CN1217336C - 低取样频率的数字数据恢复方法及相关装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种数据恢复方法及相关电路，用来由一输入信号中恢复一数字数据；该输入信号以对应多个数据周期的振幅来表示该数字数据。该方法包含有：于一取样周期中计算多个控制字，分别用来估计该取样周期与一数据周期的相位差；以及根据该控制字与该输入信号于各取样周期的振幅而恢复该数字数据。其中一取样周期中的多个控制字使得对应该取样周期的取样频率得以低于该数据周期对应的频率。

Description

低取样频率的数字数据恢复 方法及相关装置

                        技术领域

本发明是提供一处数据恢复的方法及相关的数字电路，尤指一种取样频率得以低于数据时钟脉冲频率的数据恢复方法及相关电路。

                        背景技术

随着电子信息科技的进步，藉着以电子信号传输的数字数据，能使丰富的信息、知识得以快速正确地传播与交换。举例来说，在电脑系统中，记录在光盘(例如说是数字多功能光盘DVD)中的数据以光盘机读取转换为电子信号的数字数据后，就能让使用者进一步地处理、整合、运用光盘中的数据。电脑系统中各单元(例如说是硬盘机经由南桥电路至中央处理器)也是透过总线以电子信号来传递数字数据。另外，藉由通信系统或网路中传递的数字数据，分布于各地的电脑系统也得以交流信息、传递消息。

请参考图1。图1为一电子形式的原始信号10用来携载(carry)数字数据14的相关波形时序的示意图；图1的横轴即为时间。原始信号10可以是由光盘机读取头由光盘上读取出来的原始信号，或是总线、通讯系统或网路中传递的电子信号。原始信号10是以其经过调制后的波形振幅，并配合一数据时钟脉冲12，来代表其携载的数字数据14。数据时钟脉冲12具有多个时间长度固定为T0的数据周期，各数据周期对应于一数字数据14中的位；而该位的内容即由该原始信号10对应于该数据周期的波形振幅的大小来决定。以图1中的例子来进一步说明，数据时钟脉冲12中于各数据周期的脉波上升缘发生于时间点t1、t2、t3等等时刻；原始信号10在这些时刻的波形振幅是否大于一固定的标准电平L0(通常即为零电平)，就代表了该时刻对应的数字数据。举例来说，在时间点t1，原始信号10的波形振幅大于标准电平L0，就代表数字数据中的位D1内容为1。在时间点t2，原始信号10的波形振幅仍然大于标准电平L0，故时间点t2的对应位D2的内容仍为1。到了时间点t6，原始信号10的波形振幅变得低于标准电平L0，故时间点t6对应的位D6也变成0。同理，由原始信号10在时间点t8的波形振幅，就可推知时间点t8对应的位D8为0。这样一来，配合数据时钟脉冲12，原始信号10就能以其波形振幅的大小来代表数字数据14各位的内容了。

然而，在实际实施运用时，仅有携载数字数据的原始信号可供利用，而不会有对应的数据时钟脉冲。举例来说，光盘机由光盘上读取出来的数据仅有原始信号，并不包含数据时钟脉冲。同理，在通讯系统中，也仅会传输原始信号，不会传输数据时钟脉冲。如此一来，要由原始信号中正确解读出数字数据，就必须使用数据恢复电路。请参考图2。图2为一现有的数字式数据恢复电路20的电路方块图。数据恢复电路20设有一取样器22、内插器(interpolator)24、控制字计算单元26以及数据电路28。由于数据恢复电路20是数字式的电路，故输入信号16(也就是原始信号10)会先经过取样器22的取样，变成离散时间的取样信号23；而取样器18的取样频率，则由取样时钟脉冲18来决定。由于取样时钟脉冲18并不会与输入信号16(即原始信号10)对应的数据时钟脉冲同步(包括频率及相位都不会同步)，取样信号23必须由内插器24以加权内插的方式算出在输入信号16中原本对应于数据时钟脉冲的数字数据，并输出为输出信号25。由输入信号16恢复出来的输出信号25就能和原始信号原本的数据时钟脉冲同步，来表示原始信号中携载的数字数据。经由数据电路28(例如是比较器或斩波器)就能由输出信号25中得到原本在输入信号中的数字数据。另一方面，用来内插恢复出输出信号25的内插器24，要以控制字30来控制其内插的计算；而控制字30本身则是由控制字计算单元26根据输出信号25的反馈求得。

至于现有数据恢复电路20工作的情形，请进一步参考图3。图3为数据恢复电路20运作时各相关信号的波形时序图；图3的横轴即为时间。在图3中最上面的波形为输入信号26携载的数字数据原本对应的数据时钟脉冲12。但就如前面所讨论过的，数据恢复电路20必须在没有数据时钟脉冲12的情况下，由输入信号16中直接恢复出其携载的数字数据。输入信号16的波形在图3中即以虚线来表示。如图3中所示，图2中的取样时钟脉冲18具有多个周期固定为Tps的取样周期(故对应的取样频率为1/Tps)；各取样周期对应于时间点ta1、ta2等等时刻。在取样时钟脉冲18的触发控制下，取样器22会将输入信号16取样成为取样信号23，如图3中以垂直实线与空心原点所表示的离散时间信号。由于数据恢复电路20没有数据时钟脉冲12做为参考，取样时钟脉冲18也不会和数据时钟脉冲12同步。而内插器24的功能，就是将取样信号23重新内插而恢复为输出信号25；而输出信号25就如图3中以垂直虚线及实心圆点所表示的离散时间信号。请注意输出信号15的各个离散时间点(即时间点t1、t2等等)已经和数据时钟脉冲12同步。利用输出信号25，数据电路28就能得到携载于输入信号16中的数字数据(如图1中的说明)。

为了要由取样信号23正确恢复出输出信号25，内插器24必须利用控制字30当作参数，来控制内插的过程。在现有技术中，每个取样周期中会有一个对应的控制字；各控制字用来估计对应的取样周期与最接近的数据周期间的相位差(等效上就是时间差)。虽然数据恢复电路20无法取得原来的数据时钟脉冲12，但控制字计算单元26仍然能利用输出信号25的反馈并以相位误差检测(phase error detection)及调整(OSR adjustment)来估计取样时钟脉冲18与数据时钟脉冲12对应周期间的相位差，并求得对应各取样周期的控制字；此技术的细节已为本领域普通技术人员所熟知，于此不再赘述。控制字计算单元26计算的结果，就如图3中所示；控制字mp1对应于时间点ta1的取样周期，即是用来估计该取样周期与时间点t1的数据周期间的相位差。同理，控制字mp2用来代表时间点ta2的取样周期与时间点t2的数据周期间的相位差；于时间点ta4，最接近对应取样周期的数据周期为时间点t3的数据周期，故控制字mp4是用来估计时间点ta4的取样周期与时间点t3的数据周期间的相位差。

内插器24在取得控制字计算单元26计算的控制字后，就能以内插的方式由取样信号23计算出输出信号25。举例来说，要根据时间点ta1的控制字mp1来计算出时间点t1时输出信号25的波形振幅，可用下列的加权内插公式：

$y\left(t1\right)=\underset{n-N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}x(\mathrm{ta}1-n\·\mathrm{Tps})\·w(\mathrm{mp}1+n\·\mathrm{Tps})$

其中y(t1)代表输出信号25在时间点t1的波形振幅；w(则代表一预设的加权函数(weighting function)，譬如说是sinc函数(定义为sinc(x)＝sin(πx)/(πx))等；x(则代表取样信号23的波形振幅；N1、N2为适当的整数，代表总和(summation)的上下限。换句话说，输出信号25在时间点t1的值，可由取样信号23在时间点ta1的值(即x(ta1))乘上加权w(mp1)、加上取样信号23在时间点ta2的值(即x(ta1+Tps))乘上加权w(mp1-Tps)、加上取样信号23在时间点ta3的值(x(ta1+2·Tps)乘上加权)w(mp1-2·Tps)等等来计算而得。同理，将上式中的ta1换为ta2、mp1换为mp2，就能求出输出信号25在时间点t2的值。依据上述的方式，内插器24就能由取样信号23算出输出信号25。

上述的现有技术能以数字电路来实现，能利用数字电路容易模块化、设计制造都已有一定的标准而能减少时间资源的耗用等等优点。然而，在现有技术中，由于一个取样周期中仅估计了一个控制字，而控制字又是用来估计一取样周期与最接近的数据周期间的相位差，这就代表一取样周期延续的时间Tps必定要比一数据周期延续的时间T0短(或相等)。若取样周期Tps比一数据周期T0来的长，一个取样周期内就会对应于一个以上的数据周期；而一个控制字仅能估计出输出信号25对应一数据周期的振幅，这会使该取样周期中对应的额外数据周期没有对应的控制字。换句话说，在上述的情况下，现有技术中的内插器24无法完整地将输出信号25中对应每一数据周期的波形振幅恢复出来。

因为上述的原因，现有技术中取样周期必须小于等于数据周期；也就是说，取样周期对应的取样频率必须要比数据周期对应的频率来的高。由于数字数据高速存取传输的需求，数据周期也越来越短，数据周期对应的频率也越来越高。对应地，在现有技术中，取样频率还要比数据周期对应的频率更高，如此一来现有技术中的数据恢复电路就会受到许多高频运作的副作用，像是高频电路易受电磁干扰、易受电路布局的寄生效应影响运作。而高频电路也必须使用较复杂的电路设计，增加现有技术设计生产制造的成本。

发明概述

因此，本发明的主要目的在于提供一种能以低频的取样频率运作的数据恢复电路，以解决现有技术上述的缺点。

按照本发明的一个方面，提供一种一种数据恢复方法，用来由一输入信号的波形中恢复一对应的数字数据；该数字数据是与一数据时钟脉冲同步；该数据时钟脉冲中具有多个数据周期，而该输入信号是以对应该数据周期中的波形振幅来表示该数字数据；该方法包含有：设定一具有一固定取样频率的取样时钟脉冲，该取样时钟脉冲中具有多个取样周期；于每一取样周期中计算至少一对应的控制字(control word)；每一控制字对应于一数据周期，用来估计该取样周期与该数据周期的相位差；以及根据该控制字与该输入信号对应各取样周期的波形振幅计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅，以恢复该数字数据；其中该取样频率是介于该输入信号波形的频带的实质最高频率与该数据时钟脉冲的频率之间；使得当该输入信号波形的频带低于该数据时钟脉冲的频率时，每一取样周期中可计算出多个对应的控制字，而该取样频率得以低于该数据时钟脉冲的频率。

按照本发明的另一方面，提供一种一种数据恢复电路，用来由一输入信号的波形中恢复一对应的数字数据；该数字数据是与一数据时钟脉冲同步；该数据时钟脉冲中具有多个数据周期，而该输入信号是以对应该数据周期中的波形振幅来表示该数字数据；该数据恢复电路包含有：一取样器，用来量测并输出该输入信号对应于多个取样周期的波形振幅，其中该取样周期的时间长度为固定并对应于一取样频率；一计算模块，用来于每一取样周期中计算至少一对应的控制字(control word)；每一控制字对应于一数据周期，用来估计该取样周期与该数据周期的相位差；以及至少一内插器，每一内插器对应于一控制字，用来根据该对应的控制字与该取样器的输出计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅，以恢复该数字数据；其中该取样频率是介于该输入信号波形的频带的实质最高频率与该数据时钟脉冲的频率之间；使得当该输入信号波形的频带低于该数据时钟脉冲的频率时，该计算模块于每一取样周期中可计算出多个对应的控制字，而该取样频率得以低于该数据时钟脉冲的频率。

本发明是在符合奈奎斯特(Nyquist)定理的情况下，合理地将取样频率降低至数据周期对应的频率下，并在每一取样周期中估计出多个对应的控制字，来表示一取样周期所对应到的多个数据周期。根据一取样周期的多个控制字，就能计算出输出信号对应于复数取样周期的波形振幅。在不影响数据恢复的情形下，本发明运作的频率也得以降低，不需顾虑高频电路所产生的多种副作用，也不必特别以昂贵复杂的高频电路来实现，不仅能加快研发制造的过程，也能降低成本。

                          附图说明

图1为典型的原始信号携载数字数据的波形时序示意图。

图2为一现有数据恢复电路的功能方块图。

图3为图2中的数据恢复电路运作时各相关信号的波形时序图。

图4为数据恢复过程中各相关信号频谱的示意图。

图5为本发明数据恢复电路的功能方块图。

图6为图5中数据恢复电路运作时各相关信号的波形时序图。

                      具体实施方式

请参考图4。图4为数据恢复过程中各相关信号的频谱示意图；图4的横轴为频率、纵轴为频域分量。其中携载有数字数据的原始信号，其波形的频谱如图4中的频谱10f所示；其频带宽度为频带BW，实质上的最高频率为频率fc。原始信号中的数字数据，其数据周期所对应的频率则为频率fd。如图1所示，其实原始信号在经过编码调制后，其波形变化会比数据时钟脉冲的变化来的缓慢；像在图1中的时间点t1及t2间，数据时钟脉冲已经完成一个周期的变化，但原始信号10的波形其实只是平缓地上升；这就表示原始信号的频带BW会远低于数据周期对应的频率fd。而根据奈奎斯特定理(或称取样定理)，要能由一信号的取样中恢复出该信号，取样所用的频率至少要大于该信号频宽的两倍。如图4所示，频率fN即代表奈奎斯特定理所预测的最低取样频率，其为频率fc的两倍。即使如此，在实际应用上，频率fN还是小于数据周期对应的频率fd。在现有技术中，取样器受取样时钟脉冲控制的取样频率必须要大于数据周期对应的频率fd；图4中的频率fps就代表现有技术中必须要使用的取样频率。然而，要能由取样信号中内插正确地恢复出输出信号，取样频率仅要高于奈奎斯特定理的频率fN即可，不需高于数据周期对应的频率fd。本发明即利用此原理，将本发明中所使用的取样频率fs(对应的取样周期为Ts＝1/fs)设定于频率fN与频率fd之间，既能正确地内插出输出信号，又使得本发明中不需使用特别高频的取样时钟脉冲与相关高频电路。

请参考图5；图5为本发明中数据恢复电路40一实施例的功能方块图。数据恢复电路40的目的是在没有相关数据时钟脉冲的情况下，恢复输入信号36中携载的数字数据。数据恢复电路40中设有一取样器42、一第一内插器44A、一第二内插器44B、一数据电路48、一计算模块46以及一数据缓冲单元(buffer)54。在图5的实施例中，计算模块46内设有一第一控制字计算单元50A及一第二控制字计算单元50B。携载有数字数据的输入信号36输入至数据恢复电路40后，会由取样器42将其取样为离散时间的取样信号43；而取样器42的取样频率则受取样时钟脉冲38控制。接下来第一内插器44A及第二内插器44B就能根据取样信号43，分别以加权内插的方式个别计算内插的结果，再传输至数据缓冲单元54。数据缓冲单元54会整合第一内插器44A及第二内插器44B计算出来的内插结果产生输出信号45。根据输出信号45，数据电路48就能正确解读出输入信号36中携载的数字数据了。

以上本发明数据恢复电路40的工作情形虽然类似于现有的数据恢复电路20，但本发明与现有技术最大的不同，乃是内插的相关运作方式。在现有技术中，内插器24在每一个取样周期Tps中会根据一个控制字30来计算输出信号25中对应一个数据周期的波形振幅。本发明中的多个内插器则可在每一个取样周期Tps中分别根据多个不同控制字，以计算输出信号45中对应多个数据周期的波形振幅。如图5中的实施例所示，计算模块46的第一控制字计算单元50A与第二控制字计算单元50B分别可依据输出信号45的反馈来产生第一控制字52A以及第二控制字52B。在同一取样周期Ts中，第一内插器44A可根据第一控制字52A产生输出信号45对应一数据周期的波形振幅；第二内插器44B则可根据第二控制字52B来产生输出信号45对应另一数据周期的波形振幅，经过数据缓冲单元54的缓冲处理，内插器44就能利用两个控制字于一个取样周期中计算出输出信号45对应于两个数据周期的波形振幅。至于第一控制字计算单元50A与第二控制字计算单元50B计算控制字的方式与现有技术类似，在不妨碍本发明技术公开的情况下，不再赘述。

为进一步说明本发明运作的原理，请进一步参考图6。图6为本发明于图5的数据恢复电路40运作期间各相关信号运作的波形时序图；图6的横轴即为时间。为了方便与现有技术比较，图6中假设输入信号36与输入信号16(见图2、3)相同，都是配合数据时钟脉冲12(数据周期为T0)而携载有数字数据的原始数据10；图6中虚线的波形即为输入信号36。在没有数据时钟脉冲12可供利用的情况下，本发明的取样器42会根据取样时钟脉冲38(取样周期为Ts)的控制触发对输入信号36取样而产生取样信号43。图6中即以交叉圆及实线代表取样信号43对应各个取样周期(于时间点ts1、ts2、ts3等等)的波形振幅。如前面所讨论过的，本发明中取样时钟脉冲38的取样频率fs会小于数据时钟脉冲12对应的频率fd，因此一个取样周期Ts的时间长度会大于一个数据周期T0的时间长度；换句话说，一个取样周期会对应至超过一个的数据周期。对应上述情况，本发明于各取样周期会计算多个控制字来估计一取样周期与对应的多个数据周期间的相位差(等效上就是时间差)。如图6中所示，对应于时间点ts1的取样周期，本发明中的计算模块46会计算出第一控制字m1a与第二控制字m1b，分别用来估计该取样周期与时间点t1、t2的数据周期间的相位差。根据第一控制字m1a，第一内插器44A就能内插出输出信号45在时间点t1的波形振幅；而第二内插器44B则能根据第二控制字m1b来计算出输出信号45于时间点t2的波形振幅。同理，对应于时间点ts2的取样周期，则有第一控制字m2a与第二控制字m2b来分别估计该取样周期与时间点t3、t4的数据周期间的相位差。到了时间点ts5的取样周期，其对应的第一控制字m5a及第二控制字m5b分别估计该取样周期与时间点t8、t9的两控制周期间的相位差；在时间点ts6的取样周期中，第一控制字m6a及第二控制字m6b则估计该取样周期与时间点t9、t10的两控制周期间的相位差。在此可发现有两个控制字m5b、m6a可用来估计输出信号45对应时间点t9的波形振幅；换句话说，输出信号45在时间点t9的波形振幅能由第二内插计算器44B根据控制字m5b算出，也能用第一内插计算器44A根据控制字m6a算出。在此种情况下，数据缓冲单元54就会决定以哪一个内插计算器来提供给内插器44，以得到输出信号45对应于时间点t9的波形振幅。根据本发明于一取样周期中对应的多个控制字，多个内插器就能分别根据一控制字用取样信号43来内插出输出信号45对应于各时钟脉冲周期的波形振幅。

虽然本发明中采用了低频率的取样时钟脉冲38，但根据奈奎斯特定理(详见图4及相关说明)，仍然能正确地根据取样后的取样信号43来内插出输出信号45。因为低频率的取样时钟脉冲38会在一取样周期中对应至超过一个的数据周期；所以在每一取样周期中，本发明即以多个控制字来计算对应于该取样周期的多个数据周期中、输出信号45的波形振幅。如图6中所示，由第一内插器44A、第二内插器44B分别计算并组合形成的离散时间输出信号45(以实心圆点及虚线表示)已经能和数据时钟脉冲12同步，并能正确地代表输入信号36中的数字数据。经过数据电路48，就能解读出输入信号36中的数字数据了。至于第一内插器44A、第二内插器44B于每一取样周期中根据取样信号43、第一控制字及第二控制字来计算出输出信号的方法，可以数式描述如下。若要计算输出信号45对应于时间点t1、t2数据周期的波形振幅，则

$y\left(t1\right)=\underset{n-N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}x(\mathrm{ts}1-n\·\mathrm{Ts})\·W(m1a+n\·\mathrm{Ts})$ (式1)

$y\left(t2\right)=\underset{n-N1}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}x(\mathrm{ts}1-n\·\mathrm{Ts})\·W(m1b+n\·\mathrm{Ts})$ (式2)

其中y(t1)代表输出信号45在时间点t1的波形振幅；y(t2)代表输出信号45在时间点t2的波形振幅。W(·)则代表一预设的加权函数(weightingfunction)；x(·)则代表取样信号43的波形振幅；N1、N2为适当的整数，代表和数(summation)的上下限。由(式1)可知，输出信号45在时间点t1的波形振幅，可利用第一控制字m1a(因为此控制字是用来估计时间点ts1的取样周期与时间点t1数据周期间的相位差)，由取样信号43在时间点ts1的值(即X(ts1))乘上加权W(m1a)、加上取样信号23在时间点ts2的值(即X(ts1+Ts))乘上加权W(m1a-Ts)、加上取样信号23在时间点ts3的值(即X(ts1+2·Ts))乘上加权W(m1a-2·Ts)等等来计算而得。而第一内插器44A即能以(式1)来计算输出信号45在时间点t1的波形振幅。同理，时间点ts1的取样周期与时间点t2的数据周期间的相位差是以第二控制字m1b来估计，故第二内插器44B可由(式2)来计算输出信号45在时间点t2的波形振幅；请注意(式2)中的加权是由第二控制字m1b来控制。由(式1)、(式2)可知，根据在同一取样周期中所得到的两个控制字，第一、第二内插器就能对应地计算出输出信号45对应于两个数据周期的波形振幅。这样一来，即使取样信号43未能与数据时钟脉冲12同步，但第一内插器44A、第二内插器44B计算出来的输出信号45已经能和数据时钟脉冲12同步(请参考图6)；根据输出信号45，数据电路48就能读出原本携载于输入信号36中的数字数据。上述讨论虽针对时间点ts1的取样周期，但由以上二式，本领域普通技术人员应能轻易推得如何于其他取样周期中计算对应输出信号的波形振幅，故于此不再赘述。如图6所示，本发明虽以较低的取样频率来产生取样信号43(故取样信号43取样点也比较少)，但经由上述的计算过程，还是能完整地计算出输出信号45对应于各数据周期的波形振幅。

总而言之，本发明是在符合Nyquist定理的情况下，合理地将取样频率降低至数据周期对应的频率下，并在每一取样周期中估计出多个对应的控制字，来表示一取样周期所对应到的多个数据周期。根据一取样周期的多个控制字，就能计算出输出信号对应于复数取样周期的波形振幅。相对地，现有技术仅于一取样周期中估计一控制字，故仅能于该取样周期中计算输出信号对应一数据周期的波形振幅，也因此取样频率一定要比数据周期对应的频率来的高。相较之下，本发明不仅适合用数字电路来实现，也能以低频的取样频率来运作。本发明的技术能以数字逻辑块加以实现，就能方便地集成于现代信息系统中的数字式控制芯片，电路的设计、模拟及生产制造也能沿用数字电路模块化的方式进行。更进一步地，在不影响数据恢复的情形下，本发明运作的频率也得以降低，不需顾虑高频电路所产生的多种副作用，也不必特别以昂贵复杂的高频电路来实现，不仅能加快研发制造的过程，也能降低成本。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明专利的涵盖范围。

Claims (10)

1.一种数据恢复方法，用来由一输入信号的波形中恢复一对应的数字数据；该数字数据是与一数据时钟脉冲同步；

该数据时钟脉冲中具有多个数据周期，而该输入信号是以对应该数据周期中的波形振幅来表示该数字数据；

该方法包含有：

设定一具有一固定取样频率的取样时钟脉冲，该取样时钟脉冲中具有多个取样周期；

于每一取样周期中计算至少一对应的控制字；

每一控制字对应于一数据周期，用来估计该取样周期与该数据周期的相位差；以及

根据该控制字与该输入信号对应各取样周期的波形振幅计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅，以恢复该数字数据；

其中该取样频率介于该输入信号波形的频带的最高频率与该数据时钟脉冲的频率之间；

使得当该输入信号波形的频带低于该数据时钟脉冲的频率时，每一取样周期中可计算出多个对应的控制字，而该取样频率得以低于该数据时钟脉冲的频率。

2.如权利要求1所述的数据恢复方法，其中该控制字是根据该输入信号对应各取样周期的波形振幅而计算出来。

3.如权利要求1所述的数据恢复方法，其中该输入信号是由一数字多用途光盘机所读取的数据。

4.如权利要求1所述的数据恢复方法，其另包含有：利用该恢复出来的数字数据修正该控制字。

5.如权利要求1所述的数据恢复方法，其是以加权内插的方式根据该多个控制字与该输入信号对应各取样周期的波形振幅计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅。

6.一种数据恢复电路，用来由一输入信号的波形中恢复一对应的数字数据；该数字数据是与一数据时钟脉冲同步；

该数据时钟脉冲中具有多个数据周期，而该输入信号是以对应该数据周期中的波形振幅来表示该数字数据；

该数据恢复电路包含有：

一取样器，用来量测并输出该输入信号对应于多个取样周期的波形振幅，其中该取样周期的时间长度为固定并对应于一取样频率；

一计算模块，用来于每一取样周期中计算至少一对应的控制字；

每一控制字对应于一数据周期，用来估计该取样周期与该数据周期的相位差；以及

至少两个内插器，每一内插器对应于一控制字，用来根据该对应的控制字与该取样器的输出计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅，以恢复该数字数据；

其中该取样频率是介于该输入信号波形的频带的最高频率与该数据时钟脉冲的频率之间；

使得当该输入信号波形的频带低于该数据时钟脉冲的频率时，该计算模块于每一取样周期中可计算出多个对应的控制字，而该取样频率得以低于该数据时钟脉冲的频率。

7.如权利要求6所述的数据恢复电路，其中该控制字是根据该输入信号对应各取样周期的波形振幅而计算出来。

8.如权利要求6所述的数据恢复电路，其应用于一数字多用途光盘机。

9.如权利要求6所述的数据恢复电路，其中该计算模块是利用该恢复出来的数字数据，修正该控制字。

10.如权利要求6所述的数据恢复电路，其中该内插器是以加权内插的方式根据该对应的控制字与该输入信号对应各取样周期的波形振幅计算出该输入信号对应各数据周期的波形振幅。

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