CN1239033C - 无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置和方法 - Google Patents

Abstract

无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置和方法涉及一种应用于无线移动通信领域的均衡的方法和装置，该装置的检测方法如下：a.对估计出来的信道冲激响应序列进行空时合并得到新的数据序列h(n)；b.利用估计出来的的信道冲激响应序列和接收的数据序列进行空时合并得到新的数据序列r^＾(n)；c.对r^＾(n)进行非归一化离散傅立叶变换，得到变换系数R^＾(k)；d、对h(n)进行离散傅立叶变换，并取变换后系数的实部H(k)；e.用H(k)、R^＾(k)和估计出来的信道噪声方差经过均衡器处理得到一个新的数据序列S^＾(k)；f.对序列S^＾(k)进行非归一化反离散傅立叶变换，得到重建的发送数据序列s^＾(n)。

Description

无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置和方法

一、技术领域：

本发明涉及一种应用于无线移动通信领域的均衡的方法和装置，特别是涉及一种无线扩频通信系统在衰落信道情况下的均衡的方法和装置。

二、背景技术：

移动通信传输系统，由于无线信道的多径传播，受其信道特性影响极容易造成码间干扰，当干扰造成严重影响时，就必须对系统进行校正，均衡技术主要是抗多径衰落的符号间干扰。在数字通信系统中，如果系统带宽内的信道频率响应是非平坦的，那么在时域上，信道的冲激响应就会有时延扩展。这种时延扩展又称为信道弥散，所有存在信道弥散的时分系统都可以用均衡器来减小由于符号间干扰而引起的系统性能下降。

均衡分时域均衡和频域均衡两种。时域均衡又可分为线性均衡和非线性均衡。频域均衡是在接收端串接一个滤波器，以补偿信道的幅频和相频特性。

常用的线性均衡算法有三种：基于最小峰值畸变准则的迫零算法、基于最小均方误差(MMSE)算法以及基于最小误差平方和准则的最小二乘算法。另外，这三种算法都有其非线性变例—判决反馈均衡(DFE)算法，不过最常用的是基于MMSE准则的DFE算法。对于信道参数未知或信道时变的情形，上述均衡算法又有各自的自适应算法：自适应迫零算法、最小均方(LMS)算法、递归最小二乘(RLS)算法和自适应DFE算法。

迫零算法虽然运算量小，但性能较差，且有峰值畸变的限制，所以应用受到很大的限制。LMS算法虽然运算量小，在信道频率响应较为平坦时性能比较好，但是当信道响应不平坦时性能变差。RLS算法的特点是收敛速度快，收敛精度高，但运算复杂度较高。判决反馈均衡DFE的特点在于如果前面判决是正确的，那么反馈滤波器可以完全去除来自前面符号的干扰。但若某一判决错误，则有可能导致错误传播。

另一类以检测错误概率为优化准则的非线性均衡器算法。该类算法中最典型的是最大似然序列估计(MLSE)算法和最大后验概率(MAP)算法。

MAP算法也存在两个方面的缺点：一是它需要进行前、后向递归运算，由于递归过程中包含了大量的指数求和运算，所以运算开销很大；第二，MAP算法的判决时延较大，由此导致了很大的存储需求，对于长帧传输系统，巨大的存储空间对于减小接收机硬件开销极为不利。

MLSE算法通常由经典的维特比算法(VA)来实现，VA的状态数与寄存器有关，通常适合小的记忆长度。另外不论信道干扰的大小如何每条留选路径的计算量是不变的因此当信道干扰很小的时候就显得译码的平均计算量太大

频域均衡是在接收端串接一个滤波器，以补偿信道的幅频和相频特性。比如，正交频分多址(OFDM)系统中就是采用了频域均衡，以便估计信道的频率响应。由于采用离散傅立叶变换(DFT)实现调制和解调，故对载波频率偏移、相位噪声和非线性放大更为敏感。若要避免信号失真和频谱扩展，则需要动态范围很大的线性放大器。OFDM的基础是子载波必须满足正交，如果正交性恶化，则整个系统的性能会严重下降，产生OFDM特有的子载波间串扰。在实际工作中由于无线衰落信道的时变性，往往会造成频率弥散，引起多普勒频移效应，从而影响载波频率正交性。

三、发明内容：

1、技术问题

本发明的目的是为了克服前述的问题，提供一种降低所需计算复杂度的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置和方法。

2、技术方案

本发明的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置，该装置包括本地导频单元、导频/数据分路、信道估计单元、时分合并单元、空时合并单元、取平均单元、空间合并单元、第一离散傅立叶变换单元、第二离散傅立叶变换单元、反离散傅立叶变换单元、均衡器、解扩去交织单元；其中本地导频单元和导频/数据分路的输出端分别接信道估计单元的输入端，信道估计单元的输出端分别接空时合并单元、取平均单元、且对应与时分合并单元相接，时分合并单元的输出端接空间合并单元的输入端，空间合并单元的输出端接第二离散傅立叶变换单元的输入端，空时合并单元的输出端接第一离散傅立叶变换单元的输入端，取平均单元、离散傅立叶变换单元的输出端接均衡器的输入端，均衡器的输出端接反离散傅立叶变换单元的输入端，反离散傅立叶变换单元的输出端接解扩去交织单元的输入端，解扩去交织单元的输出端为本空时联合检测装置的输出端，本地导频单元的输入端接定时信号；各装置之间作用关系为：从导频/数据分路输出的导频序列以及本地导频单元的输出分别送信道估计单元，估计出信道参数及噪声方差；其中6径信道参数序列先送空时合并单元，再与导频/数据分路的数据输出同时送时分合并单元进行互相关时间合并，再经空间合并单元得到互相关空时合并结果；将空时合并单元和空间合并单元得到的空时合并结果分别经离散傅立叶变换单元完成傅立叶变换，其输出与对估计出的噪声方差进行加权平均的加权平均单元的输出同时送MMSE均衡器单元进行频域的单点均衡，均衡输出送反离散傅立叶变换模块得到时域数据序列，再送后续模块。

其检测方法如下：

a、对估计出来的信道冲激响应序列进行空时合并得到自相关序列h(n)，

n＝0，1，…，5；

b、利用估计出来的的信道冲激响应序列和接收的数据序列进行空时合并得到互相关序列r^(n)，n＝0，1，…，L_d-1，L_d为每次进行空时联合检测处理的数据块长度；

c、对r^(n)进行非归一化离散傅立叶变换，得到变换系数R^(k)，k＝0，1，…，L_d-1；

d、对h(n)进行L_d点离散傅立叶变换，并取变换后系数的实部H(k)；

e、用H(k)、R^(k)和估计出来的信道噪声方差经过均衡器处理得到一个新的数据序列S^(k)；

f、对新的数据序列S^(k)进行非归一化反离散傅立叶变换，得到重建的发送数据序列s^(n)，n＝0，1，…，L_d-1。

上述方法中步骤a中：

(1)每次估计出来的信道冲激响应序列是6径的信道参数；

(2)对估计出来的信道冲激响应序列进行空时合并得自相关序列h(n)；

(3)h(n)是关于原点共轭对称的序列；

(4)信道估计是采用基于循环正交导频序列的信道估计方法

(5)信道估计中根据最小二乘准则得到第一次信道估计；

(5)对第一次信道估计采用多项式拟合即由若干离散点通过求解方程组得到符合这些离散点的多项式的方法得到第二次信道估计；

(7)利用第二次得到的信道估计对噪声方差进行估计；

(8)上述信道估计是针对每个导频段进行的；

(9)得到各个导频段的第二次信道估计后，每一个子时隙的信道估计可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段的第二次信道估计的平均得到；

(10)每一个子时隙的噪声方差可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段上估计出的信道噪声方差的平均得到。

发送端采用的时隙结构由一个或多个子时隙构成，每个时隙由一个或多个子时隙G+P+D&C及尾部G+P组成，每个子时隙分别有循环保护G，导频P，用户数据D、控制信息C，数据和控制信息段D&C，子时隙尾部G+P。

空时合并的方法为：

(3)先分别对各根天线各个子时隙估计出来的6径信道参数做自相关得到时间自相关6点序列；

(4)对4根天线相应子时隙的新的6点序列进行空间合并得到新的空时合并自相关序列h(n)。

空时合并的方法为：

(1)首先对每根天线每个子时隙利用估计出来的的6点信道冲激响应序列与接收到的导频/数据分路(201，201，203，204)的数据进行时间互相关合并；

(2)对上述合并之后分别对应4根天线的4个序列进行相加即空间合并，得到新的空时合并互相关序列r^(n)，长度为L_d，其中L_d为发送数据序列的长度。

对r^(n)进行非归一化离散傅立叶变换，得到变换系数R^(k)的步骤为：

(3)对r^(n)进行L_d点非归一化的离散傅立叶变换；

(4)非归一化是指对离散傅立叶变换序列累加求和时其值不是单位1。

对自相关序列h(n)扩展到L_d点再进行离散傅立叶变换，并取变换后系数的实部H(k)。

用H(k)、R^(k)和估计出来的信道噪声方差经过均衡器处理得到一个新的数据序列S^(k)时：

(6)采用的均衡器是最小均方误差均衡器；

(7)均衡是在频域单点进行的；

(8)均衡时过程是：R^(k)/(H(k)+N₀)，N₀是估计出来的噪声方差；

(9)序列S^(k)的长度是L_d。

对序列S^(k)进行非归一化反离散傅立叶变换，得到重建的发送数据序列s^(n)时，非归一化是指对采用的反离散傅立叶变换序列累加求和时其值不是单位1。

所述均衡方法的特征还在于：

基于DFT域单点均衡方法是在一个子时隙内进行的。

上述装置中，导频/数据分路单元用来对接收的数据进行分路；信道估计部分是采用基于循环正交导频序列的信道估计方法。首先对各个导频段进行最小二乘的第一次信道估计，得到整个时隙的各个导频段信道估计后，再对估计的参数利用多项式拟合的方法得到第二次的信道估计；利用第二次的信道估计对噪声方差进行估计；把第二次得到的信道估计和噪声方差估计送后续单元使用。本地导频单元用于存储本地导频序列；MMSE均衡器单元是在频域单点进行的。

3、有益效果

如图1所示的DFT域单点均衡方案。实现的主要代价为2个复数DFT和1个复数反DFT(IDFT)。同时利用信道脉冲响应较短的特点(估计6径信道参数)，其中1个DFT运算代价可以较大幅度的降低，有利于硬件实现和提高运算速度。仿真表明：在信噪比为6-12dB时，采用DFT域单点均衡联合检测方法，本系统的误比特率性能优于OFDM系统一个量级以上。参考图5

四、附图说明：

图1是对低速移动物体采用的间歇导频时隙结构的示意图。其中有循环保护G，导频P，用户数据D、控制信息C。

图2是对中速移动物体采用的间歇导频时隙结构的示意图。

图3是对高速移动物体采用的间歇导频时隙结构的示意图。

图4是本发明的具体装置框图。其中有本地导频单元1、导频数据分路201、202、203、204、信道估计单元301、302、303、304、时分合并单元401、402、403、404、时空合并503、取平均单元502、空间合并单元501、离散傅立叶变换单元601、602、603、均衡器701、解扩去交织单元801。

图5是DFT域单点均衡空时联合检测器的误码性能仿真实验结果图。

图6是本发明在一种基带传输系统中的应用图。

五、具体实施方式：

本发明的分块无线传输中离散付氏变换的空时联合检测装置，其特征在于该装置包括本地导频单元1、导频数据分路201、202、203、204、信道估计单元301、302、303、304、时分合并单元401、402、403、404、时空合并503、取平均单元502、离散傅立叶变换单元601、602、603、均衡器701、解扩去交织单元801；其中本地导频单元1和导频数据分路201、202、203、204的输出端分别接信道估计单元301、302、303、304的输入端，信道估计单元301、302、303、304的输出端分别接时空合并503、取平均单元502、且对应与时分合并单元401、402、403、404相接，时分合并单元401、402、403、404的输出端接空间合并单元501的输入端，空间合并单元501的输出端接离散傅立叶变换单元602的输入端，时空合并503的输出端接离散傅立叶变换单元601的输入端，取平均单元502、离散傅立叶变换单元601、602的输出端接均衡器701的输入端，均衡器701的输出端接离散傅立叶变换单元603的输入端，离散傅立叶变换单元603的输出端接解扩去交织单元801的输入端，解扩去交织单元801的输出端为本装置的输出端，本地导频单元1的输入端接定时信号。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述：

图1、图2和图3中分别给出了对应慢速、中速和高速移动物体时所采用的时隙结构。每个时隙长0.825毫秒分成1056个码片。每个时隙由一个或多个子时隙(D&C+P+G)及尾部组成，图中G代表循环保护，P代表导频，D代表用户数据、C代表控制信息。图中每个G均由8个码片组成，每个P均由24个码片组成，不同是图1中D&C有992个码片，图2中每个D&C有480个码片，图3中每个D&C有224个码片。

(1)图4是上述信道估计方法和DFT域单点均衡方法装置框图，该装置图中采用1根天线发送4根天线接收的模式，

下面结合结构框图，来描述均衡方法，步骤如下：

(1)信道估计部分：

从导频/数据分路201、202、203、204输出的导频序列P_m(n)以及本地导频序列单元1的输出分别送信道估计单元301、302、303、304。其中信道估计部分是是采用如上所述的基于循环正交导频序列的信道估计方法。对第一次信道估计采用多项式拟合(由若干离散点通过求解方程组得到符合这些离散点的多项式)的方法得到第二次信道估计；得到各个导频段的第二次信道估计后，每一个子时隙的信道估计可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段的第二次信道估计的平均得到；利用第二次得到的信道估计对噪声方差进行估计；每一个子时隙的噪声方差可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段上估计出的信道噪声方差的平均得到。这样各个信道估计单元分别估计出6径信道参数序列h₁(n)、h₂(n)、h₃(n)、h₄(n)和相应的信道噪声方差N₀₁、N₀₂、N₀₃、N₀₄。

结构框图中采用的是4根天线并行处理的方式，在实现的过程中也可以采用时分复用的方式，即每次处理一根天线的串行方式进行。

(2)对估计出来的信道参数进行空时合并得到的6径信道参数序列h₁(n)、h₂(n)、h₃(n)、h₄(n)送空时合并模块501进行空时合并得到一个6点序列 $h\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{h}_m^{*}\left(l\right)h_m(n+l),$ 并做变换h(n)＝2*h(n)(n≠0)

(3)重建发送的数据序列：

信道传递函数的参数序列h₁(n)、h₂(n)、h₃(n)、h₄(n)以及导频/数据单元201、202、203、204的数据输出分别送时间合并单元401、402、403、404分别进行时间合并H₁*r₁、H₂*r₂、H₃*r₃、H₄*r₄运算。其中r₁、r₂、r₃、r₄是导频/数据单元输出的各个天线接收的数据序列。Hx(其中m＝1，2，3，4分别对应各个天线)为如下形式的循环矩阵：

信道噪声方差N₀₁、N₀₂、N₀₃、N₀₄送取平均单元305进行取平均运算。

(4)对重建的发送数据序列进行空间合并：

时间合并模块401、402、403、404的输出r₁^(n)、r₂^(n)、r₃^(n)、r₄^(n)送空间合并单元501得到序列

$r^{^}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^4{\mathrm{\Σ}}_{p=0}^{p-1}{h}_m^{*}\left(p\right)r_m\left({\left((n+p)\right)}_{L_d}\right),$

其中，((·))L_d表示模L_d运算，n＝0，1，...，L_d-1其中L_d为发送数据序列的子时隙长度，P为信道多径数(此处取为6)。

(5)对空时合并后的信道参数进行离散傅立叶变换：

空时合并模块503的输出序列h(n)送DFT单元601，在具体实现的时候也可以采用FFT来实现。

(6)对空间合并后的重建数据序列进行离散傅立叶变换：

空间合并单元501的输出r^(n)送DFT单元602，在具体实现的时候也可以采用FFT来实现；

(7)频域的单点均衡：

取DFT单元601的输出系数的实部H(k)和DFT单元602的输出R^(k)以及取平均单元305的输出N₀送MMSE均衡器单元701进行频域的单点均衡；R^(k)/(H(k)+N₀)，

(8)时域数据序列的获取：

MMSE均衡器的输出S^(k)送非归一化反离散傅立叶变换模块603得到时域数据序列s^(k)；在具体实现的时候也可以采用IFFT来实现；

(9)时域数据序列的后续处理

将s^(k)序列送后续模块801等。

图5是DFT域单点均衡空时联合检测器的误码性能仿真实验结果。从图中可以看出在信噪比为6一12dB时，采用DFT域单点均衡联合检测方法，本系统的比特率性能优于OFDM系统一个量级以上。

图6是本发明在一种基带传输系统中的应用。

本均衡方法在应用中主要采用FPGA来实现。

Claims (10)

1、一种无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置，其特征在于该装置包括本地导频单元(1)、导频/数据分路(201、202、203、204)、信道估计单元(301、302、303、304)、时分合并单元(401、402、403、404)、空时合并单元(503)、取平均单元(502)、空间合并单元(501)、第一离散傅立叶变换单元(601)、第二离散傅立叶变换单元(602)、反离散傅立叶变换单元(603)、均衡器(701)、解扩去交织单元(801)；其中本地导频单元(1)和导频/数据分路(201、202、203、204)的输出端分别接信道估计单元(301、302、303、304)的输入端，信道估计单元(301、302、303、304)的输出端分别接空时合并单元(503)、取平均单元(502)、且对应与时分合并单元(401、402、403、404)相接，时分合并单元(401、402、403、404)的输出端接空间合并单元(501)的输入端，空间合并单元(501)的输出端接第二离散傅立叶变换单元(602)的输入端，空时合并单元(503)的输出端接第一离散傅立叶变换单元(601)的输入端，取平均单元(502)、离散傅立叶变换单元(601、602)的输出端接均衡器(701)的输入端，均衡器(701)的输出端接反离散傅立叶变换单元(603)的输入端，反离散傅立叶变换单元(603)的输出端接解扩去交织单元(801)的输入端，解扩去交织单元(801)的输出端为本空时联合检测装置的输出端，本地导频单元(1)的输入端接定时信号；各装置之间作用关系为：从导频/数据分路(201、202、203、204)输出的导频序列以及本地导频单元(1)的输出分别送信道估计单元(301、302、303、304)，估计出信道参数及噪声方差；其中6径信道参数序列先送空时合并单元(503)，再与导频/数据分路(201、202、203、204)的数据输出同时送时分合并单元(401、402、403、404)进行互相关时间合并，再经空间合并单元(501)得到互相关空时合并结果；将空时合并单元(503)和空间合并单元(501)得到的空时合并结果分别经离散傅立叶变换单元(601、602)完成傅立叶变换，其输出与对估计出的噪声方差进行加权平均的加权平均单元(502)的输出同时送MMSE均衡器单元(701)进行频域的单点均衡，均衡输出送反离散傅立叶变换模块(603)得到时域数据序列，再送后续模块(801)。

2、一种适用于权利要求1所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测装置的检测方法，其特征在于其检测方法如下：

a、对估计出来的信道冲激响应序列进行空时合并得到自相关序列h(n)，

b、利用估计出来的的信道冲激响应序列和接收的数据序列进行空时合并得到互相关序列r^(n)，n＝0，1，…，L_d-1，L_d为每次进行空时联合检测处理的数据块长度；

c、对r^(n)进行非归一化离散傅立叶变换，得到变换系数R^(k)，

d、对h(n)进行L_d点离散傅立叶变换，并取变换后系数的实部H(k)；

e、用H(k)、R^(k)和估计出来的信道噪声方差经过均衡器处理得到一个新的数据序列S^(k)；

f、对新的数据序列S^(k)进行非归一化反离散傅立叶变换，得到重建的发送数据序列s^(n)，n＝0，1，…，L_d-1。

3、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于所述的上述方法中步骤a中：

(1)每次估计出来的信道冲激响应序列是6径的信道参数；

(2)对估计出来的信道冲激响应序列进行空时合并得自相关序列h(n)；

(3)h(n)是关于原点共轭对称的序列；

(4)信道估计是采用基于循环正交导频序列的信道估计方法

(5)信道估计中根据最小二乘准则得到第一次信道估计；

(6)对第一次信道估计采用多项式拟合即由若干离散点通过求解方程组得到符合这些离散点的多项式的方法得到第二次信道估计；

(7)利用第二次得到的信道估计对噪声方差进行估计；

(8)上述信道估计是针对每个导频段进行的；

(9)得到各个导频段的第二次信道估计后，每一个子时隙的信道估计可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段的第二次信道估计的平均得到；

(10)每一个子时隙的噪声方差可以由数据和控制信息段相邻的前后两个导频段上估计出的信道噪声方差的平均得到。

4、根据权利要求2或3所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于发送端采用的时隙结构由一个或多个子时隙构成，每个时隙由一个或多个子时隙G+P+D&C及尾部G+P组成，每个子时隙分别有循环保护G，导频P，用户数据D、控制信息C，数据和控制信息段D&C，子时隙尾部G+P。

5、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于空时合并的方法为：

(1)先分别对各根天线各个子时隙估计出来的6径信道参数做自相关得到时间自相关6点序列；

(2)对4根天线相应子时隙的新的6点序列进行空间合并得到新的空时合并自相关序列h(n)。

6、根据权利要求2或5所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于空时合并的方法为：

(1)首先对每根天线每个子时隙利用估计出来的的6点信道冲激响应序列与接收到的导频/数据分路(201，201，203，204)的数据进行时间互相关合并；

(2)对上述合并之后分别对应4根天线的4个序列进行相加即空间合并，得到新的空时合并互相关序列r^(n)，长度为L_d，其中L_d为发送数据序列的长度。

7、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于对r^(n)进行非归一化离散傅立叶变换，得到变换系数R^(k)的步骤为：

(1)对r^(n)进行L_d点非归一化的离散傅立叶变换；

(2)非归一化是指对离散傅立叶变换序列累加求和时其值不是单位1。

8、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于对自相关序列h(n)扩展到L_d点再进行离散傅立叶变换，并取变换后系数的实部H(k)。

9、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于用H(k)、R^(k)和估计出来的信道噪声方差经过均衡器处理得到一个新的数据序列S^(k)时：

(1)采用的均衡器是最小均方误差均衡器；

(2)均衡是在频域单点进行的；

(3)均衡时过程是：R^(k)/(H(k)+N₀)，N₀是估计出来的噪声方差；

(4)序列S^(k)的长度是L_d。

10、根据权利要求2所述的无线传输中基于离散付氏变换的空时联合检测方法，其特征在于对序列S^(k)进行非归一化反离散傅立叶变换，得到重建的发送数据序列s^(n)时，非归一化是指对采用的反离散傅立叶变换序列累加求和时其值不是单位1。

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