CN1246953C - 开关电源及其控制电路 - Google Patents

Abstract

公开一种能够在不增大时钟频率的情况下获得输出电压的高精度的开关电源。根据本发明的开关电源采用检测开关电源的输出电压(Vo)的输出检测器，和根据开关电源的输出电压(Vo)，产生开关控制信号(SW)的信号发生器。在每个控制周期(Tc)内，开关控制信号(SW)包括若干脉冲，每个脉冲具有第一脉冲宽度或者不同于第一脉冲宽度的第二脉冲宽度。根据本发明，通过控制每个控制周期中具有第二脉冲宽度的脉冲的数目，可有效提高输出电压(Vo)的精度。

Description

开关电源及其控制电路

技术领域

本发明涉及一种开关电源及其控制电路，更具体地说，涉及数字受控开关电源和对开关电源进行数字控制的控制电路。

背景技术

DC/DC转换器是众所周知的开关电源。典型的DC/DC转换器使用开关电路把直流输入转换成交流电，并且使用输出电路把交流电转换成直流电。从而DC/DC转换器提供和输入电压不同的电压的DC输出。

这种类型的开关电源配有检测输出电压并且根据检测值控制开关电路的开关操作的控制电路。这使得开关电源能够向被驱动负载提供稳定的工作电压。

近年来，已尝试至少把用于开关电源的控制电路的一部分数字化的多种努力。由于不同于利用连续数值的模拟控制，数字控制利用离散的数值，最小操作间距取决于时钟信号的频率(时钟频率)。于是，为了实现精确控制，必须使用高频时钟信号。

但是，时钟频率不能无限增大，并且耗电量正比于时钟频率增大。从而，最理想的是开关电源的控制电路能够在不增大时钟频率的情况下进行精确控制。

发明内容

于是本发明的目的是提供一种开关电源的控制电路，所述控制电路能够在不增大时钟频率的情况下实现精确控制。

本发明的另一目的是提供一种采用该控制电路的开关电源。

本发明的上述及其它目的可由数字控制开关电源的控制电路实现，所述控制电路被配置为：

根据开关电源的输出电压产生开关控制信号，所述开关控制信号在控制频率fc的每个周期内包括多个脉冲，每个脉冲具有第一脉冲宽度或者不同于第一脉冲宽度的第二脉冲宽度，

控制电路的特征在于进一步被配置为数字化开关电源的输出电压，根据通过用开关频率fsw与控制频率fc的比值除输出电压的数字化数值获得的商数，确定第一脉冲宽度，并且根据该除法的余数，确定在控制频率fc的每个周期内具有第二脉冲宽度的脉冲的数目。根据本发明，在每个控制周期内，由于开关控制信号包括若干个脉冲，每个脉冲具有第一脉冲宽度或者第二脉冲宽度，通过控制每个控制周期中具有第二脉冲宽度的脉冲的数目，可有效提高输出电压的精度。从而，本发明的控制电路可在不增大时钟频率的情况下，精确控制开关电源。

在本发明的一个优选方面，第一和第二脉冲宽度之间的差别等于时钟信号的一个周期。

在本发明的又一优选方面，信号发生器根据以第一精度检测开关电源的输出电压的结果，确定第一脉冲宽度，根据以比第一精度更精确的第二精度检测开关电源的输出电压的结果，确定具有第二脉冲宽度的脉冲的数目。

在本发明的又一优选方面，信号发生器根据通过除输出电压的数字化数值获得的商数，确定第一脉冲宽度，根据该除法的余数，确定具有第二脉冲宽度的脉冲的数目。

在本发明的又一优选方面，信号发生器把控制周期分成相同内容的若干子控制周期。

根据本发明的该优选方面，由于出现包括第二脉冲宽度的开关控制信号的最大周期被缩短，有效避免了开关电源的输出电压中长周期波动的出现。

本发明的上述及其它目的也可由开关电源实现，所述开关电源包括：

根据开关控制信号进行开关操作的开关电路；

接收开关电路的输出电压的输出电路；和

根据输出电路的输出电压产生开关控制信号的控制电路，在每个控制周期内，开关控制信号包括若干脉冲，每个脉冲具有第一脉冲宽度或者不同于第一脉冲宽度的第二脉冲宽度。

参考附图，根据下述说明，本发明的上述及其它目的和特征将是显而易见的。

附图说明

图1是表示开关控制信号SW的时间图，用于说明为什么最小操作间距取决于时钟频率。

图2是表示本发明一个优选实施例的开关电源的电路图。

图3是表示图2中所示的脉宽控制器34的电路图。

图4是示意表示比较器36的比较操作的时间图。

图5是表示本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。

具体实施方式

在说明本发明的优选实施例之前，首先说明数字控制开关电源的常规控制电路中，最小操作间距取决于时钟频率的原因。

图1是表示开关控制信号SW的时间图，用于说明最小操作间距为什么取决于时钟频率。

在开关电源的数字控制中，开关电源的输出电压Vo由控制电路产生的开关控制信号SW的脉冲宽度确定。如等式(1)所示，开关控制信号SW的最小分辨率Tonmin等于时钟信号的一个周期(时钟频率＝fs)。

$\mathrm{Ton}\min =\frac{1}{\mathrm{fs}}...\left(1\right)$

于是，在各个开关周期Tsw内可假定的开关控制信号SW的脉冲宽度(Qcount)被限制成如等式(2)所示。从而，输出电压Vo的最小控制间距ΔVo被限制成如等式(3)所示。

$\mathrm{Qcount}=\frac{\mathrm{Tsw}}{\mathrm{Ton}\min }...\left(2\right)$

$\mathrm{\ΔVo}=\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Qcount}}...\left(3\right)$

例如，在时钟信号的频率fs为40MHz的情况下，开关周期Tsw为2.5微秒(开关周期fsw＝400KHz)，输入电压Vin为12伏，则输出电压Vo的最小控制间距ΔVo为0.12伏。

虽然图1中未示出，但是考虑到每个控制周期Tc的输出电压Vo的实际数值，重新评估并改变开关控制信号SW的脉冲宽度，所述控制周期Tc的持续时间为开关周期Tsw的持续时间的几百倍。即，在任意指定控制周期Tc内，开关控制信号SW的脉冲宽度被固定。在上面的例子中，在每个控制周期Tc内以0.12伏的间距控制输出电压Vo。于是，在输出电压Vo被设置成较低数值，例如1伏的情况下(例如在CPU(中央处理器)的开关电压中)，输出电压的精度(ΔVo/Vo)变得很低，在上面的例子中为±12％。

从等式(3)可看出，为了通过降低最小控制间距ΔVo提高输出电压的精度(ΔVo/Vo)，必须增大Qcount。为了增大Qcount，必须增大时钟频率fs，如等式(1)和(2)中所示；但是，增大时钟频率fs涉及许多困难。此外，当时钟频率fs被增大时，耗电量增大。

如上所述，在开关电源的数字控制中，最小控制间距ΔVo取决于时钟频率fs。本发明使得能够在不改变最小控制间距ΔVo的情况下，有效提高输出电压的精度。现在说明本发明的优选实施例。

图2是表示本发明的优选实施例的开关电源的电路图。

如图2中所示，本实施例的开关电源可降低提供给输入功率端子1以便产生DC输出电压Vo的DC(直流)输入电压Vin，并把DC输出电压Vo供给输出功率端子2。本实施例的开关电源由开关电路10、输出电路20和控制电路30组成。DC负载3，例如CPU可和输出功率端子2相连。由于使用本实施例的开关电源的优点随着输出电压Vo的降低而增大，因此它适合于驱动低工作电压的负载，例如CPU。

开关电路10由输入电容器11和开关元件12及13组成。输入电容器11连接在输入功率端子和地电位之间，并且能够稳定输入电压Vin。开关元件12连接在输入电容器11和输出电路20之间，开关元件13连接在开关元件12和地电位之间。在控制电路30的控制下，依次使开关元件12和13进入ON状态。

输出电路20由输出电抗器21和输出电容器22组成。输出电抗器21连接在开关电路10和输出功率端子2之间。输出电容器22连接在输出功率端子2和地电位之间。

控制电路30由比较器31和36、锁存电路32、计数器33和35、脉宽控制器34、定时控制器37和驱动器38组成。在控制电路30的组件中，锁存电路32、计数器33和35、脉宽控制器34和定时控制器37既不利用模块信号又不需要大的驱动能力。于是，至少这些组件最好被集成到单个半导体芯片中。但是，这不是本发明的要求。

定时控制器37是根据外部定时信号CLK0产生定时信号CLK1、CLK2和CLK3的电路。本实施例中，定时信号CLK1的频率等于外部计时频率CKL0的频率，定时信号CLK2的频率等于开关频率fsw，定时信号CLK3的频率等于控制频率fc。本说明书中，定时信号CLK1的一个周期(1/fs)被称为“时钟周期(Ts)”，定时信号CLK2的一个周期(1/fsw)被称为“开关周期(Tsw)”，定时信号CLK3的一个周期(1/fc)被称为“控制周期(Tc)”。

由于定时信号CLK1是控制电路30的基准时钟，因此和开关频率fsw相比，定时信号CLK1的频率必须足够高。这里，开关周期Tsw(＝1/tsw)等于开关元件12和13的工作周期。考虑到各个控制周期Tc(＝1/fc)输出电压Vo的实际值，重新评估关于控制元件12和13的控制。时钟频率fs、开关频率fsw和控制频率fc之间的关系不受限制，不过最好被如下设置：

fs＝100×fsw

fsw＝300×fc

具体地说，定时信号CLK1、CLK2和CLK3的频率最好分别被设置成约为40MHz、400KHz和1.33KHz。这样，时钟周期Ts、开关周期Tsw和控制周期Tc分别变成25纳秒、2.5微秒和750微秒。

作为检测开关电源的输出电压Vo的输出检测器的比较器31具有接收参考电压Vref的反相输入端(-)和与输出功率端子2相连，接收输出电压Vo的非反相输入端(+)，所述参考电压Vref是输出电压Vo的所需电压。从而，当输出电压Vo的实际值高于参考电压Vref时，比较器31把输出信号S1设置成高电平(1)，当输出电压Vo的实际值低于参考电压Vref时，比较器1把输出信号S1设置成低电平(0)。

锁存电路32是所谓的数据锁存型(D型)锁存电路，并且具有数据输入端(D)、时钟输入端(C)和数据输出端(Q)。数据输入端(D)接收比较器31产生的输出信号S1，时钟输入端(C)接收定时控制器37产生的定时信号CLK1。锁存电路32的操作和普通的数据锁存型锁存电路相同。具体地说，锁存电路32锁存当产生向时钟输入端(C)提供的定时信号CLK1时，提供给数据输入端(D)的输出信号S1的逻辑值，并且从数据输出端(Q)输出具有锁存的逻辑值的输出信号S2。

计数器33具有接收输出信号S2的计数端(COUNT)，接收定时信号CLK1的时钟输入端(C)、接收定时信号CLK3的复位端(R)和数据输出端(Q)。在产生供给时钟输入端(C)的定时信号CLK1的时候，当供给计数端(COUNT)的输出信号S2的逻辑值为1“(高电压)”时，计数器33向上计数，即递增其内部寄存器(图中未示出)，并且从数据输出端(Q)输出具有计数值的输出信号S3。当产生供给复位终端(R)的定时信号CLK3时，计数器33的计数值被复位为零。

从而，如果定时信号CLK1和CLK3的频率分别为40MHz和1.33KHz，则输出信号S3(计数值)可取介于0-30000之间的数值。

图3是表示脉宽控制器34的电路图。

如图3中所示，脉宽控制器34由除法器41、商寄存器42、余数寄存器43、辅助寄存器44、多路复用器45和调整电路46组成。

除法器41接收来自于计数器33的输出信号S3(计数值)，并用产生定时信号CLK3时开关频率和控制频率的比值(fsw/fc)去除输出信号S3。通过除法获得的商和余数分别保存在商寄存器42和余数寄存器43中。

从而，如果定时信号CLK1、CLK2和CLK3的频率分别为40MHz、400KHz和1.33KHz，则商的值可介于0-100之间，余数的值可介于0-299之间，因为除法器41用300去除输出信号S3(计数值)。

辅助寄存器44保存通过把“1”和商寄存器42中保存的数值相加获得的数值。

多路复用器45是根据选择信号SEL，选择保存在商寄存器42和辅助寄存器44中的数值之一的电路。选择的数值作为输出信号S4被提供给比较器36。本实施例中，当选择信号SEL的逻辑值为“0”时，选择保存在商寄存器42中的数值，当选择信号SEL的逻辑值为“1”时，选择保存在辅助寄存器44中的数值。

调整电路46是根据保存在余数寄存器43中的数值，产生选择信号SEL的电路。下面将说明调整电路46的具体操作。

如图3中所示，调整电路46接收由定时控制器37产生的定时信号CLK2和CLK3，并且通过每次产生定时信号CLK3时检查余数寄存器43，根据保存在余数寄存器43中的数值和定时信号CLK2，确定各个控制周期的选择信号SEL的逻辑值。具体地说，假定保存在余数寄存器43中并受调整电路46检查的数值为m，则调整电路46共在m个开关周期内把选择信号SEL设置成逻辑值“1”，并在该控制周期中的其它开关周期内，把选择信号SEL设置成逻辑值“0”。

由于余数寄存器43保存用开关频率和控制频率的比值(fsw/fc)去除输出信号S3(计数值)获得的余数，因此如果余数取最大值((fsw/fc)-1)，则在该控制周期的一个开关周期内，选择信号SEL的逻辑值被设置为“0”，并且在其它周期(((fsw/fc)-2)×Tsw)内，选择信号SEL的逻辑值被设置为“1”。如果余数取最小值(0)，则在该控制周期中的所有开关周期内，选择信号SEL的逻辑值被设置为“0”。

最好分散同一控制周期内选择信号SEL的逻辑值取为“1”数值的周期。例如，如果保存在余数寄存器43中的数值为fsw/2fc(上述例子中为150)，则选择信号SEL的逻辑值最好被交替设置为“0”和“1”，类似地，如果保存在余数寄存器43中的数值为fsw/3fc(上述例子中为100)，则最好每隔两个开关周期把选择信号SEL的逻辑值设置为“1”，在其它开关周期内，把选择信号SEL的逻辑值设置为“0”。此外，如果保存在余数寄存器43中的数值为2fsw/3fc(上述例子中为200)，则最好每隔两个开关周期把选择信号SEL的逻辑值设置为“0”，在其它开关周期内，把选择信号SEL的逻辑值设置为“1”。

如图2中所示，计数器35具有接收定时信号CLK1的时钟输入端(C)、接收定时信号CLK2的复位端(R)和数据输出端(Q)。每次向时钟输入端(C)供给定时信号CLK1时，计数器35递增其内部寄存器(图中未示出)，并从数据输出端(Q)输出具有该计数值的输出信号S5。当产生提供给复位端(R)的定时信号CLK2时，计数器35的计数值被清零。

从而，如果定时信号CLK1和CLK2的频率分别为40MHz和400KHz，则输出信号S5(计数值)可取0-100的值。

比较器36具有接收从计数器35供给的输出信号S5的反相输入端(-)和接收从脉宽控制器34供给的输出信号S4的非反相输入端(+)。从而，当输出信号S4等于或大于输出信号S5时，比较器36把开关控制信号SW设置成高电平(1)，当输出信号S4小于输出信号S5时，把开关控制信号SW设置成低电平(0)。

从而，控制电路30、锁存电路32、计数器33、脉宽控制器34、计数器35和比较器36构成产生开关控制信号SW的信号发生器。

图4是示意图解说明比较器36的比较操作的时间图。虽然为了举例说明方便起见，图4表示了模拟方式的比较操作，不过比较器36是比较数字输出信号S4和S5的数字电路，并且实际上是以数字方式比较数字输出信号S4和S5。

如前所述，作为计数器35计数值的输出信号S5的数值响应定时信号CLK1而增大，响应定时信号CLK2而被清零。于是，当以模拟方式表示输出信号S5的数值时，它具有锯齿波形。另一方面，作为脉宽控制器34的输出的输出信号S4的数值取保存在商寄存器42中的值和辅助寄存器44中的值(商+1)之一。由于根据其中输出信号S4等于或者大于输出信号S5的周期确定开关控制信号SW的脉冲宽度，因此开关控制信号SW的脉冲宽度为两个脉冲宽度之一：根据保存在商寄存器42中的数值确定的宽度(第一脉冲宽度)和根据保存在辅助寄存器44中的数值确定的宽度(第二脉冲宽度)。

第一脉冲宽度和第二脉冲宽度之间的差别是由时钟信号CLK1的时钟频率fs确定的最小控制宽度，从而它等于时钟周期Ts。具有第二脉冲宽度的开关控制信号SW的脉冲数等于保存在余数寄存器43中的数值。

当开关控制信号SW为高电平时，驱动器38把开关元件12设置成ON状态，把开关元件13设置成OFF状态，当开关控制信号SW为低电平时，驱动器38把开关元件12设置成OFF状态，把开关元件13设置成ON状态。插入空载时间(dead time)以防止使开关元件12和13同时处于ON状态毫无意义。

于是，开关电路10执行开关操作，以便在控制电路30的控制下把输出电压Vo稳定在参考电压Vref。在该开关操作中，由于相同控制周期Tc中的开关控制信号SW的脉冲宽度未被固定，而是根据保存在余数寄存器43中的值，以极小的控制宽度发生改变，因此有效提高了输出电压的精度。

具体地说，由于每个控制周期Tc中具有第二脉冲宽度的开关控制信号SW的脉冲的数目介于0和(fsw/fc)-1之间，因此每个控制周期Tc中输出电压Vo的最小控制间距ΔVo′可由等式(4)表示。

$\mathrm{\ΔV}{o}^{\′}=\frac{\mathrm{Vin}\×\mathrm{fsw}}{\mathrm{fs}}\×\frac{\mathrm{fc}}{\mathrm{fsw}}...\left(4\right)$

从而，如果定时信号CLK1、CLK2和CLK3的频率分别为40MHz、400KHz和1.33KHz，并且输入电压Vin为12伏，则每个控制周期Tc中输出电压Vo的最小控制间距ΔVo′变成0.0004V，使得能够以很高的精度控制输出电压Vo。

这种情况下，每个开关周期Tsw中的输出电压Vo的最小控制间距ΔVo(上述例子中为0.12V)仍然取决于定时信号CLK1。但是在常规的开关电源中，由于在任意指定控制周期Tc中，开关控制信号SW的脉冲宽度被固定，因此每个开关周期Tsw中的最小控制间距ΔVo(它确定实际输出电压的精度)等于每个控制周期Tc中的最小控制间距ΔVo′。相反，根据本实施例的开关电源，由于每个控制周期Tc中的最小控制间距ΔVo′很小，因此能够获得极高的精度。

如上所述，根据本实施例的开关电源，由于在每个控制周期中细微地控制开关控制信号SW的脉冲宽度，因此能够在不增大时钟频率的情况下获得极高的输出电压精度。于是，本实施例的开关电源特别适合于驱动低工作电压的DC负载3，例如CPU。

图5是表示本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。

如图5中所示，本实施例的开关电源和图1中所示的开关电源的不同之处在于在控制电路30中采用了A/D转换器51和低通滤波器52，而不是比较器31、锁存器32和计数器33，以及定时控制器37还产生定时信号CLK4。在除此之外的其它方面，本实施例的开关电源具有和图1中所示的开关电源相同的结构。于是省略类似元件的说明。

A/D转换器51与输出功率端子2相连，以便接收输出电压Vo。每次产生定时信号CLK4时，A/D转换器51把输出电压Vo转换成数字值。定时信号CLK4的频率要求高于控制频率fc。定时信号CLK4的频率优选比控制频率fc高几十倍到几百倍，定时信号CLK4的频率最好高于开关频率fsw。低通滤波器52使从A/D转换器51提供的数字数值水平。如图5中所示，类似于图1中所示的开关电源，由低通滤波器52平直的数字数值被用作供给脉宽控制器34的输出信号S3。

根据本实施例的开关电源，通过把定时信号CLK4设置成相当高，能够更精确地检测输出电压Vo。

上面参考具体实施例表示并描述了本发明。但是，应注意本发明绝不局限于所述结构的细节，相反在不脱离附加权利要求的范围的情况下可做出各种变化和修改。

例如，每个控制周期Tc可被分成若干子控制周期Tcsub，每个子控制周期Tscub比一个开关周期Tsw长N倍(N为用整数除fsw/fc得到的商)，在包括在相同控制周期Tc中的每个子控制周期Tcsub可重复进行相同的操作。另外这种情况下，根据相同子控制周期Tcsub中的输出电压Vo，开关控制信号SW的脉冲宽度被选为第一脉冲宽度或第二脉冲宽度。按照该控制，虽然和前述实施例相比，输出电压的精度降低，但是和上述实施例相比，其间出现具有第二脉冲宽度的开关控制信号SW的脉冲的最大周期被缩短，从而简化了输出电抗器21和输出电容器22进行的滤波。

通过利用图3中所示的调整电路46用fsw/(fc×N)除保存在余数寄存器43中的数值，并且根据所述除法获得的商和定时信号CLK2，确定相同子控制周期Tcsub中各个开关周期Tsw中选择信号SEL的逻辑值，可实现上述操作。具体地说，假定所述除法获得的商为m′，调整电路46把相同子控制周期Tcsub中m′个开关周期内的选择信号SEL整个设置成逻辑值“1”，并把该子控制周期Tcsub中其它周期内的选择信号SEL设置成逻辑值“0”，并在相同的控制周期Tc中重复这样的操作。

此外，在前述实施例中，反向转换电路被用于开关电路10。但是，开关电路10并不局限于反向转换电路，相反可以使用其它转换电路。

此外，在前述实施例中，开关电路10和输出电路20未被隔离。但是，本发明可应用于利用变压器的隔离型开关电源。

另外，在图1中所示的开关电源中，响应定时信号CLK3复位计数器33。但是，如果没有立即删除计数器33中的计数值，也可把计数器33中若干计数值的移动平均值用作输出信号S3。

此外，在任一前述实施例的开关电源中，利用除法器41分割输出信号S3。但是，如果输出信号S3的高位(upper bit)保存在商寄存器42中，输出信号S3的剩余低位保存在余数寄存器43中，则可省略该除法。

如上所述，根据本发明的开关电源，在不增大时钟频率的情况下，能够以简单的方式获得输出电压的高精度。于是，本发明的开关电源特别适合于驱动低工作电压的负载，例如CPU。

Claims (2)

1.一种数字控制开关电源的控制电路，所述控制电路被配置为：

根据开关电源的输出电压产生开关控制信号，所述开关控制信号在控制频率fc的每个周期内包括多个脉冲，每个脉冲具有第一脉冲宽度或者不同于第一脉冲宽度的第二脉冲宽度，

控制电路的特征在于进一步被配置为数字化开关电源的输出电压，根据通过用开关频率fsw与控制频率fc的比值(fsw/fc)除输出电压的数字化数值获得的商数，确定第一脉冲宽度，并且根据该除法的余数，确定在控制频率fc的每个周期内具有第二脉冲宽度的脉冲的数目。

2.根据权利要求1所述的数字控制开关电源的控制电路，其被进一步配置为把控制频率fc的每个周期分成相同内容的多个子控制周期。

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