CN1204397A - 超声波流速测量中的数字速度测定 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种方法和装置(60),其通过测量超声波信号在流体中沿顺流方向和沿逆流方向行进所用时间的差值测量流动流体的流速(F)。装置(60)计算由一个超声波换能器(62)发射而由另一个超声波换能器(63)接收的超声波波群在各个方向上的行进时间。所用方法包括将接收波形数字化(85),然后通过将其与一个标准波形模板进行比较而确认波形特征的步骤。然后相对于一个高速时钟(70)确定这些特征的时间位置。之后将这些结果用于加权计算中,以确定该波形到达换能器(63)的时间。

Description

超声波流速测量中的数字速度测定

发明领域

本发明涉及一种测量流动流体的流速的装置，该装置利用了超声波和数字速度测定技术。

相关背景技术介绍

测量超声波信号在流动流体中逆流和顺流行进的传播时间差是测量该流体流速的一种既定方法。用于这种测量的超声波信号通常由具有不同峰值的正弦波形的波群构成。图3中表示了这样一种波群的实例，其中表示了以电子方式接收的一个超声波信号40。精确确定这种信号到达时间的问题一般涉及两个具体的标准。

第一个标准是所接收信号中可以作为定时基准的特定部分的唯一识别。通常所选择的这个部分是波形周期与信号轴42交叉的一个点，即所谓的“零交叉点”。特定的“零交叉点”的识别通常是参照所接收信号40中的最大峰值41的幅值进行的。这种方法存在一些难点。首先是最大峰值41的幅值可能变化非常大，它取决于发送信号的条件。例如，所使用的是利用压电材料例如PVDF制成的超声波换能器，则峰值41的幅值随着流体温度从+60℃变化到-20℃可以变化达到30倍。更加重要的是，对于管道中的波群，所接收信号40中出现最大峰值41的特定周期是经常改变的，它取决于诸如温度和频率一类的条件。这很大程度上是由于这种信号的最大值经常，但不总是如此，在次声波模构成所接收信号40的大部分的情况下出现。在图3中统指为43者就是这种次声波和其它高阶声波模影响的一个实例。这些次声波模与平面波(基波模)相比受温度和频率的影响更大。在波群中两个峰值幅值相同的状态是零交叉方法特别难以适应的一种状态。

第二个标准是相对于所用时标确定所识别的零交叉到达信号探测器的时间，通常在最大峰值之后立即就是零交叉点44。波到达时间的计时精度一般限定为一个时钟脉冲，所以这个时间间隔使得测量结果不够精确。

发明名称为“一种电子流量计”的国际专利申请WO-93／00569中公开了一种声波波群探测系统和相关的流量测量装置，其中使用了一种方法来解决上述问题。这种系统利用包络检测和一种分路(arming)方法进行零交叉检测。国际专利申请WO-93／00570和WO-94／20821分别公开了减弱高阶声模传播的不同方法，如上所述，高阶声波模会显著地影响所接收的波群，从而引起计时误差。美国专利US-5206836公开了一种基于围绕一个零交叉点的线性回归测定波群到达时间的数字系统。

发明概要

本发明的一个目的是提供用于超声波计时的一种测量装置和方法，该装置和方法能够同时实现唯一确定一个超声波信号的一部分和该信号的这一部分到达一个探测器的时间。

根据本发明的第一方面，公开了一种测定以第一频率发送的声波波群到达一个换能器的时间的方法，该方法包括以下步骤：

(a)以第一采样频率将从所说换能器输出的一个模拟信号转换为数字信号数据；

(b)确定所说数字信号数据的测量部分，所说测量部分对应于所说换能器对所说声波波群的响应；

(c)相对于所说响应中的一组(ⅰ)测量段根据所说测量部分确定一组斜率(Si)，所说的每一测量段都在一个信号电平值(V)附近；和

(d)根据所选定的至少一个斜率(Si)确定所说声波波群的到达时间。

通常，该方法在步骤(c)和(d)之间还包括以下步骤：

(ca)对于所选定的测量段确定表示所说响应与所说信号电平值(V)相交的时间的一个相应测量时间(Ai)；其中步骤(d)包括根据所说相应测量时间(Ai)确定所说到达时间(t)的步骤。

可取的是，在步骤(c)与(ca)之间还包括一个步骤：

(caa)将所说斜率(Si)与一组对应的基准斜率(Pj)对照以确定测量部分中每个测量段的一个测量位置；其中步骤(ca)包括根据相应的一个测量位置确定相应的测量时间(Ai)的步骤。

一般来说，步骤(c)包括以下步骤：将所说数字信号数据的一组点(k)分配到每个测量段(i)，每个测量段(i)以两个相邻点为中心，该两个相邻点的值位于信号电平值(V)的两侧，相对于每一组点作一条直线，后确定每条直线的斜率(Si)。有利的是，该直线由连接两个相邻点的直线构成。可取的是(k)的值与采样频率与第一频率的比率，以及数字信号数据在测量部分中随之产生的间隔相关。通常，k等于每个周期点数的八分之一。更可取的是，k值等于10。

在一个优选的方案中，基准斜率组中的每个斜率(Pi)都与一个特定位置参数(n)关联，该参数标记波群内一个信号极性跃变的位置，参数(n)对应于波群起点与特定信号极性跃变之间的半波周期数。

在一个优选实施例中，步骤(d)包括以下子步骤：

(da)根据相应的位置参数(n)为每一测量时间(Ai)指定一个加权因子(Wi)；

(db)选择测量时间(Ai)中的(m)个用于确定到达时间(t)；

(dc)根据所说的(m)个选定测量时间(Ai)中相邻者之间的时间间隔确定平均半波周期(τ)；

(dd)对于(m)个选定的测量时间(Ai)中的每一个，利用公式t_i=A_i-n·τ确定所说波群到达换能器的测算时间；和

(de)对于(m)个测量时间(Ai)，确定指定给每个测量时间的加权因子(Wi)与相应的测算到达时间(ti)乘积的和；

(df)将在步骤(de)所得和值除以所说的(m)个加权因子(Wi)之和确定声波波群的到达时间(t)。

通常，每个加权因子(Wi)正比于相应的一段的斜率(Si)。典型地，m可以取为2-20的一个值。m的优选值为6。

有利的是，步骤(db)包括根据测量时间的确定精度、与基准组斜率(Pj)匹配的接近程度、和测量部分对于高阶声波模的抗干扰性中至少一种参数选择测量时间(Ai)。

在优选实施例中，使用采样频率产生声波波群，可取的是所说第一频率为所说采样频率的几分之一。

通常根据在测量部分之前接收的数字信号数据的平均值求出信号电平值。而且，步骤(a)一般包括对该信号的连续转换。

根据本发明的第二方面，公开了一种确定在两个超声波换能器之间传输的声波波群的传播时间的方法，该方法包括以下步骤：

(e)起动以预定频率工作的一个时钟；

(f)与该时钟的变化同时，还包括以下步骤：

(fa)激励其中一个换能器，使其以低于预定频率的一个第一频率输出声波波群，和

(fb)保持该时钟信号作为其后检测波群到达其它换能器时间的计时基准；

(g)利用根据本发明第一方面构成的方法测定波群的到达时间，其中采样频率为预定频率，并由所说时钟产生，包含测量部分的数字信号数据存储在一个存储器中，为数字信号数据的连续采样而确定的存储器地址由时钟信号改变，使得存储器的每个地址对应于产生声波波群之后的一个可识别的时间。

通常，发送一组声波波群，并且除了第一次发送，所有后续的声波波群的发送都是与恰好前一声波波群的接收同步的。一般来说，当发送一个特定的声波波群时，就累计延迟时间，并且在经过所说延迟时间之后和当对应于特定声波波群的测量部分再一次与信号电平值相交时，开始进行下一个声波波群的发送。

在另一种方案中，从每个换能器同时发送一个声波波群，并由其它的换能器接收，由此确定声波波群的各个传播时间。一般来说，在这样的步骤(a)中还包括补偿从各个换能器输出的由模拟信号转换的数字信号数据之间的相位差。

根据本发明的第三方面，公开了一种测量流动流体流速的系统，该系统包括：

一根测量管，待测其流速的流体从中流过；

两个超声波换能器，它们设置在该测量管中并用于在彼此之间发送超声波信号；

发射装置，其用于激励至少一个换能器以产生以一种第一频率沿着所说测量管传播到另一个换能器的声波波群；

接收装置，其至少与另一个换能器相连，用于探测所说声波波群，和将至少从另一个换能器输出的模拟信号转换为数字信号数据，该接收装置包括用于存储所说数字信号数据的一个(第一)存储器；

处理器，其与所说接收装置相连，用于确定所说流体流速，该处理器包括：

第一装置，用于确定所说数字信号数据的一个测量部分，所说测量部分对应于另一个换能器对声波波群的响应；

第二装置，用于相对于所说响应的一组(ⅰ)相应的测量段根据所说测量部分确定一组斜率(Si)，每个测量段处于一个信号电平值(V)附近；

第三装置，用于至少根据从一组斜率(Si)中选定的一些确定声波波群的到达时间(t)。

一般来说，该系统还包括第四装置，该装置用于相对于所选定的测量段确定相应的测量时间(Ai)，该测量时间指示所说响应与所说信号电平值相交的时刻，其中所说第三装置根据相应的测量时间(Ai)确定到达时间(t)。

可取的是，该系统还包括与所说处理器相连用于存储基准信号的一个(第二)存储器，所说处理器包括用于将基准信号的各部分与测量部分对照以确定在所说测量部分中的各个测量段的测量位置的第五装置，其中所说测量时间(Ai)利用所说测量位置中相应的一个求得。

有利的是，该系统还包括一个装置，其用于调整至少从另一个换能器输出的模拟信号的幅值，从而使它落入一定的限值之内，可取的是，这些限值在信号电平值两侧相等偏差处，所说信号电平值最好为测量部分之前另一个换能器输出的平均值。

一般来说，按照本发明的任何一个方面，采样频率在500千赫兹与100千兆赫兹之间。比较可取的是采样频率为10兆赫兹。

通常，按照本发明的任何一个方面，所说第一频率在20千赫兹与5兆赫兹之间。最可取的是所说第一频率为125千赫兹。

根据本发明的一个主要方面，公开了一种检测以一种第一频率发送的声波波群到达一个换能器的时间的方法，该方法的特征在于补偿当由所说换能器检测时与所说声波波群的第一频率的偏差。

附图简介

下面参照附图描述本发明的一些优选实施例，在所说附图中：

图1表示根据所述实施例设置在一种流体的流场中的两个超声波换能器的配置结构，其利用超声波的发送测量该流体的流速；

图2为一方块示意图，表示优选实施例的各个功能基元；

图3表示由图1所示换能器发射的一种典型的超声波波形；

图4为优选的探测方法的信息流示意图；

图5表示在所述实施例中使用的信号放大和数字化过程；

图6表示增大增益对于数字化波形的影响；

图7为第一实施例中电路部分的方块示意图；

图8为图7所示多路复用器的示意图；

图9为采用所谓的“环绕”方法的第二实施例的方块示意图；

图10A和图10B表示在图9所示实施例中换能器的起动顺序；

图11A和图11B表示对于图9所示实施例中的两个换能器驱动器在图10A和图10B中所示起动顺序的时序；

图12为表示一个第三实施例的方块示意图，其中两个超声波换能器同时发送；和

图13示意性表示用于所述实施例的微处理器部分。

实现本发明的最佳和其它模式

图1表示沿一条圆柱体形测量管C的轴向彼此相对设置的两个换能器，T1和T2，每个换能器都可以作为一个发射器或一个接收器，一种待测其流速v的流体F在所说测量管C中流动。测量管C是在图2中示意性表示的整个测量管路系统30中的一部分。

测量系统30包括一个控制用微处理器33，其通过一条主总线37与一个微电子单元31相连，在所说微电子单元31中包含专用电路，该专用电路与换能器T1和T2，以及一个温度探头32相连，其可在测量管C中移动以确定待测其流速的流体的温度。一个电池单元36向所说微处理器32供电和微电子单元31供电，后者为换能器T1和T2产生信号和从中接收信号，并确定超声波波群的各个行进(传播)时间。微处理器32将多个行进时间求平均，并计算出流速，通过一条显示总线38在一个液晶显示器(LCD)34上加以显示。一个通信接口电路35将流速和其它数据传送到一个适合的数据采集系统(未示出)，这种数据采集系统在本技术领域是已知的，例如可参见上述的国际专利申请WO 93／00569。

利用下式，根据所测得的信号超声波沿流体流动方向和逆流体流动方向的行进时间可以求出流体流速值：

v_f=0．5L(1／T_d-1／T_u)其中：v_f=流体在测量管中的流速，

    L=测量管长度，

    T_d=声波脉冲沿流体流动方向的行进时间，和

    T_u=声波脉冲逆流体流动方向的行进时间。

所以，在优选实施例中精确测量行进(或传播)时间是确定流速的关键任务。在优选实施例中，从位于测量管一端的一个超声波换能器中发射一束短声波脉冲串，由位于另一端的一个类似的换能器探测(或接收)。在经过一系列可变增益放大之后，由一个模数转换器将所接收的信号以10兆赫兹的速率数字化以获得接收数据。然后将接收数据输入4千字节的快速随机存取存储器(RAM)中。为了达到所需的精度，必须将所确定声波到达时间偏差控制在1纳秒以内，即数字化采样值时间间隔的1％。所以需要在数字化信号的各个点之间进行插值处理。这是通过对于散布在静态信号电平周围一个带内的接收数据进行线性回归处理，并利用由此获得的截距以及已知的接收信号频率，进行多次单独的到达时间计算而实现的。这些结果的加权平均构成了声波传输时间的最终测算值。为了减少测量结果的不确定性，在优选实施例中包含了一些特定特征。

首先，所用的模数转换器是一个8位装置，它只能在覆盖所接收信号的中间三分之一的一个窗口范围内工作，所以转换的有效精度在8比特至(8+log₂(3))比特，即约为9．6比特的范围内增加。这样一种方案是优选的，因为在正弦波中间范围以外的数据点包含的幅值信息多于时间信息，所以对于时间测量用处不大。

其次，用于发射换能器的脉冲发生器直接与10兆赫兹时钟信号源相连，所有晶体时钟都存在某种程度的不稳定性，并且如果从根据一个时钟跃变激发出一个独立的非稳态振荡器，则会在测量中产生全部的不确定性。通过将声波脉冲发生器的每个跃变约束在10兆赫兹时钟信号的边沿，可以基本消除时钟信号不稳定性的影响。

第三，由于这些换能器都是谐振装置，尽管是微弱的谐振，所接收信号的频率可能与驱动信号的频率不同。在目前所述应用的条件下，如果所接收信号的频率与发送的频率偏差比如说10％，并且不进行校正，则在整个流速范围内会产生测算值正负0．35％的误差。许多超声波换能器的谐振频率随着温度的改变而明显变化，所以在计算所接收信号起始部分的到达时间时，并不假定振荡周期等于发送频率，而是根据所接收的波形数据求出。

图7中表示能够实现这个方法优点的一个具体实施例，所说方法测量一种气体的流速，将所得流速积分测得体积流量，并显示该结果。

在图7中，表示了一个测量系统60，该系统包括用于测量流体流动的一个管段61、设置在所说管段61中并分开预定距离以发射和接收超声波信号的两个换能器62和63、一个电池单元64(为了简洁没有画出，但是其联接形式在本领域中是众所周知的)、一个微处理器65、一个液晶显示器(LCD)66、一个串行通信接口67、用于驱动换能器和从换能器中接收信号并确定超声波行进时间的测量电路68、和用于测量管段61内部温度的一个探头101。

可取的是，微处理器65为采用“冯·诺依曼”体系结构构成的一个16位处理器，它包括4千字节的只读存储器(ROM)和256字节的内部RAM。在所说微处理器65中还包括一个通用异步接收-发射器(UART)、一个带有电流源的模数转换器(下文中称之为μADC)、一个可用作事件计数器的具有中断功能的计时器和一个监视计时器晶体振荡器，它是一个产生32．768千赫兹信号的日历钟装置。后者用作一个实时时钟，并且当用锁频回路技术倍增时，用作微处理器65的时钟。

LCD66带有一个驱动器，其以公知方式与所说微处理器65相连。

一个电可擦可编程只读存储器(EEPROM)72与一条系统总线79相连，其由所说微处理器65控制，并为该测量系统60产生校准信息。

串行接口67可使系统60通过一条光缆或者某些适合的通信线例如M-总线与外部设备相连。

可取的是，电池单元包括一个3．5伏特的D型锂电池。

可控晶体振荡器70和晶体71经由一条时钟总线99，向一个高速(快速型)模数转换器85(以下称之为快速ADC)和存储器控制逻辑电路74提供一个高频时钟信号，可取的是优选频率为10兆赫兹，所说逻辑电路74包括一个地址计数器76和读写控制逻辑电路75。振荡器70在流速测量之前起动，以便设定时间。当不需要时将其关闭，以节省电源。

一个发射时钟发生器(发射计数器)80与总线79和99相连，将高频时钟信号分开，以便向一个发射脉冲序列发生器81提供时钟信号100。通过改变包含每个发射时钟脉冲的高频时钟周期数可以在微处理器65的控制下改变发射频率。

发射脉冲序列发生器81由一个移位寄存器构成，该寄存器中保存有一个比特模式，当开始计时时，用以构成发射脉冲序列。该比特模式由微处理器65通过总线79初始化，序列发生器81也与总线79相连。通过使移位寄存器具有更多比特和以较高速率产生时钟信号，可以产生更为复杂的波形。输出信号的边沿由高频时钟使之同步。通过使发射序列由控制快速ADC85的同一时钟信号计时可以避免在发射开始时产生量化误差。

发射脉冲序列传输到四个三态驱动器94-97，这些驱动器设置成两对，即94和95、96和97，每对与换能器62和63中不同的一个相连。与用于发射超声波信号的换能器(62)相连的驱动器对(例如94，95)，在另一对(96，97)处于高阻抗状态时，处于工作状态，所说高阻抗状态使得与之相连的换能器(63)可以用作接收器。驱动器对(94，95)的两个输出信号反相驱动，使得当一个变高时另一个变低。这样有效地对换能器(62)施加两次驱动信号。

每一个超声波换能器62、63在接收到一个声波信号时，将另一个电路视作一个差分电流源。

为了能够接收声波信号，每个换能器62、63都与两个模拟多路复用器92和93相连，而多路复用器92和93又分别与相应的电流积分前置放大器90和91相连。图8为模拟多路复用器92和93的示意图。多路复用器92、93切换选择两个不同的超声波输入信号源中的一个，并将其与前置放大器90或91的输入端相连。开关处于“断开”状态，则接收换能器驱动信号。

每个前置放大器90和91将从相应的换能器62和63输入的两个电流信号之差放大。这样就通过消除共有模式信号减少了出现在两个输入端的任何干扰的影响。前置放大器90、91还在模拟多路复用器上，从而在相应的换能器62、63上施加了一个直流偏压。

前置放大器90、91的增益足够高，以确保只有明显的噪声源进入其前端放大器。虽然信号在前置放大器级经过低通滤波以减少噪声幅值。将一个极保持在频率为65千赫兹是有利的。

差分放大器89将前置放大器90和91的输出求和，并向一个可变增益放大器83提供一个输入信号。该可变增益放大器83由微处理器65输出的一个增益控制信号控制，以便给出从0分贝至60分贝的信号放大范围。这样一个范围是需要的，因为所接收信号的幅值随超声波信号的方向，相对于流速、流量和温度而变化。

然后由一个工作范围为80千赫兹至170千赫兹的带通滤波器84将从放大器83输出的接收信号进行滤波。滤波器84的输出具有以一个基准电压值为中心的直流电平，该值一般约为电池单元64的电源电压的一半。

带通滤波器84输出到所说快速ADC85，可取的是，该ADC具有8位的分辨率。快速ADC85以与由振荡器70产生的高频时钟相等的采样速率(即10兆赫兹)将所接收的信号转换为数字信号。图5中表示了快速ADC85相对于波形的工作情况。如果所接收的信号电平值位于表示为Top Ref(即最高基准值)和Bottom Ref(即最低基准值)的信号电平之间，则数字值就是这个位置的测量值。如果该信号超过TopRef，则输出值为FF(十六进制)，如果该信号小于Bottom Ref，则其输出值为00(十六进制)。

最高基准值是由电路87产生的一个直流电平，其为快速ADC85提供较高的基准电压。最低基准值是由电路88产生的一个直流电平，其为快速ADC85提供较低基准电压。可取的是，最高基准值与最低基准值之间的差值设定为最大高度的0．375，使得能够获得经过放大、但不具有明显畸变的接收信号。这些电压的位置必须满足这样的条件，使得当该信号处于最大高度时，它在中间位置，从而放大器83、87、90和91不会削平波形的峰值或使之畸变。重要的是避免放大器83、87、90和91对波形产生任何削波作用，因为这会在经过处理的接收信号中引入直流偏差。

信号基准86是从Top Ref和Bottom Ref信号电平产生的一个直流电平，位于这两个电压电平之间的中间位置。如上所述，信号基准86用作带通滤波器84的输出值的直流偏压。

由快速ADC85所获取的数据采样值输出到一条信号数据总线78上，一个高速静态存储器(SRAM77)和一个缓冲锁存器73与该总线相连，可取的是，所说高速静态存储器的容量为32千比特用于部分接收信号的波形存储。

一个存储器读／写控制单元75产生高速存储器77所需的读写脉冲。控制单元75中的一个地址计数器76与所说高速存储器77相连，并包括一个12位计数器和相关的逻辑电路。

从快速ADC85输出的波形数据在地址计数器76和存储器读写控制逻辑电路75的控制下存储在高速存储器77中。存储器77有两种工作模式。

在一种“测量模式”下，数据从快速ADC85实时地传送到静态存储器77。每一个高频时钟信号周期传送一个字节，相当于每秒10兆字节的数据传送速率。地址计数器76向存储器77提供地址。在这种模式下，地址计数器76对于每一次处理自动增加1。这意味着在超声波信号发射之后所说地址与对波形采样的次数一一对应。

在一种“处理模式”下，由微处理器65进行数据检索和处理。数据可以从微处理器65中传送或者简单地通过在地址计数器76中输入所需地址而从一个选定的地址传送到微处理器65。微处理器65写一次高速存储器地址计数器76就增加1。所以通过用第一个地址加载地址计数器76，然后按照次序读出或写入这些字节，可以将来自一序列地址的数据读或写到其它地址。存储器77与微处理器65之间的数据传送是通过缓冲锁存器73进行的。微处理器65从锁存器73中读出或者写入锁存器73中，而不是直接从存储器77中读出或者写入存储器77中。这使得存储器77在速度较慢的微处理器65正在读或写数据的大部分时间里可以保持在低功耗状态。

参照附图13，其中仅仅表示了微处理器65的体系结构的一部分，流体温度是借助于一个微处理器电流源69驱动一个电阻温度传感器101测得的。电流源69的幅值是利用一个外部电阻102调节的。然后电阻温度传感器101的输入值可以以作为电流源69相同的方式反过来构成由电池单元64提供的电源电压的基准，从而可以进行电流比率测量。

如上所述，微处理器65包括一个μADC103，其由一个接收模拟输入的比较器104、一个连续逼近寄存器105、和一个具有本领域已知结构的数模转换器(ADC)106构成。一个双向缓存器107使得转换数据可以传输到微处理器65的内部总线108上。

对于温度测量，电压直接从传感器101取出，并施加到μADC103的模拟输入端。传感器101是一个电阻温度传感器，由电流源69供电。电流源69的幅值为施加电压的函数，并且可以由外部电阻102编程，从而：

I_source=(0．25·V_dd)／_Rext因此电阻温度传感器101的输入以与电流源69相同的方式反过来作为电源电压的基准：

V_in=(0．25·V_dd)·(R_sens／R_ext)    (1)其中R_sens为该传感器101，一个随温度变化的电阻元件。

μADC103的输出是电源电压的线性函数：

V_DAC=(a+K·N)·V_dd                 (2)其中a和K为已知常数，N为DAC106的倍率。

比较器104将DAC106的输出与传感器101的电压比较。这样确定了当V_dac=V_in的N值。

于是可以将测得的N值经由缓存器107输出以用于温度补偿计算。R_sens的测量是比率性的。将上述方程(1)和(2)结合从计算式中消掉电源电压项，得到：

(0．25·V_dd)·(R_sens／R_ext)=(a+K·N)·V_dd

R_sens=(a+K·N)·4·R_ext

此外，缓存器107可以用于自动增益控制，微处理器65由此确定适合值，然后将该值经由缓存器107输入到所说DAC106中。然后DAC106进行直接转换以提供增益控制电压82。设置一个开关109以将增益控制功能与温度测量功能分离。考虑到温度可以在一个以上采样期间保持相对稳定，所说采样需要增益控制测定，所以温度测量功能可以在流速测量间歇时进行。

按照另一种方案，微处理器65的一个并行或串行(例如I2C)输出可以驱动一个外部DAC(未示出)，该DAC可以直接输出增益控制电压82。

能量保存对于延长电池寿命是十分重要的。通过将电路部分在何时都能保持在低功率模式可以减少电流消耗。如果将地址计数器76同时作为一个唤醒延迟计数器，则它可以用于帮助实现这种保存。

如果将地址计数器76初始化为一个非零值，则计数器76的信息可以用作对微处理器65的唤醒中断。微处理器65醒来，并接通由前置放大器90，91、差分放大器89、可变增益放大器83、带通滤波器84构成的信号通路电路，和起动存储器77和快速ADC85。然后在采集数据的过程中微处理器65返回到低功率模式。

在介绍过测量系统60的结构之后，现在参照附图4详细描述行进时间的测量，图4示意性表示了信息流和根据图7所示实施例所获得的若干方法步骤。

在流程点(1)，由振荡器70产生的10兆赫兹时钟信号提供计时基准信息。在流程点(2)，为了开始测量，计数器80和发生器81利用10兆赫兹时钟信号产生具有标称相等的时标／间隔持续时间一串三个方波脉冲，它们被输入到测量管61中的发射换能器中以产生超声波信号。在该实例中，可取的是，超声波信号具有大约125kHz的频率，从而超声波信号的每个周期的持续时间为10兆赫兹时钟信号的80周期。利用10兆赫兹时钟信号产生发射信号确保了发射波形的计时是精确知道的。在流程点(3)，在与发射信号相同的时钟信号跃变开始时，使地址计数器76进入工作状态。因此，使用同步计数器以每100纳秒一个地址的速率产生存储器77的序列地址。

如图4中位置(7)所示，和如上所述，接收换能器的输出，其中包含所需的模拟波形，传输通过快速ADC85，在其中由10兆赫兹时钟信号的跃变触发向数字形式的转换。于是存储器77以每100纳秒一个字节的速率从地址计数器76接收其地址控制信息，和从快速ADC85中接收其数据。所以，静态存储器77可以存储409．6微秒的数字化波形。在发射开始之后某一时间，当超声波波群仍然沿测量管61传播时，快速ADC85和静态存储器77开始工作，并且所输入数据，起初为直流电平，开始写入所说静态存储器77。

为了保存能量，微处理器65在声波信号预期到达时间之前很短暂的时间才起动静态存储器77。如果条件改变，漏掉了信号，则利用其它的保存设置值进行重复测量。因为接收波形的所需部分大大短于409．6微秒，地址计数器76的翻转和因此发生的静态存储器77的重写没有产生不利的影响。

由发射换能器产生的声波波群沿着测量管61行进，在大约500微秒(在长度为175毫米的测量管中，在天然气管网系统中的声速约为350米每秒)之后，由接收换能器接收，产生一个模拟电信号，如图3中所示，并从接收换能器输出。这个信号经过多级，包括一个可变增益级放大，所得信号为已知形式的、标准化最大幅值信号，如流程点(5)所示。下面介绍可变增益偏差。所接收的声波波群由快速ADC85转换，并存储在静态存储器77中。

微处理器65在预期的声波波群到达时间之后停止采集数据。地址计数器10兆赫兹时钟信号停止工作，同时输入到快速ADC85的时钟信号停止工作，该时钟信号也作为静态存储器77的写入选通脉冲。如果漏掉该波群，则使用较大延迟重复测量。由于在流体密度最高温度最低时流量最大，因此最大可能延迟值对应于声波波群的最大可能滞后。地址计数器76必须在从声波信号产生开始到微处理器65停止静态存储器77工作的整个期间都保持工作状态，否则静态存储器77中的数据字节的位置无法对应于其到达时间。

利用静态存储器77中所接收信号的数字表示，微处理器65及其相关软件可以获取声波信号到达时间的测算值。这是通过将地址计数器76重新设置，并将其输入值从10兆赫兹时钟信号转换到微处理器65的输出线上而实现的。将起始地址输入到地址计数器76中，并且通过触发上述的微处理器输出线，软件可以按顺序存取静态存储器77后续字节。起始地址还输入到设置在微处理器65中的一个存储器，每次从静态存储器77取出一个数据值，这个“影子”地址值就增加1。为了建立一个静态信号电平(参见图3)，其出现在声波波群到达之前，并且作为一个基准值，所有其它测量值都与之进行比较，从静态存储器77中读取许多字节，一般为2的乘方，例如128或256，然后将其求平均。地址计数器76的起始点必须足够低以便从在声波信号的最早预期到达时间之前接收的数据确定该静态信号电平。因此，该静态信号电平45表示测量系统60的无接收信号(NRS)状态。此外，声波信号的最早预期到达时间表示存储的数字信号数据测量部分的开始，其表示从换能器输出的一个模拟信号，该模拟信号代表该换能器对于声波波群的响应。测量部分可以延续接收信号40的大约10到20个周期。

一旦确定了静态信号电平45，就由微处理器65在流程点(8)建立一个软件循环缓存器，可取的是，其长度相当于声波信号一个周期的10到15％。在本实施例中，每个周期获取大约80个信号电平采样值，9或者最好10字节的循环缓存器容量是适合的。循环缓存器技术使得无需在每次输入一个新数据项时都使每个输入项实际移动一个位置就能够更新数据。一个缓存器指针，起初为零，指示循环缓存器中下一个输入项的位置。每次进行新的输入之后，该指针就增加1，当指针的值超过循环缓存器的长度时，指针重新设置为零。因此，指针围绕循环缓存器“循环”，当循环缓存器充满时，指针位置在任何时候都表示循环缓存器的最先输入项。

当从静态存储器77读取每个字节时，在放置到循环缓存器之前，将其与先前得到的静态信号电平45比较，并将差值的符号与从前一字节获得的值比较。如果该符号与根据前一字节计算出的相同，则所接收信号与静态信号电平45没有交叉，将当前符号存储以备下一次比较使用。如果当前的符号与先前的符号不同，则所接收信号与该静态信号电平45交叉，设定的一个限定值等于上述“影子”地址值当前值与循环缓存器长度的一半相加。然后从静态存储器77读取若干字节，并将其输入循环缓存器，直到影子地址值达到上述限定值，这时循环缓存器中包含近似相等地设置在该静态信号电平45周围的一组数据点。这表示可分别处理用于时间计算的一个测量段。

在这个阶段，利用作为一个独立变量的对应于时间轴的影子地址值，以及循环缓存器中作为独立变量的数据项，将循环缓存器中的内容用于进行线性回归运算，如图4中流程点(9)所示。线性回归运算包括将电压和时间数据对与利用最小二乘法得到的一条直线进行拟合。利用回归线法可以获得信号经过静态信号电平45时的斜率测算值，以及在这个时间点的时间截距值，它们针对每一个测量段确定的。

在流程点(10)斜率和截距计算值都放置在微处理器65的内部存储器中的一个软件先进先出(FIFO)缓存器中以备以后使用。之所以使用在计算上不是很有效的FIFO缓存器，是因为它较短，对其存取较为容易，并且仅以循环缓存器40分之一的速率更新。

参见图3，因为所接收波形难以察觉地开始，并且经过几个周期其幅值才稳定，所以无法直接确定其起点。必须通过确定波形上一个较后位置(这个位置用作一个时间标记)，并且从中减去从该时刻开始的相当于已知数目的波形周期的一段时间(这个时间又相当于从该波群起点之后经过的时间)来推算出这个起点。通常，在波群沿测量管61的变换计时过程中用作时间标记的接收信号40中的这个位置是波形上的一个特殊位置，即该波形与静态信号电平45的相交点。

因此，如果可以确定它们在整个波形中的绝对位置，则根据在流程点(9)进行的线性回归所确定的截距可以作为时间标记。为此，将FIFO中的连续各斜率值与存储的一组斜率值进行比较，存储的斜率值这里称之为“模板”，并表示在流程点(13)。这个存储的模板表示波形的前面部分，其形状随流体流速、流体性质、和流体温度的不同而不同。这种模板比较合适的大小是2到4个单元，或者是交替变换符号的连续斜率幅值，或者是相同符号的交变斜率幅值。当存储斜率的FIFO缓存器充满后，在插入每个新斜率值(包括幅值和符号)时，在流程点(14)将选定的单元与该模板比较以得到差值的平方和。当该模板与FIFO斜率缓存器中所选定的单元达到最佳匹配时，该测量值通过最小值，并且当新计算的平方和超过前一个值时停止匹配程序。在这一阶段，已经根据已知的模板，正确地确定了该截距在整个波形中的位置，每个截距通常都是从接收信号开始后的半周期的整数倍。因此，将斜率进行匹配确定了接收波形中每个斜率的测量位置，其与声波波群的开始点相关。

如上所述，所接收波形的频率可以与驱动信号不匹配，这意味着驱动波形半周期可能不是接收波形半周期的一个良好的估计值。特别是在信号为短猝发脉冲串而不是长波列的情况下更是如此。在换能器62和63由诸如PVDF一类材料制成的情况下，耦合的换能器／测量管／流体组合体的谐振频率决定了接收信号的形状，该谐振频率可以随着温度和流体性质的不同而发生明显的变化(10至15％)。此外，老化效应可能改变换能器的压电和弹性特性，从而使系统的灵敏度和谐振频率发生变化。为了满足这些变化，在流程点(15)保持接收波形周期的慢速移动平均值以计算接收信号的起点。这个平均值可以根据FIFO缓存器中的截距值的差值很方便地予以更新。将新计算的半周期与旧的半周期值之间的差值的一个分数与该旧值相加。如果这个分数为例如0．1，则经过20次重复之后，该移动平均值将覆盖半周期步进变化值的88％。利用该差值的较小分数可以导致移动平均值相应的较慢响应。因此，在流程点(16)将这个移动平均值用作接收信号半周期。

通过减去适当数目的波形半周期，可以利用FIFO缓存器中的任何截距值计算波形起点的到达时间。为了提高精确度，可以使用一个以上的截距，然后将结果平均。如流程点(17)所示，在根据对应于每个截距的斜率推算加权因子的情况下，可取的是使用一个加权平均值。较靠前的截距来自接收信号的低幅值部分，所以相对来说比较容易受噪声的影响。由于正弦波的最大斜率正比于其幅值，所以使加权因子正比于每个截距的绝对斜率，并且相对于温度和流体类型平均。波形起点的加权平均计算值，如流程点(18)所示，是由微处理器65，根据地址计数器76最后一次翻转之后的采样数及其各部分计算出的。在本例中，地址计数器76在409．6微秒时已经翻转，从而如流程点(19)所示，声波信号的总行进时间为：

T_d，u=(409．6+(波形起点的加权平均计算值)／10)微秒

在流程点(6)，根据在流程点(11)推算出的、从斜率FIFO缓存器中遇到的最大斜率计算上述的新增益计算值。根据最大斜率值可以计算出峰值41的幅值，从而通过调整放大器83的增益，可以使峰值41的幅值保持不变，或者至少基本保持在窄限值范围内。这些限值通常在±5％，可取的是在±2．5％的范围内。使增益偏离超出这些限值之外可能导致模板与所测斜率的不匹配，从而导致无法准确确定这些交点的位置。如果可变增益放大级的增益产生一个正比于其输入控制电压的输出信号，则从下式可以获得增益重新计算值：

G_n=(G_o)(最大斜率期望值)／(S_n)

其中：G_n=所需增益的重新计算值，

      G_o=以前的增益值，

      S_n=最近的最大斜率。

但是，根据其设计，增益控制级的响应利用指数或多项式曲线可以较好地近似。在目前这种情况下，三次曲线给出令人满意的拟合，并且在线性化之后，可以将增益预测方程表示为： $G_n=G_0+C_1-C_2\·\left(\sqrt[3]{(S_n-C_3)}\right)$ 其中C₁、C₂、和C₃为常数以拟合特定的DAC106和放大器组合，在本例中，它们分别为59、10．24和10。这种增益控制的结果是使在任何一个接收波群中遇到的最大斜率基本保持为常数，以便连续地发送波群。

在图4中流程点(12)所表示的重新计算的增益值G_n是一个0至255之间的数，其如在流程点(20)所示输入到一个DAC106中，以便为增益控制放大级产生增益控制电压82，如流程点(6)所示。

在开始时，没有最大斜率的以往值用于推算新的增益。所以，在存储器中存有一个典型值作为进行计算的初始值。

可能存在这样的情况，即所需增益必须急剧变化，例如当流体温度急剧变化时。当所需增益下降得非常急剧时出现非常难以处理的状态，从以往的测量值推算出的计算值太大。图6表示增大的增益对于数字化波形影响的七个实例，其中增益从一个曲线到下一个曲线增大1．5倍。在曲线1中增益太低，而在曲线7中增益太高。期望条件与曲线3或曲线4所示相似，其中9个或者可取的是10个数据点落入上饱和值和下饱和值之间。这样一种条件使得在增益设定程序之后的线性回归运算中拟合的灵敏度最大。

其结果，也就是本实施例的有利特征是增益设定程序是极其稳定的，能够对可能在实际状态下遇到的所有条件都有良好的响应。所测得的斜率是增益的单调递增函数，所以增益设定程序能够沿两个方向调节增益。特别是它能够迅速校正具有过高增益的情况。

另一种必须加以避免的情况是零增益。因为微处理器65的运算是定点运算，所以可以将非常小的增益值缩减为零。由于新增益计算值是根据以往值利用乘法推算出的，因此增益设定程序不能从零增益情形恢复。所以该程序包括一次零核查步骤，如果所计算的增益值为零，则用一个非零值代替下一个增益值。

从上述方法可以明确，没有必要测量接收信号的最大值或最小值，所以不需要存取这部分波形。这样可以设定电路增益使得波形峰值处于快速ADC85的电压范围之上和之下。在这种状态下工作，可以以增大的幅值分辨率将波形的中间部分数字化。这提高了判定何时信号已通过NRS状态的整个过程的准确度。

而且，只要已经确定了波形中时间标记的绝对位置，就能够利用信号通过NRS状态时的任何时刻作为时间标记。可以根据一组这样的标记求得信号到达时间测算值的平均值。该平均值最好根据这时的波形斜率进行加权，因为计算信号通过NRS状态时的准确度在信号斜率最高时较好。

利用上述方法，能够在一次数据扫描中进行所有所需的数据处理。其优点是与需要使数据多次通过处理器的方法相比所需时间较少，执行运算所需能源也较少。

这种方法通过缓慢更新将波形与之比较的模板，还能够考虑到换能器的老化，或者其它可能改变波形形状的过程。这是可能的，因为在仍然得到正确确定波形中的绝对位置的同时，允许存在较大的差值。

此外，通过使用一个时钟移位寄存器产生变化脉冲，可以减少石英时钟脉冲的边沿晃动，从而增加计时的准确度。

在本发明的一个第二实施例中，上述方法和装置与在上述国际专利申请WO 93／00569中所述的所谓“环绕”方法相结合。按照在WO93／00569中所述的测量管和换能器结构，要求对超声波脉冲的计时精度达到1．56纳秒，以获得所需的流量精度。如果在这种计时中使用一个零交叉点，则需要一个工作频率640兆赫兹的时钟。以10兆赫兹时钟计时并沿测量管传输信号64次也能够以非常低功耗获得相同的准确度。

按照利用本发明教导实施的这样一种技术方案，可以每次检查所接收的脉冲以确认静态信号电平的交叉，据此以发送下一个脉冲。对超声波短猝发脉冲串进行数字采样，并且确定延迟，以便在超声波脉冲的标称交叉到达之前抑制再发射。然后通过发射一序列超声波短猝发脉冲串更加准确地确定超声波短猝发脉冲串的经过时间，第一个脉冲之后的每个脉冲都是在接收到前一个脉冲时立即发射的。每次发射和再发射时将该延迟初始化，再发射仅仅出现在该延迟终了之后所接收超声波脉冲的静态信号电平45的交叉点。

该方法具有这样的优点，静态信号电平45交叉点的延迟是利用一个超声波短猝发脉冲串确定的，因此不存在从先前发送产生的较高阶声波模。此外，这种方法需要较少的能量使一个较慢的计数器工作，和多次发送超声波信号。经过时间延迟可以较好地识别一个特定交叉点。从先前发送中留在测量管中的声波模式对所接收的超声波信号加以调制，并改变其包络线形状。再发射交叉点受到残留波模的影响较少，因为在这个位置信号能量相对较高。

由所接收超声波短猝发脉冲串形成的静态信号电平45的交叉点被选作“再发射交叉点”。这个交叉点是在任何明显的各二次波模到达之前到达的，而且还足以使该波形受噪声影响较少。已经发现这里所述的对于测量适合的交叉点在波形内两个半周期出现。

图9表示了能够实现这种测量方案优点的一个测量系统120，其中具有与图7所示相同结构和功能的部分以相同的标号表示，为了简洁起见，略去了某些共有的部分，这对于本领域技术人员来说是可以理解的。

在一次扫描过程中，接收信号40使发射振荡器127在静态信号电平45的交叉点开始工作。振荡器127代替了图7中的脉冲发生器，并且与扫描计时计数器时钟125不同步，输出到三态驱动器94-97。

扫描计时计数器时钟125装在一个发射控制器121中，它代替了图7中所示的发射计数器，并且包括一个可重新设置的24位计数器，用于测量从一个换能器向另一个换能器传送脉冲所需的累积时间。在一次扫描第一个发射脉冲的起点将计数器125重新设置，在接收到一次扫描中最后一个接收脉冲之后停止计数。

在控制器121中设置有控制逻辑电路124，以集成发射控制器121各种功能。

控制器121还包括一个负载寄存器122，它接收从微处理器65经由总线79发出的一个延迟值。然后将该值置入一个延迟计数器123中，该计数器用于在开始再发射之前对延迟进行计时。这个计数器123在每次发射超声波时被予以加载。

流动测量具体来说是按照以下各个阶段进行的：

1、利用方向线98a和98b选择发射方向。

2、在微处理器65的控制下调整接收器增益，直到所接收超声波短猝发脉冲串跃变的斜率处于规定指标范围内。

3、对交叉点检测延迟进行初始化。在该第一阶段，对波形进行数字化采样，并确定从超声波发射至到达已经选定用于开始再发射的交叉的探测器的时间。由微处理器65将小于这个时间半个超声波短猝发脉冲串周期的一个延迟值输入到该延迟计数器123中。

4、在这个测量阶段，通过发射一序列超声波短猝发脉冲串更精确地确定超声波脉冲的经过时间，每个短猝发脉冲串在第一个脉冲串发射之后接收到紧接着的前一个短猝发脉冲串时发射。因此，一个超声波短猝发脉冲串的发生、发射和探测被称为一种“环绕”(ringaround)，有时也称为一种“声循环”(singaround)。对于流体流动的一次扫描包括两组预定数目的声循环，首先沿一个方向，然后沿另一个方向。一个序列可以包含任何数目的声循环，但是可取的是包含64个。

当发送第一个超声波短猝发脉冲串时起动延迟计数器123和计时计数器125。第一个超声波短猝发脉冲串的前沿与计时时钟70同步。第二个和其后的超声波短猝发脉冲串的起点由前面的超声波短猝发脉冲串的特定交叉到达测量管61的探测器端按异步触发。触发再发射命令的特定交叉是在延迟计数器123已经开始计时之后到达的所需极性(正值或负值)的静态信号电平45的第一个交叉。产生再发射所需交叉极性依赖于前面发射的极性。一个比较器126被用于检测这些交叉，并且包括与信号基准86和带通滤波器84相连的若干输入端。比较器126的一个输出端与发射控制器121相连以触发一个再发射命令。

在下一个超声波短猝发脉冲串开始时将延迟值重新加载到延迟计数器123中，并且立即开始计数。当最后一个超声波短猝发脉冲串的特定交叉到达探测器时计时计数器125停止工作。这个特定交叉还可以由延迟计数器123确认。在一系列环绕结束时，高速计时计数器125中的值被传送到微处理器65。选择第二个(相反的)发射方向，并重复以上步骤。由微处理器65中的软件利用存储的两个方向的高速计数器125计数值计算扫描期间的流速。这个过程所用的时间作为整体可以用发射的短猝发脉冲串数目相除以确定平均行进时间。

一个环绕序列通常由若干组四次起动构成。图10A和图10B表示这种起动序列。四次起动序列是由若干同一极性的三脉冲组成的，其中第三个三脉冲与第一个三脉冲反相。

为了使极性翻转与重要过程无关，极性改变是通过在具有不同极性的发射之前的发射脉冲序列的末端添加一个附加边沿而实现的。在一组四次发射中，信号在第三个之后翻转，并在第四次发射时恢复。

每个方向的环绕序列通常由64次声发射构成，除了第一个以外的所有其它发射都是通过接收前面的发射触发的。为了帮助消除当环绕序列进行时在测量管中产生的固有噪声，以规则的方式改变该序列中发射信号的极性。这种序列理论上是由若干组四次发射构成的，每个第四发射的极性相对于其它三个翻转。因此，如果将两种可能的极性标记为“A”和“B”，则一个64发射的序列可以具有“AAABAAABAAAB…”的极性模式，“AAAB”模式总共重复16次。交叉比较器126在接收信号时的极性恰好在一个“B”极性发射之后翻转，并且在紧跟的第一个“A”极性发射之后立即改变回来，以确保它与所接收的信号极性相反。此外，为了消除可能由于比较器126的偏差而产生的误差，在每次完成气体流速测量之后将环绕序列的全部极性翻转。因此，上述极性序列变为“BBBABBBABBBA…”，交叉比较器126的极性也相对于每四次发射发生相应的翻转。

图11A和图11B表示这种测量序列的一个典型的时序示意图。

本发明的另一个实施例包括一个如图12示意性表示的测量系统140，其中在相对于流体流动方向的两个方向上同时发射超声波信号。同样，相同的标号用于表示具有相同功能的部分，为了简洁起见，略去了某些部分。

该实施例适用于测量迅速变化的流动例如在峰值流量计中产生的流动。从两个换能器62和63同时发射信号，然后在适合的时间之后(在天然气中可取的是大约500微秒)用两个换能器62，63作为接收器接收由另一个换能器发射的信号。需要两组独立的接收电路，其相应于图7和图9所示的功能，但是其部件分别用下标A和B表示。

使两组接收电路足够一致以避免产生明显不同的相位延迟是非常困难的。这些相位延迟随着诸如温度和增益等条件的不同而变化。

为了消除这种相位差，将经过滤波和衰减的发射信号传送到2个接收器中。这是通过将发射脉冲发生器81的输出首先通过一个滤波器141，然后输入由从微处理器65中输出的一个控制信号143控制的可变衰减器142而实现的。该可变衰减器142的输出传送到一个固定衰减器144，其提供给两个模拟多路复用器92A和93B，它们的结构与上述实施例中的多路复用器92和93相似，除了它们分别具有双极双投结构，而不是上述实施例中所用的单极双投结构以外。这个信号经过两组接收电路处理，存储在存储器77中。因为需要存储两组接收数据，存储器77也改进为同时可存储双字节(16比特)的数据，因而可取的是具有64千比特的总容量。该信号经过滤波，因此其经过时间大于高频时钟信号的8个周期。这使得每个快速ADC85A、85B能够获得用于内插的足够采样值。根据所存储的这个信号可以计算相位延迟的差值，并利用该差值计算顺流方向和逆流方向的正确时间差。

该实施例的实际测量程序可以按照以下步骤进行：

1、起动与上游换能器和下游换能器62、63相连的三态驱动器94-97。两个接收器A和B其连接适于接收经过滤波、衰减、和幅值调整的发射信号。起动两组接收电路，并选择存储器77的第一信息块。

2、起动地址计数器76，并沿两个方向发射信号。将从两组接收电路输出的、通常仅仅对应于几个周期的数据存储在存储器77的第一信息块中。利用这些数据可以计算上述的相位延迟。

3、使接收电路停止工作，选择存储器77的第二个、通常要大得多的信息块。变换多路复用器92A、93B，使得这些换能器与接收电路相连。

4、为了节省能量，直到超声波脉冲即将到达之前，接收电路才开始工作。

5、起动两组接收电路，将从两组接收电路输出的数据存储在存储器77的第二信息块中。

按照这样一种方案，在发射脉冲序列过程中，输入两个前置放大器的信号形态减少许多。这个信号的幅值是可变的，以便适应接收放大器的不同增益。该发射信号通过放大器组和快速ADC，并存储在存储器中。然后变换多路复用器以便接收来自换能器的信号，并变换一条高位、非计数、存储器地址线。地址计数器76的低位继续计数。接收电路(前置放大器、可变增益放大器、滤波器、快速ADC和存储器)直到接收到超声波脉冲的时间才开始工作。

然后按照上述方式利用存储器77第一信息块中的数据确定当前的相位延迟。再将相同的过程应用于存储器77的第二信息块中的数据。然后确定每个方向的相位差。利用存储器77第二信息块中的数据确定实际的传播时间，并且在适合的情况下利用计算出的相位差进行调整，然后保留以用于求平均。

在各个实施例中，一旦微处理器65确定了平均流速，就可以利用这个值计算流量，该值可以递增方式保存。然后可以由LCD66显示一段时间内的流速和递增流量。这类信息也可以通过一个串行接口67传输到一个数据采集系统中。通常，可以按照一定的时间间隔，一般为0．5秒至60秒，进行流速计算。可取的是，该间隔为2秒。

从上述实施例可以明确，这种基本方法依赖于将模拟波群信号转换为数字信息，然后通过将其与一个选定波形特征的标准数字模板比较，利用这种数字信息唯一地确定波形的特定周期数，并将这些信息结合，给出所接收波群到达时间的测量值，这种方法明显地减少了不准确性。

此外，优选的技术方案可以测量系统电路对于无接收信号(NRS)状态的响应。这是通过将在信号到达之前所取的数字化数据求平均而实现的。

该优选技术方案还可以利用将电压和时间数据对与利用最小二乘法获得的直线拟合的方法确定作为时间函数的电压波形斜率。

利用最大斜率值可以计算出信号幅值，从而，通过调整放大器增益，可以使接收信号的幅值保持不变或者在窄的限值范围内。

利用这种基本不变幅值信号的斜率，通过与一个存储模板比较可以确定任何特征在波形中的绝对位置。用作信号沿测量管中变换计时的时间标记的特征是波形通过NRS状态时的若干时刻中特定的一个。

波形通过NRS状态的准确时间是利用上述拟合数据对的函数确定的。这样可以通过在时钟脉冲之间进行有效的内插而提高了计时精确度，从而克服了在其它情况下存在的问题。

本发明的优选实施方案在用于超声波信号计时技术时具有某些优点。

首先，这种优选方法与其它方法相比较少受到温度的影响，因为它使用波群的前沿部分。波群的前沿部分原理上由平面波组成，这一部分受到温度的影响要比构成波群后面部分的高阶波模所受影响小得多。

该优选方法还主要应用了波形从负峰值过渡到正峰值或者反过来时的斜率的量化结果。用一序列斜率以简明扼要的方式描述波形。这也使用户能够将各波形与最小的数据进行比较。这种转换斜率还可以用于识别跃变在波形中的位置，从而计算出波形起点的位置。每个转换斜率都可以用于推导出伴随峰值的幅值，并且可以用作表示峰高的另一种参数，因此转换斜率是用于调整系统增益的一种有用的参数。

此外，可以适宜地仅仅选择波形幅值的一部分来提高利用该方法所得的准确度。在优选实施例中，通过使模数转换器在大约覆盖接收信号的中间三分之一的一个窗口内工作，可以将准确度提高大约1．6比特。因此可以更加准确地限定描述跃变的数据，从而能够具有更高的时间分辨率。这是可能的，因为优选实施例在测量中不使用包络线峰值，所以可以忽略它们，而仅仅使用转换斜率。

优选方法还能够通过缓慢更新将波形与之进行比较的模板而适应超声波信号的任何变化，这种变化可能由于换能器组件的老化、或损坏而产生。这是可能的，因为该方法允许波形幅值和形状上存在大的差别，而仍然可以正确地确定时间标记在其中的绝对位置。

此外，通过使用一组转换斜率，该优选方法利用了更多百分比的波形信息，使之更加适用，和提高了利用这些信息进行时间测量的精确度。

利用一种具体的方案，可以处理一次扫描中获得的所有数据。这需要较少的时间和能量，因而与要求数据多次通过处理器的方法相比大大延长了系统中所使用的电池的寿命。

以上仅仅介绍了本发明的一些实施例，显然，本领域技术人员在不脱离本发明范围的前提下，可以作出许多改进。

Claims (36)

1、检测具有一种第一频率的一个声波波群到达一个换能器的时间的一种方法，所说方法包括以下步骤：

(a)以一种采样频率将从所说换能器输出的模拟信号转换

成数字信号；

(b)确定所说数字信号数据中的测量部分，所说测量部分相应于所说换能器对于所说声波波群的响应；

(c)根据所说测量部分确定所说响应中的一组(ⅰ)相应的测量段的一组斜率(Si)，每个所说的测量段均围绕着一个信号电平值(V)；和

(d)根据所选择的至少一个所说斜率(Si)确定所说声波波群的到达时间。

2、如权利要求1所述的一种方法，在步骤(c)与(d)之间还包括以下步骤：

(ca)对于所选定的测量段确定表示所说响应与所说信号电平值(V)相交的时间的一个相应测量时间(Ai)；

其中步骤(d)包括根据所说相应测量时间(Ai)确定所说到达时间(t)的步骤。

3、如权利要求2所述的一种方法，在步骤(c)和(ca)之间还包括以下步骤：

(caa)将所说斜率(Si)与一组对应的基准斜率(Pj)对照以确定所说测量部分中每个所说测量段的一个测量位置；

其中步骤(ca)包括根据相应的一个所说测量位置确定相应的测量时间(Ai)的步骤。

4、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于步骤(c)包括将所说数字信号数据中的一组点(k)分配到每个测量段(ⅰ)，每个测量段(ⅰ)以两个相邻点为中心，该两个相邻点其值位于所说信号电平值(V)的两侧，相对于每一组点作一条直线，然后确定每条直线的斜率(Si)。

5、如权利要求4所述的一种方法，其特征在于所说直线是连接两个相邻点的一条线段。

6、如权利要求4或5所述的一种方法，其特征在于(k)值与采样频率与所说第一频率的比率相关，并与由此在所说测量部分中形成的所说数字信号数据的相应的间隔相关。

7、如权利要求4、5或6所述的一种方法，其特征在于k等于每个周期点数的八分之一。

8、如权利要求7所述的一种方法，其特征在于k值等于10。

9、如权利要求8所述的一种方法，其特征在于所说基准斜率组中的每个斜率(Pi)与标记在所说波群中信号极性转换位置的特定位置参数(n)相关，所说参数(n)对应于所说波群起点与特定的信号极性转换点之间的半波周期数。

10、如权利要求9所述的一种方法，其中步骤(d)包括以下分步骤：

(da)根据相应的位置参数(n)为每一测量时间(Ai)指定一个加权因子(Wi)；

(db)选择测量时间(Ai)中的(m)个用于确定到达时间(t)；

(dc)根据所说的(m)个选定测量时间(Ai)中相邻者之间的时间间隔确定平均半波周期(τ)；

(dd)对于(m)个选定的测量时间(Ai)中的每一个，利用公式t_i=A_i-n·τ确定所说波群到达换能器的测算时间；和

(de)对于(m)个测量时间(Ai)，确定指定给每个测量时间的加权因子(Wi)与相应的测算到达时间(ti)乘积的和；

(df)将在步骤(de)所得和值除以所说的(m)个加权因子(Wi)之和确定声波波群的到达时间(t)。

11、如权利要求10所述的一种方法，其特征在于每个所说的加权因子(Wi)都正比于相应的一个所说测量段的斜率(Si)。

12、如权利要求10或11所述的一种方法，其特征在于m的值在2至20之间。

13、如权利要求12所述的一种方法，其特征在于m值等于6。

14、如权利要求10至13中任一项所述的一种方法，其特征在于步骤(db)包括根据测量时间的确定精度、与基准组斜率(Pj)匹配的接近程度、和所说测量部分对于高阶声模的抗干扰性中至少一种参数选择测量时间(Ai)。

15、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于所说采样频率用于产生所说声波波群，并且可取的是所说第一频率为所说采样频率的几分之一。

16、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于所说信号电平值(V)是根据在测量部分之前接收的数字信号数据的平均值求出的。

17、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于步骤(a)包括包括对所说信号的连续转换。

18、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于利用所说斜率(Si)中具有最大数值的一个斜率计算所说模拟信号的最大幅值，所说计算值用于使所说最大幅值基本保持不变。

19、确定在两个超声波换能器之间传输的声波波群的传播时间的一种方法，该方法包括以下步骤：

(e)起动一个以预定频率工作的一个时钟；

(f)与该时钟的变化同时，还包括以下步骤：

(fa)激励其中一个换能器，使其以低于所说预定频率的一个第一频率输出声波波群，和

(fb)保持该时钟信号作为其后检测波群到达其它所说换能器时间的计时基准；

(g)利用如权利要求1至18中任一项所述的方法测定所说波群的到达时间，其中所说采样频率为预定频率，并由所说时钟产生，包含所说测量部分的所说数字信号数据存储在一个存储器中，为所说数字信号数据的连续采样而确定的地址由时钟信号改变，使得所说存储器的每个地址对应于产生所说声波波群之后的一个可识别的时间。

20、如权利要求19所述的一种方法，其特征在于发射所说的一组声波波群，并且除了第一次发射以外，所有后续的声波波群发射均与接收到前一声波波群同步。

21、如权利要求20所述的一种方法，其特征在于当发送一个特定的声波波群时，开始累计延迟时间，在经过所说延迟时间之后和当对应于所说特定声波波群的所说测量部分再一次与信号电平值相交时，开始进行下一个声波波群的发送。

22、如权利要求19所述的一种方法，其特征在于从每个换能器同时发送一个声波波群，并由其它的换能器接收，然后确定各个声波波群的传播时间。

23、如权利要求22所述的一种方法，其特征在于在步骤(a)中还包括补偿从各个换能器输出的由模拟信号转换的各数字信号数据之间的相位差。

24、如权利要求1所述的一种方法，其特征在于步骤(a)，在所说转换之前，包括以下步骤：

(aa)调整所说模拟信号的幅值，使得所说模拟信号的最大幅值在一组接收的声波波群期间基本保持不变。

25、如权利要求24所述的一种方法，它还包括利用所说斜率(Si)中最大的一个的数值调整所说信号幅值以使所说最大幅值基本保持不变，从而使所说最大斜率处于一个预定的数值范围内。

26、检测以一种第一频率发射的声波波群到达一个换能器的时间的一种方法，其特征在于当所说换能器探测到所说波群时补偿与所说声波波群的第一频率的偏差。

27、测量一种流动流体流速的一种系统，所说系统包括：

一根测量管，待测其流速的流体从中流过；

两个超声波换能器，它们设置在该测量管中并用于在彼此之间发送超声波信号；

发射装置，其用于激励至少一个换能器以产生以一种第一频率沿着所说测量管传播到另一个换能器的声波波群；

接收装置，其至少与另一个换能器相连，用于探测所说声波波群，和将至少从另一个换能器输出的模拟信号转换为数字信号数据，该接收装置包括用于存储所说数字信号数据的一个(第一)存储器；

处理器，其与所说接收装置相连，用于确定所说流体流速，该处理器包括：

第一装置，用于确定所说数字信号数据的一个测量部分，所说测量部分对应于另一个换能器对声波波群的响应；

第二装置，用于相对于所说响应中相应的的一组(ⅰ)测量段根据所说测量部分确定一组斜率(Si)，每个所说测量段处于一个信号电平值(V)附近；

第三装置，用于至少根据从一组斜率(Si)中选定的一些确定声波波群的到达时间(t)。

28、如权利要求27所述的一种系统，它还包括第四装置，该装置用于相对于所选定的测量段确定相应的测量时间(Ai)，该测量时间指示所说响应与所说信号电平值相交的时刻，其中所说第三装置根据相应的测量时间(Ai)确定所说到达时间(t)。

29、如权利要求28所述的一种系统。它还包括与所说处理器相连用于存储基准信号的一个(第二)存储器，所说处理器包括用于将所说基准信号的各部分与测量部分对照以确定在所说测量部分中的各个测量段的测量位置的第五装置，其中所说测量时间(Ai)利用所说测量位置中相应的一个求得。

30、如权利要求27所述的一种系统，它还包括用于调整至少从另一个换能器输出的模拟信号的幅值，从而使它落入一定的限值之内，可取的是，这些限值在信号电平值两侧相等偏差处，所说信号电平值最好为在所说测量部分之前另一个换能器输出的平均值。

31、如权利要求27所述的一种系统，它还包括调节装置，其用于调整所说模拟信号的幅值使得所说模拟信号的最大幅值在一组所接收的声波波群持续期间基本保持不变。

32、如权利要求31所述的一种系统，其中所说调整装置利用所说斜率(Si)中最大的一个的数值调整信号幅值以使所说最大幅值基本保持不变，从而使所说最大斜率保持在预定的数值范围内。

33、如权利要求1或27所述发明，其特征在于所说采样频率在500千赫兹至10千兆赫兹之间。

34、如权利要求33所述发明，其特征在于所说采样频率为10兆赫兹。

35、如权利要求33或34所述发明，其特征在于所说第一频率在20千赫兹与5兆赫兹之间。

36、如权利要求35所述发明，当其从属于权利要求34时，其特征在于所说第一频率为125千赫兹。

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