器672和674。
发射机600可能被配置为使得只有一个放大器链在任何时间可操作。这样，当发射机600被配置为在某特定频带内发射时，只有支持该频带的放大器链可操作。闲置的放大器链可通过控制电路关闭(未示出)以保存功率。根据本技术领域内所知的方法，应理解图8所示的第三放大器链，以及其他这样的放大器链，还能包括或与发射滤波器、隔离器或天线共用器耦合。
上述详细描述参见说明本发明示范实施例的附图。其他实施例是可能的，可能有实施例的修改而不偏离本发明的精神和发明范围。例如，上述的许多设备可能间接相互耦合使得设备由中间设备所隔开，诸如滤波器或放大器。而且，本发明的精神还可应用于将来发展的调制标准和操作频带。因此，详细的描述不是为了限制发明。更正确的是，发明的范围由附带的权利要求书定义。

Claims (49)

1.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的方法，该方法包括：
从压控振荡器VCO接收带有VCO频率的信号；
将VCO频率N分频以产生带有下分频频率的信号；以及
将有VCO频率的该信号与有下分频频率的信号混合以产生带有LO频率的输出信号，
其中N是大于1的整数。
2.如权利要求1所述的方法，还包括对LO频率M分频，其中M是大于1的整数。
3.如权利要求1所述的方法，还包括改变输出信号的相位。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于该设备包括接收机。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括将该输出信号与有偏移频率的信号混合以产生发射机的LO频率。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于该设备包括发射机。
7.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的方法，该方法包括：
从压控振荡器VCO接收带有VCO频率的信号；
将VCO频率N分频以产生带有下分频频率的信号；以及
将有下分频频率的信号M分频以产生带有进一步下分频频率的第二信号；以及
将带有VCO频率的信号与有进一步下分频频率的第二信号混合以产生带有LO频率的输出信号，
其中N和M均为大于1的整数。
8.如权利要求7所述的方法，还包括对LO频率P分频，其中P是大于1的整数。
9.如权利要求7所述的方法，其特征在于该VCO是多频带VCO。
10.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的方法，该方法包括：
对LO发生器进行配置以获得一个或多个配置，每个配置与RF信号的至少一个频带相关联并产生输出信号，其频率与RF信号的至少一个频带相关，并将VCO频率与该VCO频率的下分频形式混合；
选择RF信号的频带；以及
选择与RF信号选定频带相关的配置。
11.如权利要求10所述的方法，还包括基于该选择控制LO发生器。
12.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的系统，该系统包括：
压控振荡器VCO；
带有输入和对输入信号进行除法处理而产生输出的分频器，该分频器输入端耦合到该VCO；以及
混频器，其第一混频器输入耦合到VCO以及其第二混频器输入耦合到分频器输出，还带有提供LO频率的输出。
13.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO在包括该设备的芯片的外部。
14.如权利要求13所述的系统，其特征在于该VCO有单端头输出。
15.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO整合入包括该设备的芯片内。
16.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO在RF信号频率之下操作。
17.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO在RF信号频率之上操作。
18.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO在1600到1788MHz间操作。
19.如权利要求12所述的系统，其特征在于该VCO耦合到锁相环PLL，还包括第二PLL和在GPS模式时的接收到信号的第二VCO，第二VCO在接收的GPS信号的频率的两倍处操作。
20.如权利要求12所述的系统，还包括第三PLL和当处于蓝牙模式时接收信号的第三VCO。
21.如权利要求12所述的系统，其特征在于该混频器包括单边带SSB混频器。
22.如权利要求21所述的系统，其特征在于该SSB混频器为低边带SSB混频器。
23.如权利要求21所述的系统，其特征在于该SSB混频器为高边带SSB混频器。
24.如权利要求12所述的系统，其特征在于混频器输出耦合到锁相环PLL，其中该PLL在包括该设备的芯片内部。
25.如权利要求12所述的系统，其特征在于分频器输入通过一个开关耦合到VCO。
26.如权利要求25所述的系统，其特征在于开关有选择地将该分频器输入耦合到该VCO。
27.如权利要求26所述的系统，其特征在于该开关基于RF信号频带由开关控制所控制。
28.如权利要求12所述的系统，其特征在于该分频器输入通过一个开关耦合到混频器输出。
29.如权利要求12所述的系统，其特征在于混频器输出通过一个开关耦合到VCO。
30.如权利要求12所述的系统，还包括有一个输入耦合到混频器输出的移相器，该移相器有产生正交信号的输出。
31.如权利要求30所述的系统，其特征在于该移相器包括-有源的移相器。
32.如权利要求12所述的系统，还包括把输入耦合到该混频器输出的第二分频器以及通过对输入信号作除法而得到的输出。
33.如权利要求32所述的系统，其特征在于第二分频器作除以2操作。
34.如权利要求32所述的系统，其特征在于第二分频器输出第一信号以及第二信号，该第一信号与第二信号相位相差90度。
35.如权利要求34所述的系统，其特征在于第一信号驱动该设备内I和Q混频器中一个。
36.如权利要求12所述的系统，其特征在于
该设备包括接收机，其中
接收的RF信号频带为US PCS，以及其中：
该VCO在频率1716MHz和1769MHz间操作，
该分频器作除以8操作，以及
该混频器为高边带SSB混频器。
37.如权利要求12所述的系统，其特征在于
该设备包括接收机，其中
接收的RF信号频带为IMT，以及其中：
该VCO在频率1688MHz和1736MHz间操作，
该分频器作除以4操作，以及
该混频器为高边带SSB混频器。
38.如权利要求12所述的系统，其特征在于该设备包括在无线通信收发信机内。
39.如权利要求12所述的系统，其特征在于该设备包括发射机。
40.如权利要求39所述的系统，其特征在于
发射的RF信号频带为US PCS，以及其中：
该VCO在频率1480MHz和1528MHz间操作，
该分频器作除以4操作，以及
该混频器为高边带SSB混频器。
41.如权利要求39所述的系统，还包括经配置的第一放大器链以在第一发射频带内操作，该放大器链耦合到上变频器。
42.如权利要求12所述的系统，其特征在于该设备包括接收机，还包括耦合到该混频器第三输入的偏移LO，其中该混频器输出提供给发射机LO频率。
43.如权利要求12所述的系统，其特征在于该第一混频器输入和该混频器输出是差动式的。
44.如权利要求12所述的系统，其特征在于该设备包括了加入有差动信号路径的接收机。
45.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的系统，该系统包括：
压控振荡器VCO；
带有输入和对输入信号进行除法处理而产生输出的第一分频器，该第一分频器的输入耦合到该VCO；
带有输入和对输入信号进行除法处理而产生输出的第二分频器，该第二分频器的输入耦合到第一分频器的输出；以及
混频器，其第一混频器输入耦合到第一分频器输出，其第二混频器输入耦合到第二分频器输出，还带有输出。
46.如权利要求45所述的系统，还包括第三分频器耦合到混频器输出。
47.如权利要求45所述的系统，其特征在于该VCO为多频带VCO。
48.一种在多频带直接变频无线通信设备内产生本地振荡LO频率的系统，该系统包括：
具有一或多个配置的LO发生器，每个配置与RF信号的至少一个频带相关联并产生输出信号，其频率与RF信号的至少一个频带相关，并将VCO频率与该VCO频率的下分频形式混合；以及
安排配置选择机制以选择与选定的RF信号频带相关的配置。
49.如权利要求48所述的系统，其特征在于该LO发生器基于该配置选择机制而被控制。
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