CN119481634A - 基于sir的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及可重构滤波器技术领域，具体涉及一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，基于SIR非对称结构设计中心频率与阶数均可独立调节的带通滤波器，先通过分析耦合结构设计加载变容二极管与可调耦合结构，然后通过调整馈电和输入/输出谐振器的耦合结构，例如抽头馈电、缝隙馈电以及馈电的位置，另外可以通过改变变容二极管容值在进行调整，以得到合适的外部品质因数值，从而完成馈电设计，最后通过电磁仿真软件与电路仿真软件等电磁仿真软件的不断仿真优化，以实现基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器设计。

Description

基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器

技术领域

本发明涉及可重构滤波器技术领域，具体涉及一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器。

背景技术

国内外射频可重构滤波器的研究中，多以频率可重构和带宽可重构和频率与带宽同时可重构为主，正在向阶数与频率均可重构的方向发展。

目前常见的滤波器阶数与频率可重构研究有：采用较多集总元件或者集总与分布式谐振器组合实现重构功能等。采用较多集总元件，会导致插入损耗大，体积大，且谐波抑制效果不好。

限于以上原因，现有的阶数与频率可重构滤波器尺寸大、插入损耗和回波损耗大、谐波抑制效果不好。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，旨在提供一种尺寸小，易加工，插入损耗和回波损耗小，对谐波有一定抑制的阶数与频率可独立重构的微带滤波器。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，包括4个1/4波长SIR谐振器，每个1/4波长SIR谐振器分别由一段短路接地和一段开路的传输线组成，相互之间具有一定的耦合缝隙间隔；四个谐振器分别采用不同阻抗比的SIR，四个谐振器基频相同的情况下，杂散频率不同，相互抑制。

其中，具有两个独立的信号路径，通过调节谐振器之间的耦合改变信号传输路径，实现阶数重构。

其中，谐振器之间的耦合使用加载的变容二极管来调节，SIR谐振器的高阻抗一端加载有变容二极管，谐振器的磁场最强边界加载有两个变容二极管。

其中，通过调节变容二极管容值可调节不同中心频率。

本发明提供了一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，基于SIR非对称结构设计中心频率与阶数均可独立调节的带通滤波器，先通过分析耦合结构设计加载变容二极管与可调耦合结构，然后通过调整馈电和输入/输出谐振器的耦合结构，例如抽头馈电、缝隙馈电以及馈电的位置，另外可以通过改变变容二极管容值在进行调整，以得到合适的外部品质因数值，从而完成馈电设计，最后通过电磁仿真软件与电路仿真软件等电磁仿真软件的不断仿真优化，以实现基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器设计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的SIR滤波器耦合结构示意图。

图2是本发明的一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器的结构示意图。

图3是1/4波长SIR结构示意图。

图4是本发明具体实施例阻抗比与归一化杂散谐振频率的关系示意图。

图5是本发明具体实施例谐振器谐振频率随变容二极管变化曲线示意图。

图6是本发明具体实施例2.5GHz时谐振器耦合电磁场分布情况示意图。

6(a)谐振器1和谐振器2之间的电场分布示意。

6(b)谐振器1和谐振器4之间的磁场分布示意。

6(c)谐振器1和谐振器4之间的电场分布示意。

6(d)谐振器1和谐振器2之间的磁场分布示意。

图7是本发明具体实施例的谐振器耦合系数随耦合缝隙和变容二极管容值的变化曲线示意图。

7(a)谐振器耦合系数与耦合缝隙之间的关系曲线示意。

7(b)耦合系数随变容二极管大小的变化曲线示意(S12＝0.45mm，S34＝0.45mm，S14＝1.9mm)。

图8是本发明具体实施例耦合结构及耦合强度随变容管加载位置不同的变化曲线示意图。

8(a)谐振器1和谐振器2的耦合结构示意。

8(b)谐振器1和谐振器2的耦合强度随变容管加载位置的变化曲线示意。

8(c)谐振器3和谐振器4的耦合结构示意。

8(d)谐振器3和谐振器4的耦合强度随变容管加载位置的变化曲线示意。

图9是本发明具体实施例中群时延随变容二极管容值的变化示意图。

图10是本发明具体实施例滤波器的仿真模型图。

图11是本发明具体实施例的基于SIR和基于UIR的滤波器在2.5GHz的频率下的S参数响应曲线示意图。

图12是本发明具体实施例中滤波器二阶仿真传输响应示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。

图13是本发明具体实施例中滤波器四阶仿真传输响应S参数示意图。

图14是本发明具体实施例的滤波器二阶仿真与测试传输响应的对比示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。

图15是本发明具体实施例的滤波器四阶仿真与测试传输响应的对比示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

以下对本申请中出现的部分英文术语缩写进行说明：

SIR：stepped-impedance resonator，阶梯阻抗谐振器。

请参阅图1至图3，本发明提供了一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，包括4个1/4波长SIR谐振器，每个1/4波长SIR谐振器分别由一段短路接地和一段开路的传输线组成，相互之间具有一定的耦合缝隙间隔；四个谐振器分别采用不同阻抗比的SIR，四个谐振器基频相同的情况下，杂散频率不同，相互抑制。

通过两个和四个谐振器设置两个独立的信号路径。

谐振器之间的耦合使用加载的变容二极管来调节，SIR谐振器的高阻抗一端加载有变容二极管，谐振器的磁场最强边界加载有两个变容二极管。

通过调节变容二极管容值可调节不同中心频率。

以下结合设计思路以及具体实施例的结构对本发明作进一步说明：

本发明的SIR滤波器耦合拓扑结构如图1所示，实线为磁耦合，虚线为电耦合。

对于二阶滤波器响应，使用两个谐振器进行信号传输，谐振器1和2以及谐振器3和4之间的耦合应该为零。由于这些耦合不能被完美地调谐到零，所以谐振器2和3的谐振频率应该被调谐到滤波器的中心频率之外，以便最小化对二阶响应的影响，二阶响应的耦合矩阵如式1所示：

对于二阶响应，谐振器1和2以及谐振器3和4之间的耦合(∈)应该尽可能小。此外和可以比中心频率大或者小，使得谐振器2和3不影响二阶响应。也就是说，谐振器2和3应当被失谐。此外，优选和有不同的符号。只要∈小并且和都很大，的值可以在一定的范围内改变，对滤波器的响应影响很小。

对于4阶切比雪夫响应，谐振器1和4之间的耦合应为零。尽管所提出的可调谐耦合结构的耦合系数变化很大，但耦合系数不能降低到零值。这里可以利用谐振器1和谐振器4之间的交叉耦合，在通带两边形成传输零点。由于所提出的滤波器结构为非对称结构，谐振器1和谐振器3之间也存在一定的交叉耦合，可以利用滤波器耦合机制的可重构性，可以调整其他耦合，以补偿非零的交叉耦合，并形成等波纹响应。其中谐振器1和谐振器4之间具有交叉耦合。在滤波器通带两边形成零点，其耦合矩阵为式2：

实际耦合系数(m_ij)与归一化耦合系数的关系如式3：

其中BW是设计带宽，f₀是中心频率。在后续的滤波器实际设计中，能够根据需要设计的滤波器指标，从归一化耦合矩阵计算出实际的耦合矩阵，根据实际耦合矩阵进行对应设计优化。因为电磁耦合性不同存在符号差异，所设计的SIR阶数与频率独立可重构滤波器为非对称结构，结构如图2所示。

进一步的，四分之一波长型的SIR具有较小的尺寸，适合用于紧凑型设计，并且其二次谐波位于三倍频附近，这有助于提高带外抑制能力，此对λg/4型SIR的谐振特性和杂散频率进行详细分析，如图3所示，四分之一波长型的SIR由一段短路接地和一段开路的传输线组成，其中短路端和开路端的特性阻抗分别记为Z₁和Z₂，等效电长度分别为θ₁和θ₂。SIR的一个核心参数是两段传输线的特性阻抗之比，即Z₂对Z₁的比值，对此进行如下定义(式4)：

两传输线间的阶跃特性及开路端的边缘不连续性有可能导致寄生效应的出现，然而，在分析过程中，这些效应通常可以被忽略不计。从开路端观察，输入阻抗为式5：

谐振时满足Z_in趋于∞，故可以得到：

Z₂-Z₁ tanθ₁tanθ₂

从而可得：

上述公式可看出SIR的谐振条件不仅受电长度影响，还与其特性阻抗相关，这为设计提供了额外的调整自由度。SIR的谐波谐振频率也是传输线的长度和阻抗比K共同作用的结果，而这些谐波频率对滤波器的阻带性能有着直接的影响。

假设基础谐振频率为f₀，对于四分之一波长型SIR，其一次谐波频率记作f_s1，并且其对应的电长度表示为θ_s1。通常，在设计中会使两段传输线电长度相同，即θ₁＝θ₂＝θ₀。通过公式6，可以得到第一个杂散谐振频率f_s1的关系式(式7)：

因此，进一步推导可得到第一个杂散谐振频率为(式8)：

图4为相对于f₀的归一化杂散谐振频率在不同阻抗比K下的分布情况。在设计过程中，通常会选择使f_s1尽可能远离基本频率。本发明中的四个谐振器分别采用不同阻抗比的SIR，四个谐振器的基频相同的情况下，杂散频率将不同，四个谐振器的杂散频率相互抑制，使得滤波器的谐波得到抑制。

为实现滤波器的频率可重构，本发明在SIR的高阻抗一端加载了变容二极管，调节变容二极管的容值可以改变谐振器的电长度，从而改变谐振器谐振频率。如图5所示，随着变容管容值的增大，谐振器谐振频率减小。

然后是可调的耦合结构设计，综合可重构耦合矩阵显示主耦合系数均为正。因此，在选择两个谐振器之间的耦合结构时，可采用电耦合或磁耦合。本发明中，如图6(a)和图6(b)所示，展示了谐振器1和谐振器2之间的电场分布与磁场分布情况，因为四个谐振器均采用SIR，所以其他相邻谐振器之间的电磁场强度分布情况一致。在谐振器的磁场最强边界加载两个变容二极管进行耦合强度调节。对于谐振器1和谐振器4之间的交叉耦合则实现的是电耦合，其电磁场分布情况如图6(c)和图6(d)所示。在两个谐振器的电场强度最高的边界处，加载两个变容二极管调整耦合强度。通过调整变容二极管的容值，能够调节两个谐振器之间的电耦合，从而实现耦合系数的改变。

依据主耦合系数与调谐元件之间的映射原理，为了在实际物理结构中构建可重构耦合矩阵中所描述的可调主耦合系数，必须确定一个中间变量，即谐振器之间的耦合系数。该耦合系数作为物理实体与理论耦合矩阵之间的桥梁，为进一步设计可调节的带通滤波器奠定了理论基础。

通过图7(a)的观察可得，谐振器之间的耦合强度随耦合缝隙增大而减小。固定耦合缝隙，改变加载在谐振器之间的变容二极管的容值，谐振器之间的耦合强度也会变化。如图7(b)，随着变容二极管电容值C12和C34的增加，两个谐振器之间的电耦合强度逐渐增强，磁耦合强度不变的情况下，呈现出总耦合系数变小，而随着变容二极管C14电容值的增大，谐振器1和谐振器4之间的电耦合强度逐渐增强，由于谐振器1和谐振器4之间的交叉耦合为电耦合，所以总的耦合系数会增大。需要注意的是，变容二极管加载的位置不同，谐振器之间的耦合系数也有所不同，这是因为谐振器不同的位置，场的分布情况不同，所以谐振器之间能量的耦合也会不同。从图8中可以看出，随着变容管位置的变化，两个谐振器之间的耦合系数也随之变化。

根据设计需求，在不同的目标中心频率下，通过直接查看图表来获取相应的变容二极管容值，从而在后续调谐滤波器的耦合强度时提供了便利和准确性。

输入/输出耦合描述了滤波器首尾谐振器与外部电路的相互连接。耦合的紧密程度可以通过外部品质因子Q_ext的数值来表征。如果Q_ext的值很小，滤波器将欠耦合；相反地，当外部品质因数Q_ext较高时，滤波器表现为过度耦合，这会影响能量的有效传输。不适当的耦合结构会导致能量反射。优化Q_ext值有助于实现无反射的能量传输，从而在滤波器性能上表现为通带的平坦度、低插入损耗和较低的回波损耗。

Q_ext的表达式由式9所示：

BW表示滤波器的3dB带宽，g₀和g₁是频率变换后的元件值。由式9可知，Q_ext与滤波器的中心频率成正比，与3dB带宽成反比。本发明设计的滤波器中心频率和阶数可重构，因此f₀是变量。在中心频率重构过程中，式9右侧值会改变。鉴于输入/输出耦合结构是恒定的，相应的Q_ext值也是不变的。因此，在式9中，两边的等式不再平衡，这可能导致Q_ext的不匹配，使得滤波器为不充分的耦合或者过度耦合。

为了在中心频率重构的情况下保持式9的成立，本发明通过在输入/输出耦合结构的馈线中加载变容二极管的方式，从而使Q_ext成为可调参数。

输入/输出耦合系数可以用频域法和群时延法计算，本发明采用群时延法。下面介绍群时延法计算输入/输出耦合系数的过程。可以令：

群时延τ表示为：

谐振(ω＝ω₀)时，式11中的群延时取得极大值：

采用基于反射参数S11的群时延技术，可以确定出最优的输入/输出耦合配置。群时延与外部品质因数Q_ext相关，在谐振频率处群时延达到最大。通过电磁仿真软件对带有变容二极管的单个谐振器的S11参数进行仿真，可以得到群时延的特性，其仿真结果展示在图9中。

结果显示，集成容性耦合至输入/输出耦合结构能够对谐振器的外部品质因素Q_ext进行微调。通过调整可变容二极管C_ext的电容值，能够在滤波器的中心频率和带宽调整过程中维持一个适宜的Q_ext值。可以根据不同中心频率来调节到需要的外部品质因数。

最后在电磁仿真软件中创建了可调谐滤波器的三维模型(模型结构如图10所示)，并执行了参数扫描优化，以达到最佳性能表现。继而，从电磁仿真软件中的三维模型去除代表集总元件的部分，并把剩下的部分端口定义为集总端口。生成了一个含有n个端口的电磁仿真软件模型并导出为SnP文件，随后导入到电路仿真软件软件中。在电路仿真软件环境下，在每个端口处分别接入了电容器和电感器，并将其值设定为可调参数以进行优化。最后，在电路仿真软件中，采用了之前构建的变容二极管模型来替换电容器，并通过改变变容二极管两端的电压，成功实现了滤波器中心频率的调节。

进一步的，请参阅图11至图15的参数以及仿真比较说明：

图11是本发明具体实施例的基于SIR和基于UIR的滤波器在2.5GHz的频率下的S参数响应曲线示意图。

图12是本发明具体实施例中滤波器二阶仿真传输响应示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。从仿真结果能够看出，滤波器二阶重构频率范围为2.4GHz-2.6GHz，带宽为200MHz，插入损耗优于1.1dB，回波损耗优于14dB。

图13是本发明具体实施例中滤波器四阶仿真传输响应S参数示意图。

图14是本发明具体实施例的滤波器二阶仿真与测试传输响应的对比示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。

图15是本发明具体实施例的滤波器四阶仿真与测试传输响应的对比示意图，(a)插入损耗；(b)回波损耗。

本发明中的滤波器基于SIR，能够对滤波器的谐波进行抑制。仿真结果表示，通过适当调整C₁，C₂，C₃和C₄以及耦合变容管和馈电变容二极管的大小，在保持通带质量的前提下，滤波器的四阶通带中心频率可以在2.1-2.7GHz的范围内进行调谐，二阶通带中心频率可以在2.4-2.6GHz的范围内进行调谐。

通过反复地仿真验证，本具体实施例获得最终所制作的实物尺寸如下，滤波器的整体尺寸为20mm×25mm。使用RogersRO4350基板，厚度h＝0.508mm，相对介电常数∈r＝3.66，损耗正切角tanδ＝0.004，表面金属厚度为35μm。相应的各个物理尺寸参数为：l1＝4.14mm，l2＝13.3mm，l3＝14mm，l4＝6.47mm，l5＝15.11mm，l6＝4.1mm，l7＝14.35mm，l8＝6.8mm，l9＝10mm，w1＝1.93mm，w2＝0.5mm，w3＝1mm，w4＝2.5mm，w5＝1.1mm，w6＝1.1mm，s12＝0.35mm，s23＝0.5mm，s34＝0.71mm，s14＝1.9mm。

综上所述，本发明的有益效果为：当设计阶数与频率可重构的滤波器时，引入非对称SIR谐振器结构，四个1/4波长SIR谐振器由一段短路接地和一段开路的传输线组成，谐振器之间具有一定的耦合缝隙间隔；四个谐振器分别采用不同阻抗比的SIR，抑制滤波器的谐波。谐振器之间的耦合使用加载的变容二极管来调节，从而改变信号传输路径，实现阶数重构。调节变容二极管容值调节不同中心频率，实现频率重构。

测试结果表明，基于SIR频率与阶数可重构滤波器的二阶响应可在2.4GHz-2.6GHz范围内重构，插入损耗在1.95dB-2.65dB间变化，回波损耗在13.79dB-18.97dB间变化。四阶响应可在2.1GHz-2.7GHz范围内重构，插入损耗在2.52dB-5.78dB间变化，回波损耗在10.32dB-20.41dB间变化。

以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (4)

1.一种基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，其特征在于，

包括4个1/4波长SIR谐振器，每个1/4波长SIR谐振器分别由一段短路接地和一段开路的传输线组成，相互之间具有一定的耦合缝隙间隔；四个谐振器分别采用不同阻抗比的SIR，四个谐振器基频相同的情况下，杂散频率不同，相互抑制。

2.如权利要求1所述的基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，其特征在于，

具有两个独立的信号路径，通过调节谐振器之间的耦合改变信号传输路径，实现阶数重构。

3.如权利要求2所述的基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，其特征在于，

谐振器之间的耦合使用加载的变容二极管来调节，SIR谐振器的高阻抗一端加载有变容二极管，谐振器的磁场最强边界加载有两个变容二极管。

4.如权利要求3所述的基于SIR的阶数与频率独立可重构的射频微带滤波器，其特征在于，

通过调节变容二极管容值可调节不同中心频率。