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CN119422320A - 电力转换器 - Google Patents

电力转换器 Download PDF

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Publication number
CN119422320A
CN119422320A CN202380049263.9A CN202380049263A CN119422320A CN 119422320 A CN119422320 A CN 119422320A CN 202380049263 A CN202380049263 A CN 202380049263A CN 119422320 A CN119422320 A CN 119422320A
Authority
CN
China
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phase
resonance
controller
period
power converter
Prior art date
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Pending
Application number
CN202380049263.9A
Other languages
English (en)
Inventor
扫部丰
东山弘治
新井康弘
前田凌佑
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

本发明解决如何更可靠地进行软切换的问题。控制器(50)可以在判断为各自通过两个或多于两个开关(8)中的相应开关的谐振电流同时流经谐振电感器(L1)时，进行第一控制操作和第二控制操作。第一控制操作用于使得两个或多于两个开关(8)中的各个开关的控制信号的高电平时段能够与同分别连接到两个或多于两个开关(8)的两个或多于两个切换电路(10)中的各个切换电路相关联的死区时间段重叠了预定时段。第二控制操作用于通过负载电流来确定至少一个开关(8)的控制信号的高电平时段的开始。

Description

电力转换器
技术领域
本公开通常涉及一种电力转换器。更特别地，本公开涉及一种具有将DC电力转换成AC电力的能力的电力转换器。
背景技术
专利文献1公开了一种用于将DC电力转换成多相AC电力的电力转换器。
专利文献1的电力转换器包括主切换部件(电力转换电路)、两个电容器、一个线圈(谐振电感器)、多个辅助开关元件和控制部件。主切换部件包括针对多相AC电力的各相所设置的多个主切换电路。该多个主切换电路中的各个主切换电路被实现为串联连接在DC电源的两个端子之间的一对主开关元件，并且使用该对主开关元件的互连节点作为其关联相的输出节点。两个电容器对DC电源的电压进行分压。线圈的一个端子连接到两个电容器的分压节点。多个辅助开关元件将线圈的其他端子和各相的输出节点相连接。当判断为多个相电流流经线圈时，控制部件控制多个辅助开关元件以使流经至少一个相的电流量小于预设量。
在专利文献1的电力转换器中，控制部件在判断为多个相电流流经线圈时，控制多个辅助开关元件以使流经至少一个相的电流量小于预设量，因此控制部件不进行与该至少一个相相对应的主开关的软切换。
引文列表
专利文献1：日本特开2010-233306号公报
发明内容
本公开的目的是提供一种具有更可靠地进行软切换的能力的电力转换器。
根据本公开的一方面的电力转换器包括第一DC端子和第二DC端子、电力转换电路、多个AC端子、多个开关、多个谐振电容器、谐振电感器、再生电容器和控制器。电力转换电路包括多个第一切换元件和多个第二切换元件。在电力转换电路中，多个切换电路彼此并联连接，在这多个切换电路中的各个切换电路中，多个第一切换元件中的一个第一切换元件和多个第二切换元件中的相应第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路中，多个第一切换元件连接到第一DC端子，并且多个第二切换元件连接到第二DC端子。多个AC端子是针对多个切换电路一对一地设置的。多个AC端子中的各个AC端子连接到多个切换电路中的相应切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。多个开关是针对多个切换电路一对一地设置的。多个开关中的各个开关的第一端子连接到多个切换电路中的相应切换电路的第一切换元件和第二切换元件之间的连接节点。多个开关各自的第二端子共同连接到公共连接节点。多个谐振电容器是针对多个开关一对一地设置的。多个谐振电容器中的各个谐振电容器连接在多个开关中的相应开关的第一端子与第二DC端子之间。谐振电感器具有第一端子和第二端子。在谐振电感器中，谐振电感器的第一端子连接到公共连接节点。再生电容器具有第三端子和第四端子。在再生电容器中，第三端子连接到第一DC端子或第二DC端子。控制器向多个第一切换元件、多个第二切换元件和多个开关中的每一个施加具有在高电平和低电平之间交替的电位的控制信号。在判断为各自通过属于多个开关的两个或多于两个开关中的相应开关的谐振电流同时流经谐振电感器时，控制器能够进行第一控制操作和第二控制操作。第一控制操作包括：使得两个或多于两个开关中的各个开关的控制信号的高电平时段能够与同属于多个切换电路的分别连接到两个或多于两个开关的两个或多于两个切换电路中的各个切换电路相关联的死区时间(dead time)时段重叠了预定时段。第二控制操作包括：通过流经连接到多个AC端子的AC负载的至少一个相的负载电流，来确定多个开关中的至少一个开关的控制信号的高电平时段的开始。
附图说明
图1是包括根据第一实施例的电力转换器的系统的电路图；
图2示出分别与连接到电力转换器的多个AC端子的AC负载中的三相电压指令相对应的占空比和负载电流如何随时间变化；
图3示出电力转换器在当负载电流>0并且其谐振电容器进行了充电操作时其控制器已进行基本操作的情形下如何操作；
图4还示出电力转换器在当负载电流>0并且其谐振电容器进行了充电操作时其控制器已进行基本操作的情形下如何操作；
图5示出在电力转换器的控制器中使用的第一电流阈值和第二电流阈值；
图6示出电力转换器在当负载电流>0并且其谐振电容器进行了放电操作时其控制器已进行基本操作的情形下如何操作；
图7还示出电力转换器在当负载电流<0并且其谐振电容器进行了放电操作时其控制器已进行基本操作的情形下如何操作；
图8示出电力转换器在当负载电流<0并且其谐振电容器进行了充电操作时其控制器已进行基本操作的情形下如何操作；
图9是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图10是示出电力转换器在其控制器不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任一个的情形下如何操作的时序图；
图11是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的示例性情形的时序图；
图12是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的另一示例性情形的时序图；
图13是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图14还示出分别与连接到电力转换器的多个AC端子的AC负载中的三相电压指令相对应的占空比和负载电流如何随时间变化；
图15是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图16是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图17是示出电力转换器在其控制器不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任一个的情形下如何操作的时序图；
图18是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图19是示出电力转换器在其控制器既不进行第一控制操作也不进行第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图20是示出电力转换器的控制器假定三相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图21是示出电力转换器的控制器假定三相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图22是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图23是示出电力转换器的控制器假定两相谐振电流彼此重叠的又一示例性情形的时序图；
图24是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图25是示出电力转换器在其控制器既不进行第一控制操作也不进行第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图26是示出根据第一实施例的第一变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图27是示出根据第一实施例的第二变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图28是示出电力转换器在其控制器既不进行第一控制操作也不进行第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图29是示出根据第一实施例的第三变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图30是示出根据第一实施例的第四变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图31是示出根据第一实施例的第五变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图32是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图33示出根据第一实施例的第六变形例的电力转换器的操作的前提；
图34是示出电力转换器在其控制器已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图；
图35是示出根据第一实施例的第七变形例的电力转换器在其控制器已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图；
图36是包括根据第一实施例的第八变形例的电力转换器的系统的电路图；
图37是包括根据第一实施例的第九变形例的电力转换器的系统的电路图；
图38是包括根据第一实施例的第十变形例的电力转换器的系统的电路图；
图39是包括根据第一实施例的第十一变形例的电力转换器的系统的电路图；
图40是包括根据第一实施例的第十二变形例的电力转换器的系统的电路图；
图41是包括根据第一实施例的第十三变形例的电力转换器的系统的电路图；
图42是包括根据第二实施例的电力转换器的系统的电路图；以及
图43是包括根据第三实施例的电力转换器的系统的电路图。
具体实施方式
(第一实施例)
将参考图1至图25说明根据第一实施例的电力转换器100。
(1)电力转换器的总体配置
例如，如图1所示，电力转换器100包括第一DC端子31和第二DC端子32以及多个(例如，三个)AC端子41。DC电源E1连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。AC负载RA1连接到多个AC端子41。AC负载RA1例如可以是三相电机。电力转换器100将DC电源E1的DC输出转换成AC电力，并将该AC电力输出到AC负载RA1。DC电源E1例如可以包括太阳能电池或燃料电池。DC电源E1可以包括DC-DC转换器。在电力转换器100中，如果多个AC端子41是三个AC端子41，则AC电力例如可以是具有U相、V相和W相的三相AC电力。
电力转换器100包括电力转换电路11、多个(例如，三个)开关8、多个(例如，三个)谐振电容器9、再生电容器15、谐振电感器L1和控制器50。电力转换器100还包括保护电路17和电容器C10。多个开关8中的各个开关例如可以是双向开关。
电力转换电路11包括多个(例如，三个)第一切换元件1和多个(例如，三个)第二切换元件2。在电力转换电路11中，多个(例如，三个)切换电路10并联连接，在各个切换电路10中，多个第一切换元件1中的一个第一切换元件和多个第二切换元件2中的相应第二切换元件一对一地串联连接。在电力转换电路11中，多个第一切换元件1连接到第一DC端子31，并且多个第二切换元件2连接到第二DC端子32。针对多个切换电路10一对一地设置多个AC端子41。多个AC端子41中的各个AC端子41连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。针对多个切换电路10一对一地设置多个开关8。多个开关8中的各个开关的第一端子81连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的第一切换元件1和第二切换元件2之间的连接节点3。针对多个开关8一对一地设置多个谐振电容器9。多个谐振电容器9中的各个谐振电容器9连接在多个开关8中的相应开关8的第一端子81与第二DC端子32之间。谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25。再生电容器15具有第三端子153和第四端子154。在再生电容器15中，其第三端子153连接到第二DC端子32，并且其第四端子154经由谐振电感器L1连接到公共连接节点25。控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个开关8。
(2)电力转换器的详情
在以下的说明中，为了便于说明，对于多个切换电路10，针对U相、V相和W相的切换电路10在下文将分别被称为“切换电路10U”、“切换电路10V”和“切换电路10W”。此外，在以下的说明中，切换电路10U的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将分别被称为“第一切换元件1U”和“第二切换元件2U”。同样，在以下的说明中，切换电路10V的第一切换元件1和第二切换元件2在下文将分别被称为“第一切换元件1V”和“第二切换元件2V”。同样，在以下的说明中，切换电路10W的第一切换元件1和第二切换元件2在下文中将分别被称为“第一切换元件1W”和“第二切换元件2W”。此外，在以下的说明中，第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3在下文中将被称为“连接节点3U”，第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3在下文中将被称为“连接节点3V”，并且第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3在下文中将被称为“连接节点3W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的AC端子41在下文中将被称为“AC端子41U”，连接到连接节点3V的AC端子41在下文中将被称为“AC端子41V”，并且连接到连接节点3W的AC端子41在下文中将被称为“AC端子41W”。此外，在以下的说明中，并联连接到第二切换元件2U的谐振电容器9在下文中将被称为“谐振电容器9U”，并联连接到第二切换元件2V的谐振电容器9在下文中将被称为“谐振电容器9V”，并且并联连接到第二切换元件2W的谐振电容器9在下文中将被称为“谐振电容器9W”。此外，在以下的说明中，连接到连接节点3U的开关8在下文中将被称为“开关8U”，连接到连接节点3V的开关8在下文中将被称为“开关8V”，并且连接到连接节点3W的开关8在下文中将被称为“开关8W”。
在电力转换器100中，DC电源E1的高电位输出端子(正电极)连接到第一DC端子31，并且DC电源E1的低电位输出端子(负电极)连接到第二DC端子32。此外，在电力转换器100中，AC负载RA1的U相端子、V相端子和W相端子分别连接到三个AC端子41U、41V和41W。
在电力转换电路11中，多个(例如，三个)第一切换元件1和多个(例如，三个)第二切换元件2中的各切换元件具有控制端子、第一主端子和第二主端子。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2的各个控制端子连接到控制器50。在电力转换器100的多个切换电路10中的各个切换电路10中，第一切换元件1的第一主端子连接到第一DC端子31，第一切换元件1的第二主端子连接到第二切换元件2的第一主端子，并且第二切换元件2的第二主端子连接到第二DC端子32。在多个切换电路10中的各个切换电路10中，第一切换元件1是高侧切换元件(P侧切换元件)，并且第二切换元件2是低侧切换元件(N侧切换元件)。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件例如可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。因而，在多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件中，其控制端子、第一主端子和第二主端子分别是栅极端子、集电极端子和发射极端子。
电力转换电路11还包括：多个(例如，三个)第一二极管4，其一对一地反并联连接到多个(例如，三个)第一切换元件1；以及多个(例如，三个)第二二极管5，其一对一地反并联连接到多个(例如，三个)第二切换元件2。在多个第一二极管4中的各第一二极管4中，第一二极管4的阳极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第二主端子(发射极端子)，并且第一二极管4的阴极连接到与第一二极管4相对应的第一切换元件1的第一主端子(集电极端子)。在多个第二二极管5中的各第二二极管5中，第二二极管5的阳极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第二主端子(发射极端子)，并且第二二极管5的阴极连接到与第二二极管5相对应的第二切换元件2的第一主端子(集电极端子)。
AC负载RA1的U相端子例如可以经由AC端子41U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。AC负载RA1的V相例如可以经由AC端子41V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。AC负载RA1的W相例如可以经由AC端子41W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。
针对多个开关8一对一地设置多个谐振电容器9。多个谐振电容器9中的各个谐振电容器9连接在其相应的开关8的第一端子81和第二DC端子32之间。电力转换器100包括多个谐振电路。多个谐振电路包括具有谐振电容器9U和谐振电感器L1的谐振电路、具有谐振电容器9V和谐振电感器L1的谐振电路、以及具有谐振电容器9W和谐振电感器L1的谐振电路。多个谐振电路共同地共享谐振电感器L1。
多个开关8中的各个开关8例如可以包括反并联连接在一起的两个IGBT(即，第一IGBT 6和第二IGBT 7)。在多个开关8中的各个开关8中，第一IGBT 6的集电极端子和第二IGBT 7的发射极端子彼此连接，并且第一IGBT 6的发射极端子和第二IGBT 7的集电极端子彼此连接。在多个开关8中的各个开关8中，第一IGBT 6的发射极端子连接到与包括第一IGBT 6的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。在多个开关8中的各个开关8中，第二IGBT 7的集电极端子连接到与包括第二IGBT 7的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。开关8U连接到第一切换元件1U和第二切换元件2U之间的连接节点3U。开关8V连接到第一切换元件1V和第二切换元件2V之间的连接节点3V。开关8W连接到第一切换元件1W和第二切换元件2W之间的连接节点3W。在以下的说明中，为了便于说明，开关8U的第一IGBT 6和第二IGBT 7在下文中将分别被称为“第一IGBT 6U”和“第二IGBT 7U”，开关8V的第一IGBT 6和第二IGBT 7在下文中将分别被称为“第一IGBT 6V”和“第二IGBT 7V”，并且开关8W的第一IGBT6和第二IGBT 7在下文中将分别被称为“第一IGBT 6W”和“第二IGBT 7W”。
多个开关8由控制器50控制。换句话说，第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT 7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W由控制器50控制。
谐振电感器L1具有第一端子和第二端子。在谐振电感器L1中，谐振电感器L1的第一端子连接到公共连接节点25，并且谐振电感器L1的第二端子连接到再生电容器15的第四端子154。
再生电容器15连接在谐振电感器L1的第二端子和第二DC端子32之间。再生电容器15例如可以是薄膜电容器。
保护电路17包括第三二极管13和第四二极管14。第三二极管13连接在公共连接节点25和第一DC端子31之间。在第三二极管13中，第三二极管13的阳极连接到公共连接节点25，并且第三二极管13的阴极连接到第一DC端子31。第四二极管14连接在公共连接节点25和第二DC端子32之间。在第四二极管14中，第四二极管14的阳极连接到第二DC端子32，并且第四二极管14的阴极连接到公共连接节点25。因而，第四二极管14串联连接到第三二极管13。
电容器C10连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间，并且并联连接到电力转换电路11。电容器C10例如可以是电解电容器。
控制器50控制多个第一切换元件1、多个第二切换元件2和多个开关8。用于进行控制器50的功能的智能体包括计算机系统。计算机系统包括单个或多个计算机。计算机系统可以包括作为其主要硬件组件的处理器和存储器。计算机系统用作通过使处理器执行存储在计算机系统的存储器中的程序来进行根据本公开的控制器50的功能的智能体。该程序可以预先存储在计算机系统的存储器中。可替代地，该程序也可以通过电信线路下载，或者在已被记录在诸如存储卡、光盘或硬盘驱动器(磁盘)(其中任一个存储介质对于计算机系统均是可读的)等的非暂态存储介质中之后被分发。计算机系统的处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或分布在多个芯片上，无论哪种都是适当的。这些多个芯片可以一起聚合在单个装置中或分布在多个装置中，而没有限制。
控制器50输出用以分别控制多个第一切换元件1U、1V、1W的导通/关断(ON/OFF)状态的控制信号SU1、SV1、SW1。控制信号SU1、SV1、SW1中的各个控制信号例如可以是脉宽调制(PWM)信号，其例如具有在第一电位电平(下文中被称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(下文中被称为“高电平”)之间交替的电位电平。第一切换元件1U、1V、1W分别在控制信号SU1、SV1、SW1具有高电平时变为导通，并且分别在控制信号SU1、SV1、SW1具有低电平时变为关断。另外，控制器50还输出用以分别控制多个第二切换元件2U、2V、2W的导通/关断状态的控制信号SU2、SV2、SW2。控制信号SU2、SV2、SW2中的各个控制信号例如可以是PWM信号，其例如具有在第一电位电平(下文中被称为“低电平”)和比第一电位电平高的第二电位电平(下文中被称为“高电平”)之间交替的电位电平。第二切换元件2U、2V、2W分别在控制信号SU2、SV2、SW2具有高电平时变为导通，并且分别在控制信号SU2、SV2、SW2具有低电平时变为关断。
控制器50使用具有锯齿波形的载波信号(参考图3)来生成分别用于多个第一切换元件1U、1V、1W的控制信号SU1、SV1、SW1以及分别用于多个第二切换元件2U、2V、2W的控制信号SU2、SV2、SW2。更具体地，控制器50至少基于载波信号和U相电压指令来生成要分别施加到第一切换元件1U和第二切换元件2U的控制信号SU1、SU2。此外，控制器50至少基于载波信号和V相电压指令来生成要分别施加到第一切换元件1V和第二切换元件2V的控制信号SV1、SV2。此外，控制器50至少基于载波信号和W相电压指令来生成要分别施加到第一切换元件1W和第二切换元件2W的控制信号SW1、SW2。U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令例如可以是相位彼此相差120度并且其振幅(电压指令值)随时间变化的正弦波信号。注意，载波信号的波形不必一定是锯齿波形，但也可以是三角波形或图3所示的锯齿波形的镜像反转形式的波。此外，U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令各自具有相同长度的一个周期。另外，U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令的一个周期比载波信号的一个周期长。
要从控制器50分别施加到第一切换元件1U和第二切换元件2U的控制信号SU1、SU2的占空比根据U相电压指令而变化。在图2中，控制信号SU1的占空比被示为“U相占空比”。控制器50(参考图1)通过将U相电压指令与载波信号进行比较来生成要施加到第一切换元件1U的控制信号SU1。控制器50通过使要施加到第一切换元件1U的控制信号SU1反转来生成要施加到第二切换元件2U的控制信号SU2。另外，为了防止第一切换元件1U和第二切换元件2U各自的导通时段彼此重叠，控制器50在控制信号SU1的高电平时段和控制信号SU2的高电平时段之间设置死区时间段Td(参考图3)。
要从控制器50分别施加到第一切换元件1V和第二切换元件2V的控制信号SV1、SV2的占空比根据V相电压指令而变化。在图2中，控制信号SV1的占空比被示为“V相占空比”。控制器50(参考图1)通过将V相电压指令与载波信号进行比较来生成要施加到第一切换元件1V的控制信号SV1。控制器50还通过使要施加到第一切换元件1V的控制信号SV1反转来生成要施加到第二切换元件2V的控制信号SV2。另外，为了防止第一切换元件1V和第二切换元件2V各自的导通时段彼此重叠，控制器50在控制信号SV1的高电平时段和控制信号SV2的高电平时段之间设置死区时间段Td(参考图3)。
要从控制器50分别施加到第一切换元件1W和第二切换元件2W的控制信号SW1、SW2的占空比根据W相电压指令而变化。在图2中，控制信号SW1的占空比被示为“W相占空比”。控制器50(参考图1)通过将W相电压指令与载波信号进行比较来生成要施加到第一切换元件1W的控制信号SW1。控制器50通过使要施加到第一切换元件1W的控制信号SW1反转来生成要施加到第二切换元件2W的控制信号SW2。另外，为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W各自的导通时段彼此重叠，控制器50在控制信号SW1的高电平时段和控制信号SW2的高电平时段之间设置死区时间段Td(参考图4)。
U相电压指令、V相电压指令和W相电压指令例如可以是相位彼此相差120度并且其振幅随时间变化的正弦波信号。因而，例如，如图2所示，控制信号SU1、SV1、SW1各自的占空比(即，U相占空比、V相占空比和W相占空比)以相位彼此相差120度的正弦波的形式变化。以相同的方式，控制信号SU2、SV2、SW2各自的占空比也以相位彼此相差120度的正弦波的形式变化。
控制器50基于载波信号、各个电压指令以及与AC负载RA1的状态有关的信息来生成各个控制信号SU1、SU2、SV1、SV2、SW1、SW2。例如，如果AC负载RA1是三相电机，则与AC负载RA1的状态有关的信息例如可以包括由用于分别检测分别流经AC负载RA1的U相、V相和W相的输出电流(下文中被称为“负载电流”)iU、iV、iW的多个电流传感器所提供的检测值。
设置了多个开关8、谐振电感器L1、多个谐振电容器9和再生电容器15，以进行多个第一切换元件1和多个第二切换元件2的零电压软切换。
在该电力转换器100中，控制器50不仅控制电力转换电路11的多个第一切换元件1和多个第二切换元件2，还控制多个开关8。
控制器50生成用于分别控制第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W各自的导通/关断状态的控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7，并将该控制信号SU6、SU7、SV6、SV7、SW6、SW7输出到第一IGBT 6U、第二IGBT 7U、第一IGBT 6V、第二IGBT 7V、第一IGBT 6W和第二IGBT 7W各自的栅极端子。
如果第一IGBT 6U导通并且第二IGBT 7U关断，则开关8U使得按顺序流经再生电容器15、谐振电感器L1、开关8U和谐振电容器9U的充电电流能够通过。充电电流是用于对谐振电容器9U进行充电的电流。另一方面，如果第一IGBT 6U关断并且第二IGBT 7U导通，则开关8U使得按顺序流经谐振电容器9U、开关8U、谐振电感器L1和再生电容器15的放电电流能够通过。放电电流是用于从谐振电容器9U放电的电流。
如果第一IGBT 6V导通并且第二IGBT 7V关断，则开关8V使得按顺序流经再生电容器15、谐振电感器L1、开关8V和谐振电容器9V的充电电流能够通过。充电电流是用于对谐振电容器9V进行充电的电流。另一方面，如果第一IGBT 6V关断并且第二IGBT 7V导通，则开关8V使得按顺序流经谐振电容器9V、开关8V、谐振电感器L1和再生电容器15的放电电流能够通过。放电电流是用于从谐振电容器9V放电的电流。
如果第一IGBT 6W导通并且第二IGBT 7W关断，则开关8W使得按顺序流经再生电容器15、谐振电感器L1、开关8W和谐振电容器9W的充电电流能够通过。充电电流是用于对谐振电容器9W进行充电的电流。另一方面，如果第一IGBT 6W关断并且第二IGBT 7W导通，则开关8W使得按顺序流经谐振电容器9W、开关8W、谐振电感器L1和再生电容器15的放电电流能够通过。放电电流是用于从谐振电容器9W放电的电流。
(3)电力转换器的操作
在以下的说明中，对于流经谐振电感器L1的电流iL1，如果电流在图1所示的箭头指示的方向上流动，则假定电流iL1的极性为正。另一方面，如果电流iL1在与图1所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定电流iL1的极性为负。另外，在以下的说明中，对于分别流经AC负载RA1的U相、V相和W相的负载电流iU、iV、iW中的各个负载电流，如果负载电流iU、iV、iW在图1所示的箭头中的相应箭头指示的方向上流动，则假定负载电流iU、iV、iW的极性为正。另一方面，如果负载电流iU、iV、iW在与图1所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定负载电流iU、iV、iW的极性为负。此外，对于分别流经谐振电容器9U、9V、9W的电流i9U、i9V、i9W中的各个电流，如果电流i9U、i9V、i9W在图1所示的箭头中的相应箭头指示的方向上流动，则假定电流i9U、i9V、i9W的极性为正。另一方面，如果电流i9U、i9V、i9W在与图1所示的箭头指示的方向相反的方向上流动，则假定电流i9U、i9V、i9W的极性为负。因而，在从谐振电容器9U、9V、9W放电的放电操作的情况下，电流i9U、i9V、i9W的极性为正。另一方面，在对谐振电容器9U、9V、9W进行充电的充电操作的情况下，电流i9U、i9V、i9W的极性为负。
在该电力转换器100中，例如，在开关8U的第一IGBT 6U导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8U的第一IGBT 6U变为关断。在这种情况下，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，在开关8U的第二IGBT 7U导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8U的第二IGBT7U变为关断。在这种情况下，电流iL1沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生电容器15的路径流经谐振电感器L1，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。
此外，在该电力转换器100中，例如，在开关8V的第一IGBT 6V导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8V的第一IGBT 6V变为关断。在这种情况下，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，在开关8V的第二IGBT 7V导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8V的第二IGBT 7V变为关断。在这种情况下，电流iL1沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生电容器15的路径流经谐振电感器L1，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。
此外，在该电力转换器100中，例如，在开关8W的第一IGBT 6W导通并且正电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8W的第一IGBT 6W变为关断。在这种情况下，流经谐振电感器L1的电流iL1经由第三二极管13被再生到电力转换电路11，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。此外，在该电力转换器100中，例如，在开关8W的第二IGBT 7W导通并且负电流iL1正在流经谐振电感器L1的状态下，可以使开关8W的第二IGBT 7W变为关断。在这种情况下，电流iL1沿着按顺序通过第四二极管14、谐振电感器L1和再生电容器15的路径流经谐振电感器L1，直到电流iL1由于谐振电感器L1的能量消耗而变为零为止。
控制器50针对多个切换电路10中的各个切换电路10，在用于第一切换元件1U、1V、1W的控制信号SU1、SV1、SW1的高电平时段和用于第二切换元件2U、2V、2W的控制信号SU2、SV2、SW2的高电平时段之间设置死区时间段Td。
接下来，将参考图1和图2说明要对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件进行的零电压软切换的基本操作。如本文所使用的，“基本操作”是指当通过属于多个开关8的两个或多于两个开关8中的各个开关8的谐振电流没有同时流经谐振电感器L1时要进行的操作。在说明了基本操作之后，将说明该电力转换器100在控制器50判断为通过属于多个开关8的两个或多于两个开关8中的各个开关8的谐振电流同时流动时如何操作。
(3.1)基本操作
在对第一切换元件1进行零电压软切换时，需要紧挨在作为零电压软切换的对象的第一切换元件1变为导通之前将第一切换元件1两端的电压降低到零。在对第二切换元件2进行零电压软切换时，需要紧挨在作为零电压软切换的对象的第二切换元件2变为导通之前将第二切换元件2两端的电压降低到零。在以下的说明中，作为零电压软切换的对象的切换元件(其为第一切换元件1或第二切换元件2)在下文中将被称为“对象切换元件”。
控制器50的基本操作根据流经连接到对象切换元件的AC端子41的负载电流的极性(即，正或负)并且根据串联或并联连接到对象切换元件的谐振电容器9是正在进行充电操作还是正在进行放电操作而变化。负载电流在从AC端子41朝向AC负载RA1流动时具有正极性，并且在从AC负载RA1朝向AC端子41流动时具有负极性。在谐振电容器9正在进行充电操作期间，谐振电容器9两端的电压增加。另一方面，在谐振电容器9正在进行放电操作期间，谐振电容器9两端的电压减少。多个第二切换元件2中的各个切换元件2两端的电压与并联连接到第二切换元件2的谐振电容器9两端的电压相同。
(3.1.1)当负载电流>0时进行第一切换元件的软切换的操作
如果软切换的对象是第一切换元件1(下文中被称为“对象第一切换元件1”)并且流经连接到对象第一切换元件1的AC端子41的负载电流的极性为正，则控制器50使与对象第一切换元件1相对应的第一IGBT 6变为导通。以这种方式，控制器50使得连接到对象第一切换元件1的谐振电感器L1和谐振电容器9产生谐振，从而利用从再生电容器15移除的电荷对谐振电容器9进行充电并且将对象第一切换元件1两端的电压降低到零。这使得电力转换器100能够进行对象第一切换元件1的零电压软切换。
图3中示出了在对象第一切换元件1是切换电路10U的第一切换元件1U的情形下要从控制器50分别施加到切换电路10U的第一切换元件1U和第二切换元件2U的控制信号SU1、SU2。另外，图3中还示出了要从控制器50施加到开关8U的第一IGBT 6U的控制信号SU6、流经AC负载RA1的U相的负载电流iU、流经谐振电感器L1的电流iL1、第一切换元件1U两端的电压V1U和第二切换元件2U两端的电压V2U。此外，图3中还示出了在对象第一切换元件1是切换电路10V的第一切换元件1V的情形下要从控制器50分别施加到切换电路10V的第一切换元件1V和第二切换元件2V的控制信号SV1、SV2。另外，图3中还示出了要从控制器50施加到开关8V的第一IGBT 6V的控制信号SV6、流经AC负载RA1的V相的负载电流iV、流经谐振电感器L1的电流iL1、第一切换元件1V两端的电压V1V和第二切换元件2V两端的电压V2V。
此外，图3中还示出了控制器50为了防止同相的第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通而设置的死区时间段Td。此外，图3中还示出了由控制器50针对开关8U的第一IGBT 6U的控制信号SU6所设置的附加时间Tau以及由控制器50针对开关8V的第一IGBT 6V的控制信号SV6所设置的附加时间Tav。稍后将说明附加时间Tau和附加时间Tav。
图4中示出了在对象第一切换元件1是切换电路10W的第一切换元件1W的情形下要从控制器50分别施加到切换电路10W的第一切换元件1W和第二切换元件2W的控制信号SW1、SW2。另外，图4中还示出了要从控制器50施加到开关8W的第一IGBT 6W的控制信号SW6和流经AC负载RA1的W相的负载电流iW。图4中还示出了流经谐振电感器L1的电流iL1。图4中还示出了第一切换元件1W两端的电压V1W和第二切换元件2W两端的电压V2W。在图4中，DC电源E1的电压值用Vd指定。
此外，图4中还示出了控制器50为了防止第一切换元件1W和第二切换元件2W同时变为导通而设置的死区时间段Td。此外，图4中还示出了由控制器50针对开关8W的第一IGBT6W的控制信号SW6所设置的附加时间Taw。稍后将说明附加时间Taw。
如图3所示，附加时间Tau是控制器50设置成通过将控制信号SU6的高电平时段的开始(时间t1)设置为比死区时间段Td的开始(时间t2)更早的时间点以使控制信号SU6的高电平时段长于死区时间段Td的时间量。附加时间Tau的长度由负载电流iU的值来确定。为了从死区时间段Td的开始(时间t2)开始产生LC谐振，优选使电流iL1的值在死区时间段Td的开始(时间t2)处与负载电流iU的值一致。这是因为只要满足iL1<iU，所有的电流iL1就流经AC负载RA1，因此谐振电容器9U不能被充电。控制信号SU6的高电平时段的结束可以与死区时间段Td的结束(时间t3)同时或晚于死区时间段Td的结束(时间t3)。在图3所示的示例中，控制信号SU6的高电平时段的结束被设置为与死区时间段Td的结束(时间t3)同时。控制器50将控制信号SU6的高电平时段设置为Tau+Td。在切换电路10U中，第二切换元件2U两端的电压V2U在死区时间段Td的结束(时间t3)处变为Vd，并且第一切换元件1U两端的电压V1U在死区时间段Td的结束(时间t3)处变为零。在图3所示的示例中，电流iL1在控制信号SU6的高电平时段的开始(时间t1)处开始流经谐振电感器L1，并且在从死区时间段Td的结束(时间t3)起经过了附加时间Tau的时间t4处变为零。对于电流iL1，从死区时间段Td的开始(时间t2)起，电流iL1满足iL1≥iU，因此从图3的顶部起第五个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9U以产生LC谐振。从死区时间段Td的结束(时间t3)起，电流iL1将经由直接连接到谐振电感器L1的第三二极管13再生到电力转换电路11。
如上所述，为了在死区时间段Td的开始(时间t2)处开始产生LC谐振并且在死区时间段Td的结束处结束谐振半周期，控制器50基于负载电流iU确定附加时间Tau，使得在死区时间段Td的开始(时间t2)处满足iL1＝iU。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU的检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tau＝iU×(L/V15)来确定附加时间Tau。在这种情况下，作为负载电流iU的检测结果或其信号处理值，可以使用按照加上了附加时间Tau的载波周期的检测值或者按照最接近载波周期的定时的检测值。此外，在这种情况下，作为负载电流iU的估计值，例如可以使用按照加上了附加时间Tau的载波周期所估计出的负载电流iU的值。在基本操作情况下的谐振半周期是如下谐振周期的一半，该谐振周期是包括谐振电感器L1和一个谐振电容器9的谐振电路的谐振频率的倒数。因而，如果谐振电感器L1的电感为L并且谐振电容器9的电容为C，则谐振半周期为π×(L·C)1/2。例如，控制器50设置在基本操作的情况下的谐振半周期，以使谐振半周期与死区时间段Td的长度一样长。
如图3所示，附加时间Tav是控制器50设置成通过将控制信号SV6的高电平时段的开始(时间t5)设置为比死区时间段Td的开始(时间t6)更早的时间点以使控制信号SV6的高电平时段长于死区时间段Td的时间量。附加时间Tav的长度由负载电流iV的值来确定。为了从死区时间段Td的开始(时间t6)开始产生LC谐振，优选使电流iL1的值在死区时间段Td的开始(时间t6)处与负载电流iV的值一致。这是因为只要满足iL1<iV，所有的电流iL1就流经AC负载RA1，因此谐振电容器9V不能被充电。控制信号SV6的高电平时段的结束可以与死区时间段Td的结束(时间t7)同时或晚于死区时间段Td的结束(时间t7)。在图3所示的示例中，控制信号SV6的高电平时段的结束被设置为与死区时间段Td的结束(时间t7)同时。控制器50将控制信号SV6的高电平时段设置为Tav+Td。第一切换元件1V两端的电压V1V在死区时间段Td的结束(时间t7)处变为零。在图3所示的示例中，电流iL1在控制信号SV6的高电平时段的开始(时间t5)处开始流经谐振电感器L1，并且在从死区时间段Td的结束(时间t7)起经过了附加时间Tav的时间t8处变为零。对于电流iL1，从死区时间段Td的开始(时间t6)起，电流iL1满足iL1≥iV，因此从图3的顶部起第十个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9V以产生LC谐振。从死区时间段Td的结束(时间t7)起，电流iL1将经由直接连接到谐振电感器L1的第三二极管13再生到电力转换电路11。
如上所述，为了在死区时间段Td的开始(时间t6)处开始产生LC谐振，控制器50基于负载电流iV确定附加时间Tav，使得在死区时间段Td的开始(时间t6)处满足iL1＝iV。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iV的检测结果或其信号处理值、或者负载电流iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tav＝iV×(L/V15)来确定附加时间Tav。在这种情况下，作为负载电流iV的检测结果或其信号处理值，可以使用按照加上了附加时间Tav的载波周期的检测值或者按照最接近载波周期的定时的检测值。此外，在这种情况下，作为负载电流iV的估计值，例如可以使用按照加上了附加时间Tav的载波周期所估计出的负载电流iV的值。
如图4所示，附加时间Taw是控制器50设置成通过将控制信号SW6的高电平时段的开始(时间t9)设置为比死区时间段Td的开始(时间t10)更早的时间点以使控制信号SW6的高电平时段长于死区时间段Td的时间量。附加时间Taw的长度由负载电流iW的值来确定。为了从死区时间段Td的开始(时间t10)开始生成LC谐振，优选使电流iL1的值在死区时间段Td的开始(时间t10)处与负载电流iW的值一致。这是因为只要满足iL1<iW，所有的电流iL1就流经AC负载RA1，因此谐振电容器9W不能被充电。控制信号SW6的高电平时段的结束可以与死区时间段Td的结束(时间t11)同时或晚于死区时间段Td的结束(时间t11)。在图4所示的示例中，控制信号SW6的高电平时段的结束被设置为与死区时间段Td的结束(时间t11)同时。控制器50将控制信号SW6的高电平时段设置为Taw+Td。第一切换元件1W两端的电压V1W在死区时间段Td结束(时间t11)处变为零。在图4所示的示例中，电流iL1在控制信号SW6的高电平时段的开始(时间t9)处开始流经谐振电感器L1，并且在从死区时间段Td的结束(时间t11)起经过了附加时间Taw的时间t12处变为零。对于电流iL1，从死区时间段Td的开始(时间t10)起，电流iL1满足iL1≥iW，因此从图4的顶部起第四个波形所示的电流波形的阴影部分中的电流iL1流入谐振电容器9W以产生LC谐振。从死区时间段Td的结束(时间t11)起，电流iL1将经由直接连接到谐振电感器L1的第三二极管13再生到电力转换电路11。
控制器50基于负载电流iW确定附加时间Taw。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iW的检测结果、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Taw＝iW×(L/V15)来确定附加时间Taw。在这种情况下，作为负载电流iW的检测结果或其信号处理值，可以使用按照加上了附加时间Taw的载波周期的检测值或者按照最接近载波周期的定时的检测值。此外，在这种情况下，作为负载电流iW的估计值，例如可以使用按照加上了附加时间Taw的载波周期所估计出的负载电流iW的值。
(3.1.2)当负载电流>0时进行第二切换元件的软切换的操作
如果软切换的对象是第二切换元件2(下文中被称为“对象第二切换元件2”)并且流经连接到对象第二切换元件2的AC端子41的负载电流(其为负载电流iU、负载电流iV或负载电流iW)的极性为正，则控制器50将负载电流的电流值与第一电流阈值I1(＝Ith，参考图5)进行比较。如果负载电流的电流值大于第一电流阈值I1，则控制器50不使开关8变为导通。另一方面，如果负载电流的电流值小于第一电流阈值I1，则控制器50在死区时间段Td中使开关8变为导通。在电力转换器100中，如果负载电流的电流值大于第一电流阈值I1，则控制器50可以在不使与对象第二切换元件2相对应的开关8变为导通的情况下，使用负载电流iU对并联连接到对象第二切换元件2的谐振电容器9U进行放电操作。这使得电力转换器100能够进行对象第二切换元件2的零电压软切换。
在图6中，对于对象第二切换元件2是切换电路10U的第二切换元件2U并且负载电流的电流值大于第一电流阈值I1的情形，示出了控制信号SU1、SU2、SU7、负载电流iU、从谐振电容器9U流动的电流i9U以及第二切换元件2两端的电压V2U。另外，在图6中还示出了由控制器50针对开关8U的第二IGBT 7U的控制信号SU7所设置的死区时间段Td和附加时间Tau。
如果负载电流iU的电流值大于第一电流阈值I1，则控制器50不向控制信号SU7设置任何高电平时段。在这种情况下，在电力转换器100中，电流iU9在死区时间段Td的开始(时间t22)处开始从谐振电容器9U流动，电流i9U在死区时间段Td的结束(时间t23)之前减少到零，并且第二切换元件2两端的电压V2U在死区时间段Td的结束(时间t23)之前变为零。因而，在电力转换器100中，当控制信号SU2在死区时间段Td的结束(时间t23)处从低电平变为高电平时，第二切换元件2进行零电压软切换。
例如，如果负载电流iU的电流值小于第一电流阈值I1，则如图6中双点划线所示，控制器50向控制信号SU7设置高电平时段。在这种情况下，控制信号SU7的高电平时段的开始可以例如与死区时间段Td的开始(时间t22)同时。此外，控制信号SU7的高电平时段的结束与死区时间段Td的结束(时间t23)同时。因而，在电力转换器100中，第二切换元件2U两端的电压V2U在死区时间段Td的结束(时间t23)之前变为零。因此，在电力转换器100中，当控制信号SU2在死区时间段Td的结束(时间t23)处从低电平变为高电平时，对第二切换元件2进行零电压软切换。可替代地，控制信号SU7的高电平时段的开始可以是比死区时间段Td的开始早了附加时间Tau的时间t21。控制信号SU7的高电平时段的结束可以是比死区时间段Td的结束(时间t23)晚了附加时间Tau的时间t24。注意，高电平时段与死区时间段Td重叠之前或之后的时间不必一定是附加时间Tau，也可以是任何其他预设时间。
(3.1.3)当负载电流<0时进行第二切换元件的软切换的操作
如果流经连接到对象第二切换元件2的AC端子41的负载电流(其为负载电流iU、负载电流iV或负载电流iW)的极性为负，则控制器50使与对象第二切换元件2相对应的第二IGBT 7变为导通。以这种方式，控制器50使得连接到对象第二切换元件2的谐振电容器9和谐振电感器L1产生谐振，从而从谐振电容器9放电并将对象第二切换元件2两端的电压降低到零。这使得电力转换器100能够进行对象第二切换元件2的零电压软切换。
在图7中，对于对象第二切换元件2是切换电路10U的第二切换元件2U的情形，示出了控制信号SU1、SU2、SU7、负载电流iU、流经谐振电感器L1的电流iL1和第二切换元件2两端的电压V2U。
此外，在图7中还示出了控制器50为了防止同相的第一切换元件1和第二切换元件2同时变为导通所设置的死区时间段Td。此外，图7中还示出了由控制器50针对开关8U的第二IGBT 7U的控制信号SU7所设置的附加时间Tau。控制信号SU7的高电平时段的结束可以与死区时间段Td的结束(时间t33)同时，或者可以晚于死区时间段Td的结束(时间t33)。在图7所示的示例中，控制信号SU7的高电平时段的结束被设置为与死区时间段Td的结束(时间t33)同时。控制器50将控制信号SU7的高电平时段设置为Tau+Td。在切换电路10U中，第二切换元件2U两端的电压V2U在死区时间段Td的结束(时间t33)处变为零。在图7所示的示例中，电流iL1在控制信号SU7的高电平时段的开始(时间t31)处开始流经谐振电感器L1，并且在从死区时间段Td的结束(时间t33)起经过了附加时间Tau的时间t34处变为零。对于电流iL1，从死区时间段Td的开始(时间t32)起，电流iL1满足iL1≥iU，因此产生LC谐振以使得谐振电流(即，来自谐振电容器9U的放电电流)从谐振电容器9U朝向谐振电感器L1流动。从死区时间段Td的结束(时间t33)起，电流iL1将经由直接连接到谐振电感器L1的第四二极管14再生到电力转换电路11。
为了在死区时间段Td的开始(时间t32)处开始产生LC谐振并且在死区时间段Td的结束(时间t33)处结束谐振半周期，控制器50基于负载电流iU确定附加时间Tau，使得在死区时间段Td的开始(时间t32)处满足iL1＝iU。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对输出电流iU的检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tau＝iU×(L/V15)来确定附加时间Tau。在这种情况下，作为负载电流iU的检测结果或其信号处理值，可以使用按照加上了附加时间Tau的载波周期的检测值或者按照最接近载波周期的定时的检测值。此外，在这种情况下，作为负载电流iU的估计值，例如可以使用按照加上了附加时间Tau的载波周期所估计出的负载电流iU的值。在基本操作的情况下的谐振半周期是如下谐振周期的一半，该谐振周期是包括谐振电感器L1和一个谐振电容器9的谐振电路的谐振频率的倒数。因而，如果谐振电感器L1的电感为L并且谐振电容器9的电容为C，则谐振半周期为π×(L·C)1/2。例如，控制器50设置基本操作的情况下的谐振半周期，以使谐振半周期与死区时间段Td的长度一样长。
(3.1.4)当负载电流<0时进行第一切换元件的软切换的操作
如果流经连接到对象第一切换元件1的AC端子41的负载电流(其为负载电流iU、负载电流iV或负载电流iW)的极性为负，则控制器50将负载电流的电流值与第二电流阈值I2(＝–Ith，参考图5)进行比较。如果负载电流的电流值小于第二电流阈值I2，则控制器50不使开关8变为导通。另一方面，如果负载电流的电流值大于第二电流阈值I2，则控制器50在死区时间段Td中使开关8变为导通。在电力转换器100中，如果负载电流的电流值小于第二电流阈值I2，则控制器50可以在不使与对象第一切换元件1相对应的开关8变为导通的情况下，使用负载电流对串联连接到对象第一切换元件1的谐振电容器9U进行充电。这使得电力转换器100能够进行对象第一切换元件1的零电压软切换。
在图8中，对于对象第一切换元件1是切换电路10U的第一切换元件1U并且负载电流的电流值大于第二电流阈值I2的情形(换句话说，负载电流的电流值的绝对值小于第二电流阈值I2的绝对值的情形)，示出了控制信号SU1、SU2、SU6、负载电流iU、从谐振电容器9U流动的电流i9U以及第二切换元件2U两端的电压V2U。另外，图8中还示出了死区时间段Td。
如果负载电流的电流值小于第二电流阈值I2(换句话说，如果负载电流的绝对值大于第二电流阈值I2的绝对值)，则控制器50不向控制信号SU6设置任何高电平时段。在这种情况下，在电力转换器100中，电流iU9在死区时间段Td的开始(时间t41)处开始流经谐振电容器9U。结果，在电力转换器100中，谐振电容器9U被充电，以使得第二切换元件2U两端的电压V2U增加。电流i9U在死区时间段Td的结束(时间t23)之前变为零，并且第一切换元件1两端的电压V1U在死区时间段Td的结束(时间t42)之前变为零。因而，在电力转换器100中，当控制信号SU1在死区时间段Td的结束(时间t42)处从低电平变为高电平时，对第一切换元件1进行零电压软切换。
例如，如果负载电流的电流值大于第二电流阈值I2(换句话说，如果负载电流的绝对值小于第二电流阈值的绝对值)，则如图8中双点划线所示，控制器50向控制信号SU6设置高电平时段。在这种情况下，控制信号SU6的高电平时段的开始可以与例如死区时间段Td的开始(时间t41)同时。此外，控制信号SU6的高电平时段的结束与死区时间段Td的结束(时间t42)同时。因而，在电力转换器100中，第一切换元件1U两端的电压V1U在死区时间段Td的结束(时间t42)之前变为零。因此，在电力转换器100中，当控制信号SU1在死区时间段Td的结束(时间t42)处从低电平变为高电平时，对第一切换元件1进行零电压软切换。
(3.2)在判断为两相谐振电流同时流动时要进行的操作
当判断为分别通过多个开关8中的两个开关8的谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50可以进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作。如本文所使用的，表述“当判断为分别通过多个开关8中的两个开关8的谐振电流同时流动时”是指已预先假定为分别通过两个开关8的谐振电流将同时流经谐振电感器L1的情形。
(3.2.1)判断谐振电流是否同时流动
在电力转换器100中，三相(即，U相、V相和W相)电压指令的相位彼此相差120度，但是两相电压指令的指令值每隔60度的电角度彼此接近，并且两相控制信号的占空比彼此接近(参考图2所示的区域A1、A2)。具体地，在图2所示的区域A1中，U相控制信号的占空比和V相控制信号的占空比变为约0.75。在图2所示的区域A2中，U相控制信号的占空比和V相控制信号的占空比变为约0.25。谐振电流的极性与电流iL1的极性相同。在区域A1中，谐振电流的极性为正。在区域A2中，谐振电流的极性为负。在区域A1中，在载波信号的一个周期时间内，要施加到第一IGBT 6U的控制信号SU6的高电平时段的开始(时间t1；参考图3)和要施加到第一IGBT 6V的控制信号SV6的高电平时段的开始(时间t5；参考图3)之间的时滞(timelag)变得如此短，以至于U相谐振电流和V相谐振电流可能同时流经谐振电感器L1。在电力转换器100中，区域A2中的谐振电流的方向与区域A1中的谐振电流的方向相反，但是U相谐振电流和V相谐振电流可能同时流经谐振电感器L1。
在假定多个谐振电容器9U、9V和9W中的各个谐振电容器的电容为C的情况下，如果U相电流和V相电流同时流经谐振电感器L1，则在等效电路中，具有谐振电容器9U和谐振电容器9V的组合电容(＝2×C)的电容器串联连接到谐振电感器L1。因而，在电力转换器100中，如果两相电流同时流经谐振电感器L1，则与单相电流流经谐振电感器L1的情形相比，包括谐振电感器L1的谐振电路的谐振频率改变。因此，电力转换器100可能无法进行零电压软切换。
(3.2.1.1)当对谐振电容器进行充电操作时
图3示出U相谐振电流和V相谐振电流彼此不重叠(即，不同时流动)的情形以及U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠(即，同时流动)的情形之间的示例性边界条件。将参考图3说明边界条件。
在电力转换器100中，如果控制信号SU1的高电平时段的开始(时间t3)和控制信号SV1的高电平时段的开始(时间t7)之间的时滞ΔT等于或大于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流不会彼此重叠。另一方面，如果时滞ΔT小于(Tau+Tav+Td)，则U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠。也就是说，在时滞ΔT的阈值被设置为(Tau+Tav+Td)的情况下，如果时滞ΔT小于该阈值，则控制器50假定与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10V的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，在考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Tav的误差的情况下，该阈值也可以被设置为甚至大于(Tau+Tav+Td)的值。可选地，控制器50还可以将针对时滞ΔT的阈值设置为例如与谐振半周期(在该实施例中，谐振半周期＝死区时间段Td)相同的值。在这种情况下，如果时滞ΔT小于死区时间段Td的长度，则控制器50假定与切换电路10U和10V的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。另外，用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的上述方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出相当于上述时滞的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用控制信号SU2的高电平时段的结束(时间t2)和控制信号SV2的高电平时段的结束(时间t6)之间的时滞。
在电力转换器100中，如果控制信号SU1的高电平时段的开始(时间t3)和控制信号SW1的高电平时段的开始(时间t11)之间的时滞等于或大于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流不会彼此重叠。另一方面，如果该时滞小于(Tau+Taw+Td)，则U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在针对时滞的阈值被设置为(Tau+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于该阈值，则控制器50假定与属于多个切换电路10的切换电路10U和切换电路10W的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，在考虑到附加时间Tau的误差和附加时间Taw的误差的情况下，阈值也可以被设置为甚至大于(Tau+Taw+Td)的值。此外，控制器50可以将针对时滞的阈值设置为与谐振半周期(在该实施例中，谐振半周期＝死区时间段Td)相同的值。在这种情况下，如果时滞小于死区时间段Td的长度，则控制器50假定与切换电路10U和10V的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。另外，用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的上述方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出相当于上述时滞的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用控制信号SU2的高电平时段的结束(时间t2)和控制信号SW2的高电平时段的结束(时间t10)之间的时滞。
在电力转换器100中，如果要施加到切换电路10V的第一切换元件1V的控制信号SV1的高电平时段的开始(时间t7)和要施加到切换电路10W的第一切换元件1W的控制信号SW1的高电平时段的开始(时间t11)之间的时滞等于或大于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流不会彼此重叠。另一方面，如果时滞小于(Tav+Taw+Td)，则V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠。也就是说，在针对时滞的阈值被设置为(Tav+Taw+Td)的情况下，如果时滞小于该阈值，则控制器50假定与属于多个切换电路10的切换电路10V和切换电路10W的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。注意，该阈值仅是示例，并且该阈值也可以被设置为任何其他值。例如，在考虑到附加时间Tav的误差和附加时间Taw的误差的情况下，阈值也可以被设置为甚至大于(Tav+Taw+Td)的值。此外，控制器50可以将针对时滞的阈值设置为与谐振半周期(在该实施例中，谐振半周期＝死区时间段Td)相同的值。在这种情况下，如果时滞小于死区时间段Td的长度，则控制器50假定与切换电路10V和10W的两相相对应的谐振电流将同时流经谐振电感器L1。另外，用于计算时滞以判断两相谐振电流是否同时流动的上述方法仅是示例。相反，也可以采用任何其他计算方法，只要可以计算出相当于上述时滞的时滞即可。例如，作为用于判断两相谐振电流是否同时流动的时滞，也可以使用控制信号SV2的高电平时段的结束(时间t6)和控制信号SW2的高电平时段的结束(时间t10)之间的时滞。
(3.2.1.2)当对谐振电容器进行放电操作时
当对谐振电容器9进行放电操作时，控制器50还可以使用与对谐振电容器9进行充电操作的情况下相同的时滞和阈值来判断两相谐振电流是否同时流动。
例如，如果控制信号SU2的高电平时段的开始和控制信号SV2的高电平时段的开始之间的时滞小于阈值(例如，Tau+Tav+Td)，则控制器50假定U相谐振电流和V相谐振电流将彼此重叠。
此外，如果控制信号SU2的高电平时段的开始和控制信号SW2的高电平时段的开始之间的时滞小于阈值(例如，Tau+Taw+Td)，则控制器50假定U相谐振电流和W相谐振电流将彼此重叠。
此外，如果控制信号SV2的高电平时段的开始和控制信号SW2的高电平时段的开始之间的时滞小于阈值(例如，Tav+Taw+Td)，则控制器50假定V相谐振电流和W相谐振电流将彼此重叠。
(3.2.2)第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作
(3.2.2.1)为了进行第一切换元件的软切换所进行的操作
控制器50通过使得两个开关8各自的控制信号的高电平时段能够与对应于连接到这两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10的死区时间段Td重叠预定时段，来进行第一控制操作。
控制器50通过根据流经AC负载RA1的负载电流确定多个开关8中的至少一个开关8的控制信号的高电平时段的开始，来进行第二控制操作。在这种情况下，控制器50通过根据分别流经属于多个AC端子41的连接到属于多个开关8的两个开关8的两个AC端子41的两相负载电流的合计值使这两个开关8的两个控制信号各自的高电平时段的开始发生偏移，来进行第二控制操作。在图9所示的示例中，根据流经AC端子41U的U相负载电流iU和流经AC端子41V的V相负载电流iV的合计值，使两个开关8的控制信号SU6、SV6各自的高电平时段的开始发生偏移。
控制器50可以通过使分别与属于多个切换电路10的连接到两个或多于两个开关8的两个或多于两个切换电路10相对应的死区时间段Td1、Td2比预定的死区时间段Td长附加时间Tad，来进行第三控制操作。预定的死区时间段Td是基本操作的情况下的死区时间段Td。
图9是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情况下如何操作的时序图。图10是示出电力转换器100在控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作或第三控制操作的情况下如何操作的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成谐振电路的一个谐振半周期的至少一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和两个谐振电容器9(例如，在该示例中为谐振电容器9U、9V)。在假定在谐振电路包括两个谐振电容器9的情形下(换句话说，在流经谐振电感器L1的电流iL1包括两相谐振电流的情形下)的谐振半周期是Tr2的情况下，谐振半周期Tr2是如下谐振周期的一半，该谐振周期是包括谐振电感器L1和两个谐振电容器9的谐振电路的谐振频率的倒数。如果谐振电路包括两个谐振电容器9，则谐振电路的谐振半周期Tr2由Tr2＝21/2×π×(L·C)1/2给出，其中L是谐振电感器L1的电感并且C是两个谐振电容器9中的各个谐振电容器9的电容。在图9所示的示例中，预定时段是谐振半周期Tr2的全部。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期Tr2的100％。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为两相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流在谐振电感器L1中将彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在图9所示的示例中，与图10所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1的高电平时段的开始和V相控制信号SV2的高电平时段的结束偏移(提前)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在根据第一实施例的电力转换器100中，第一步骤与控制器50所要进行的第一控制操作相对应。在图10所示的示例中，ΔT1是控制信号SU1的高电平时段的开始和控制信号SV1的高电平时段的开始之间的时滞，或者是控制信号SU2的高电平时段的结束和控制信号SV2的高电平时段的结束之间的时滞。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。仍可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2和V相控制信号SV1、SV2合计偏移ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值|iU+iV|相对应的附加时间Tad添加到分别与两相死区时间段Td(参见图10)相对应的两相开关8的控制信号SU6、SV6各自的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。在根据第一实施例的电力转换器100中，第二步骤与控制器50所要进行的第二控制操作相对应。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU6、SV6各自的高电平时段和死区时间段Td的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU6、SV6各自的高电平时段减去附加时间Tad并将剩余时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr2，并且将死区时间段Td改变为等于谐振电路的谐振半周期Tr2的死区时间段Td1。在根据第一实施例的电力转换器100中，第三步骤与控制器50所要进行的第三控制操作相对应。注意，控制信号SU6、SV6的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
在该电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则如图10所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未上升到Vd。也就是说，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V尚未完全充电。因此，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，第一切换元件1U、1V中的各个切换元件两端的电压尚未减少到零。结果，在电力转换器100中，通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V。
另一方面，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则如图9所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V上升到Vd。也就是说，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V被完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
注意，图10示出了在U相开关8的控制信号SU6和V相开关8的控制信号SV6彼此重叠的示例性情形下的各个控制信号SU1、SU2、SV1、SV2、SU6、SV6和其他物理量之间的关系。然而，这仅是示例，并且不应被解释为限制性的。相反，例如，无论V相和W相是否彼此重叠或者W相和U相是否彼此重叠，也可以通过使控制器50进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作来进行零电压软切换。图11示出在V相开关8的控制信号SV6和W相开关8的控制信号SW6彼此重叠的示例性情形下的各个控制信号SV1、SV2、SW1、SW2、SV6、SW6之间的示例性关系。
此外，如果判断为两相谐振电流彼此重叠，则两个开关8的两个控制信号需要至少部分地彼此重叠。在这种情况下，第一切换元件1的控制信号之间的时间关系和第二切换元件2的控制信号之间的时间关系都没有特别限制。例如，如图12所示，控制信号SV1的高电平时段的开始可以早于控制信号SU1的高电平时段的开始，并且控制信号SV6的高电平时段的开始可以早于控制信号SU6的高电平时段的开始。此外，如图13所示，控制信号SU1、SU2之间的死区时间段Td不必一定与控制信号SV1、SV2之间的死区时间段Td重叠，但是控制信号SU6、SV6各自的高电平时段可以部分地彼此重叠。
此外，在两相谐振电流彼此重叠的情形下，两相负载电流之间的极性和大小的关系不限于图2所示的示例的区域A1中的关系iU>iV>0，而是也可以是图14所示的示例的区域A1中的关系iU>0>iV。在这种情况下，例如，如图15所示，控制信号SU6和SV6彼此重叠并且两相谐振电流彼此重叠。
(3.2.2.2)为了进行第二切换元件的软切换所进行的操作
控制器50通过使得两个或多于两个开关8各自的控制信号的高电平时段与对应于属于多个切换电路10的分别连接到两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10的死区时间段Td(例如，参考图17)重叠预定时段，来进行第一控制操作。图16是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情况下如何操作的时序图。图17是示出电力转换器100在控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作或第三控制操作的情况下如何操作的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成谐振电路的一个谐振半周期Tr2的至少一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到两个开关8的两个谐振电容器9。谐振半周期Tr2由Tr2＝21/2×π×(L·C)1/2给出。在图16所示的示例中，预定时段是谐振半周期Tr2的全部。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期的长度的100％。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为谐振电流彼此重叠时，控制器5按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流将在谐振电感器L1中彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在图16所示的示例中，与图17所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1的高电平时段的结束和V相控制信号SV2的高电平时段的开始偏移(提前)ΔT1，来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在根据第一实施例的电力转换器100中，第一步骤与控制器50所要进行的第一控制操作相对应。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。仍可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2和V相控制信号SV1、SV2合计偏移ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值相对应的附加时间Tad添加到分别与两相死区时间段Td相对应的两相开关8的控制信号SU7、SV7各自的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。在根据第一实施例的电力转换器100中，第二步骤与控制器50所要进行的第二控制操作相对应。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU7、SV7各自的高电平时段和死区时间段Td的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU7、SV7各自的高电平时段减去附加时间Tad并将剩余时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr2，并且将死区时间段Td改变为等于谐振电路的谐振半周期Tr2的死区时间段Td1。在根据第一实施例的电力转换器100中，第三步骤与控制器50所要进行的第三控制操作相对应。注意，控制信号SU7、SV7的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
在该电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则如图17所示，在控制信号SU2、SV2从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未减少到零。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V的放电尚未完成。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第二切换元件2U、2V。
另一方面，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则如图16所示，在控制信号SU2、SV2从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V减少到零。也就是说，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则在与U相和V相中的各相相对应的死区时间段Td1的结束处，谐振电容器9U、9V的放电完成。因而，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则通过零电压软切换来切换第二切换元件2U、2V。
(3.3)当判断为三相谐振电流同时流动时要进行的操作
接下来，将参考图18说明控制器50在判断为分别通过属于多个开关8的三个开关8的谐振电流同时流经谐振电感器L1时如何操作。在判断为分别通过属于多个开关8的三个开关8的谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50进行第一控制操作。如本文所使用的，表述“在判断为分别通过属于多个开关8的三个开关8的谐振电流同时流动时”是指已预先假定分别通过三个开关8的谐振电流将同时流经谐振电感器L1的情形。假定在AC负载RA1的状态是轻负载并且iU＝0、iV＝0且iW＝0的情形下，三相谐振电流彼此重叠。例如，当AC负载RA1是电机时(特别是当电机正在低速运行时或者当电机的转速为零时(例如，当电机被锁定时))，出现这种状态。因而，例如，当电机的转速(例如，转数(rpm))小于转速阈值时，控制器50判断为三相谐振电流应同时流动。在这种情况下，例如，如果基于用于检测电机的转数的传感器装置(诸如编码器或分解器等)所提供的传感器信息通过计算所确定的转速或估计出的转速小于转速阈值，则控制器50判断为三相谐振电流应同时流动。
在假定多个谐振电容器9U、9V和9W中的各个谐振电容器的电容为C的情况下，如果U相电流、V相电流和W相电流同时流经谐振电感器L1，则在等效电路中，具有谐振电容器9U、谐振电容器9V和谐振电容器9W的组合电容(＝3×C)的电容器串联连接到谐振电感器L1。因而，在电力转换器100中，如果三相电流同时流经谐振电感器L1，则与单相电流流经谐振电感器L1的情形相比，包括谐振电感器L1的谐振电路的谐振频率改变。因此，电力转换器100可能无法进行零电压软切换。
(3.3.1)第一控制操作
(3.3.1.1)为了进行第一切换元件的软切换所进行的操作
控制器50通过使得三个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同属于多个切换电路10的分别连接到三个开关8的三个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td(例如，参考图19)重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图18是示出电力转换器100在其控制器50已进行第一控制操作的情形下如何操作的时序图。图19是示出电力转换器100在其控制器50不进行第一控制操作的情形下如何操作的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成谐振电路的一个谐振半周期的至少一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到三个开关8的三个谐振电容器9。在假定在谐振电路包括三个谐振电容器9的情形下(换句话说，在流经谐振电感器L1的电流iL1包括三相谐振电流的情形下)的谐振半周期是Tr3的情况下，谐振半周期Tr3是谐振周期的一半，该谐振周期是包括谐振电感器L1和三个谐振电容器9的谐振电路的谐振频率的倒数。如果谐振电路包括三个谐振电容器9，则谐振电路的谐振半周期Tr3由Tr3＝31/2×π×(L·C)1/2给出，其中L是谐振电感器L1的电感并且C是三个谐振电容器9中的各个谐振电容器9的电容。在图18所示的示例中，预定时段是谐振半周期Tr3的全部。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期的100％。
在进行第一控制操作时，控制器50使死区时间段Td2与谐振半周期Tr3一样长。因而，在进行第一控制操作时，控制器50将死区时间段Td2的长度设置为在基本操作的情况下的死区时间段Td的长度的31/2倍。另外，控制器50还不仅使谐振电流流经的三个开关8的第一IGBT 6U、6V、6W的控制信号SU6、SV6、SW6的高电平时段的各个开始彼此同步，而且使其高电平时段的各个结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
在判断为三相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤和第二步骤。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。在图18所示的示例中，与图19所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1的高电平时段的开始和V相控制信号SV2的高电平时段的结束发生偏移(提前)并且使W相控制信号SW1的高电平时段的开始和W相控制信号SW2的高电平时段的结束发生偏移(提前)，来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2以及W相控制信号SW1、SW2彼此同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。仍可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。又可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。
第二步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr3(＝31/2×π×(L·C)1/2)改变控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段和死区时间段Td。更具体地，控制器50将控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr3，并且将死区时间段Td设置为等于谐振电路的谐振半周期Tr3的死区时间段Td2。注意，如果负载电流iU＝0，负载电流iV＝0并且负载电流iW＝0，则控制器50将附加时间Tau、Tav、Taw各自设置为零。
在该电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作，则如图19所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W尚未上升到Vd。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V、9W尚未完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，第一切换元件1U、1V、1W中的各个第一切换元件两端的电压尚未减少到零。结果，在电力转换器100中，通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V、1W。
另一方面，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则如图18所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td2的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W上升到Vd。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td2的结束处，谐振电容器9U、9V、9W被完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V、1W。
此外，在判断为三相谐振电流彼此重叠的情形下，三相负载电流之间的极性和大小关系不限于图19所示的示例中的关系iU＝0、iV＝0且iW＝0，还可以是例如图20所示的关系iU>0>iV或例如图21所示的关系iW>iV>0>iU。
此外，三个开关8的三个控制信号需要至少部分地彼此重叠。在这种情况下，第一切换元件1的控制信号之间的时间关系和第二切换元件2的控制信号之间的关系都不受限制。例如，如图22所示，控制信号SV1的高电平时段的开始可以早于控制信号SU1的高电平时段的开始，控制信号SU1的高电平时段的开始可以早于控制信号SW1的高电平时段的开始，控制信号SV6的高电平时段的开始可以早于控制信号SU6的高电平时段的开始，并且控制信号SU6的高电平时段的开始可以早于控制信号SW6的高电平时段的开始。此外，如图23所示，控制信号SU1、SU2之间的死区时间段Td不必一定与控制信号SV1、SV2之间的死区时间段Td重叠，但是控制信号SU6、SV6、SW各自的高电平时段可以部分地彼此重叠。注意，在进行第一切换元件1的软切换的操作的情况下(即，在对谐振电容器9进行充电操作的情况下)，在三相谐振电流同时流动的情形下，当负载电流为正时以及当进行基本操作时，优选将附加时间Tau、Tav、Taw添加到与正负载电流流经的相相关联的开关8的高电平时段。
(3.3.1.2)为了进行第二切换元件的软切换所进行的操作
第一控制操作包括使得三个开关8各自的控制信号SU7、SV7、SW7的高电平时段能够与同三个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td2(例如，参考图24)重叠了预定时段。图24是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作的情况下如何操作的时序图。图25是示出电力转换器100在控制器50不进行第一控制操作的情况下如何操作的时序图。图24和图25各自示出在存在谐振电路包括谐振电容器9U、9V、9W的时段的情形下的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成如下谐振电路的一个谐振半周期Tr3的至少一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和三个谐振电容器9。谐振半周期Tr3由Tr3＝31/2×π×(L·C)1/2给出。在图24所示的示例中，预定时段是谐振半周期Tr3的全部。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期Tr3的100％。
在进行第一控制操作时，控制器50使死区时间段Td2与谐振半周期Tr3一样长。因而，在进行第一控制操作时，控制器50将死区时间段Td2的长度设置为在基本操作的情况下的死区时间段Td的长度的31/2倍。另外，控制器50不仅使三个第二IGBT 7U、7V、7W的控制信号SU7、SV7、SW7各自的高电平时段的开始彼此同步，还使其各自的高电平时段的结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为三相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤和第二步骤。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。在图24所示的示例中，与图25所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1的高电平时段的结束和V相控制信号SV2的高电平时段的开始发生偏移(提前)、并且使W相控制信号SW1的高电平时段的结束和W相控制信号SW2的高电平时段的开始发生偏移(提前)，来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。仍可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。又可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。
第二步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr3(＝31/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段和死区时间段Td。更具体地，控制器50将控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr3，并将死区时间段Td设置为等于谐振电路的谐振半周期Tr3的死区时间段Td2。注意，如果负载电流iU＝0，负载电流iV＝0并且负载电流iW＝0，则控制器50将附加时间Tau、Tav、Taw各自设置为零。
如果控制器50不进行第一控制操作，则如图25所示，在控制信号SU2、SV2、SW2从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W尚未减少到零。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V、9W尚未完全放电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作，则通过硬切换来切换第二切换元件2U，2V，2W。
另一方面，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则如图24所示，在控制信号SU2、SV2、SW2从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td2的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W减少到零。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则在死区时间段Td2的结束处，谐振电容器9U、9V、9W的放电完成。因而，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作，则通过软切换来切换第二切换元件2U、2V、2W。
(4)概括
在根据第一实施例的电力转换器100中，在判断为各自通过属于多个开关8的两个或多于两个开关8中的相应开关8的谐振电流同时流经谐振电感器L1时，控制器50可以进行第一控制操作和第二控制操作。第一控制操作包括使得两个或多于两个开关8中的各个开关8的控制信号的高电平时段能够与同属于多个切换电路10的连接到两个或多于两个开关8的两个或多于两个切换电路10中的各个切换电路10相关联的死区时间段(Td1，Td2)重叠了预定时段。第二控制操作包括通过流经连接到多个AC端子41的AC负载RA1的至少一个相的负载电流来确定多个开关8中的至少一个开关8的控制信号的高电平时段的开始。这使得电力转换器100能够更可靠地进行软切换。
另外，在根据第一实施例的电力转换器100中，预定时段是谐振半周期的全部。这使得根据第一实施例的电力转换器100能够更可靠地进行零电压软切换。
此外，在根据第一实施例的电力转换器100中，控制器50通过根据分别流经属于多个AC端子41的连接到两个或多于两个开关8的两个或多于两个AC端子41的两个或多于两个相的负载电流的合计量使多个开关8中的至少一个开关8的控制信号的高电平时段的开始发生偏移，来进行第二控制操作。这使得电力转换器100能够在死区时间段Td1、Td2的开始处开始产生谐振。
此外，在根据第一实施例的电力转换器100中，控制器50可以进行第三控制操作，该第三控制操作包括使与属于多个切换电路10的连接到两个或多于两个开关8的两个或多于两个切换电路10中的各个切换电路10相关联的死区时间段Td1、Td2比预定义死区时间段Td长附加时间Tad。这使得即使谐振半周期Tr2、Tr3长于死区时间段Td，电力转换器100也能够进行零电压软切换。
(第一变形例)
根据第一实施例的第一变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。
在根据第一变形例的电力转换器100中，当判断为两相谐振电流彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。在以下的说明中，将参考图26和其他附图来说明控制器50如何操作以进行第一切换元件1的软切换。
控制器50通过使两个或多于两个开关8各自的控制信号的高电平时段能够与同属于多个切换电路10的分别连接到两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td(例如，参考图26)重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图26是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作的情况下如何操作的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成如下谐振电路的一个谐振半周期Tr2的一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到两个开关8的两个谐振电容器9。在图26所示的示例中，预定时段占谐振半周期Tr2的60％。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期的长度的60％。
另外，控制器50不仅使谐振电流流经的两个开关8的第一IGBT 6的两个控制信号各自的高电平时段的开始彼此同步，而且使其各自的高电平时段的结束彼此同步。在图26所示的示例中，控制器50不仅使第一IGBT 6U、6V的控制信号SU6、SV6各自的高电平时段的开始彼此同步，而且使其各自的高电平时段的结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为两相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流将在谐振电感器L1中彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在图26所示的示例中，与图10所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(提前)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。第一步骤与控制器50所要进行的第一控制操作相对应。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。仍可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2和V相控制信号SV1、SV2合计偏移ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值相对应的附加时间Tad添加到分别与两相死区时间段Td相对应的两相开关8的控制信号SU6、SV6各自的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。第二步骤与控制器50所要进行的第二控制操作相对应。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU6、SV6各自的高电平时段的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU6、SV6各自的高电平时段减去附加时间Tad，并将剩余时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr2的60％。注意，控制信号SU6、SV6的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
在根据第一实施例的电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则如图10所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未上升到Vd。也就是说，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V尚未完全充电。因而，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则在死区时间段Td的结束处，第一切换元件1U、1V中的各个切换元件两端的电压不会减少到零，因此通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V。
另一方面，在根据第一变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则如图26所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V上升到更接近Vd的电压。也就是说，在根据第一变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则通过稍微不完全的软切换来切换第一切换元件1U、1V，但是与完全的硬切换相比，仍然可以降低损耗和噪声。
(第二变形例)
根据第一实施例的第二变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图27和其他附图来说明控制器50如何操作。
在根据第二变形例的电力转换器100中，在基本操作的情况下的谐振半周期是在基本操作的情况下的死区时间段Td的一半长，并且当判断为两相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得两个或多于两个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同属于多个切换电路10的分别连接到两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图27是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作的情况下如何操作的时序图。图28是示出电力转换器100在控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作的情况下如何操作的时序图。在该第二变形例中，在基本操作的情况下的谐振半周期是Td/2。如本文所使用的，预定时段是如下谐振电路的一个谐振半周期Tr2的全部，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到两个开关8的两个谐振电容器9。谐振半周期Tr2已被设置为满足下式：Tr2＝21/2×Td/2。在图27所示的示例中，谐振半周期Tr2的长度短于死区时间段Td的长度，并且控制信号SU6、SV6各自的除去了附加时间Tad的高电平时段与谐振半周期Tr2完全重叠。根据第二变形例，如果谐振半周期Tr2等于或短于在基本操作的情况下的死区时间段Td，则第一控制操作中不需要使死区时间段Td长于在基本操作的情况下的死区时间段Td。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流在谐振电感器L1中彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在图27所示的示例中，与图28所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1的高电平时段的开始和控制信号SV2的高电平时段的结束偏移(提前)ΔT1，来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。第一步骤与控制器50所要进行的第一控制操作相对应。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2的高电平时段偏移(推迟)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。仍可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2和V相控制信号SV1、SV2合计偏移ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值相对应的附加时间Tad添加到分别与两相死区时间段Td相对应的两相开关8的控制信号SU7、SV7各自的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。第二步骤与控制器50所要进行的第二控制操作相对应。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×Td/2)来改变控制信号SU7、SV7各自的高电平时段的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU7、SV7各自的高电平时段减去附加时间Tad，并将剩余时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr2。注意，控制信号SU7、SV7的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则如图28所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未上升到Vd。也就是说，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V尚未完全充电。因而，在根据第二变形例的电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V。
另一方面，在根据第二变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则如图27所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第一切换元件1U、1V两端的电压V1U、V1V减少到零。也就是说，在根据第二变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V被完全充电。因而，在根据第二变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
(第三变形例)
根据第一实施例的第三变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图29和其他附图来说明控制器50如何操作以进行第一切换元件1的软切换。
在根据第三变形例的电力转换器100中，在基本操作的情况下的谐振半周期是在基本操作的情况下的死区时间段Td的一半长，并且当判断为三相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得三个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同连接到三个开关8的三个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图29是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作的情况下如何操作的时序图。如本文所使用的，预定时段可以形成如下谐振电路的一个谐振半周期Tr3的一部分，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和三个谐振电容器9。在图29所示的示例中，预定时段占谐振半周期Tr2的60％。换句话说，预定时段的长度是谐振半周期Tr2的长度的60％。
另外，控制器50不仅使谐振电流流经的三个开关8的第一IGBT 6的三个控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的开始彼此同步，而且使其各自的高电平时段的结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为三相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤和第二步骤。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。在图29所示的示例中，与图19所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(提前)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)，来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。仍可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。又可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。
第二步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr3(＝31/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段和死区时间段Td。更具体地，控制器50针对控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段中的各个高电平时段，将与死区时间段Td重叠的控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的预定时段设置为谐振电路的谐振半周期Tr3的60％。注意，如果负载电流iU＝0、负载电流iV＝0并且负载电流iW＝0，则控制器50将附加时间Tau、Tav、Taw各自设置为零。
如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则如图19所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W尚未上升到Td。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V、9W尚未完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V、1W。
另一方面，在电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则如图29所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在U相、V相和W相中的各相的死区时间段Td的结束处)，第一切换元件1U、1V、1W两端的电压V1U、V1V、V1W上升到更接近Vd的电压。也就是说，在根据第三变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则通过稍微不完全的软切换来切换第一切换元件1U、1V，但是与完全的硬切换相比，仍然可以降低损耗和噪声。
(第四变形例)
根据第一实施例的第四变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图30和其他附图来说明控制器50如何操作以进行第一切换元件1的软切换。
在根据第四变形例的电力转换器100中，在基本操作的情况下的谐振半周期是在基本操作的情况下的死区时间段Td的一半长，并且当判断为三相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得三个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同连接到三个开关8的三个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图30是示出电力转换器100在其控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情形下如何操作的时序图。预定时段例如可以是包括谐振电感器L1和三个谐振电容器9的谐振电路的谐振半周期Tr3的全部。在图30所示的示例中，预定时段的长度是谐振半周期Tr3的100％。
另外，控制器50不仅使谐振电流流经的三个开关8的第一IGBT 6的三个控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的开始彼此同步，而且使其各自的高电平时段的结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为三相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。在图30所示的示例中，与图19所示的示例相比，在iU≠0、iV≠0、iW＝0且iU>0>iV的情形下，通过使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(提前)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)，来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2以及W相控制信号SW1、SW2彼此同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。仍可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。又可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。
第二步骤包括将控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的附加时间Tad改变为使用合计负载电流的值(例如，在图30所示的示例中为零)通过式Tad＝|iU+iV+iW|/V15计算出的值。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr3(＝31/2×π×(L·C)1/2)来改变控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段和死区时间段Td。更具体地，控制器50将控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr3，并且将死区时间段Td设置为等于谐振电路的谐振半周期Tr3的死区时间段Td2。
如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V1U、V1V、V1W尚未上升到Vd。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V、9W尚未完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V、1W。
另一方面，在根据第四变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则如图30所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在U相、V相和W相中的各相的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W上升到Vd。也就是说，在根据第四变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则可以通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
(第五变形例)
根据第一实施例的第五变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图31和其他附图来说明控制器50如何操作以进行第一切换元件1的软切换。
在根据第五变形例的电力转换器100中，在基本操作的情况下的谐振半周期是在基本操作的情况下的死区时间段Td的一半长，并且当判断为三相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得三个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同分别连接到三个开关8的三个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图31是示出电力转换器100在其控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作的情形下如何操作的时序图。图32是示出电力转换器100在其控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作的情形下如何操作的时序图。预定时段是例如包括谐振电感器L1和三个谐振电容器9的谐振电路的谐振半周期Tr3的全部。
另外，控制器50不仅使谐振电流流经的三个开关8的第一IGBT 6的三个控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的开始彼此同步，而且使其各自的高电平时段的结束彼此同步。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为三相谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤和第二步骤。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。在图31所示的示例中，与图32所示的示例相比，通过使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(提前)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)，来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。仍可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、并且使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。又可替代地，第一步骤还可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2各自的高电平时段偏移(推迟)、使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(推迟)并且使W相控制信号SW1、SW2各自的高电平时段偏移(提前)来使U相控制信号SU1、SU2、V相控制信号SV1、SV2和W相控制信号SW1、SW2彼此同步。
第二步骤包括将控制信号SU6、SV6、SW6各自的高电平时段的长度设置为谐振电路的谐振半周期Tr3(＝31/2×Td/2)。
在根据第五变形例的电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则如图32所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W尚未上升到Vd。也就是说，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则在与U相、V相和W相中的各相相对应的死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V、9W尚未完全充电。因而，在电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作和第二控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V、1W。
另一方面，在根据第五变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则如图31所示，在控制信号SU1、SV1、SW1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在U相、V相和W相中的各相的死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V、2W两端的电压V2U、V2V、V2W上升到Vd。因而，在根据第五变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作和第二控制操作，则可以通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
(第六变形例)
根据第一实施例的第六变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图33和图34以及其他附图来说明控制器50如何操作。
在电力转换器100中，当控制器50判断为两相谐振电流彼此重叠时，不必一定使两相开关8的控制信号的高电平时段彼此完全重叠。作为代替，如图33所示，例如，可以输出使两相开关8其中之一变为导通的控制信号SV6、SW6，直到流经谐振电感器L1的电流iL1达到作为两相负载电流的合计值的iV+iW为止。图33示出V相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的示例性情形。然而，这仅仅是示例并且不应被解释为限制性的。相同的陈述也适用于U相谐振电流和V相谐振电流彼此重叠的情形以及U相谐振电流和W相谐振电流彼此重叠的情形。
在根据第六变形例的电力转换器100中，当判断为两相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得两个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同分别连接到两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图34是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情况下如何操作的时序图。在该第六变形例中，在基本操作的情况下的谐振半周期在长度上等于死区时间段Td，并且预定时段是如下谐振电路的谐振半周期Tr2的全部，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到两个开关8的两个谐振电容器9。谐振半周期Tr2由式Tr2＝21/2×Td/2给出。在图34所示的示例中，死区时间段Td与谐振半周期Tr2一样长，并且控制信号SU6、SV6各自的高电平时段与整个谐振半周期Tr2完全重叠。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流将在谐振电感器L1中彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。在图34所示的示例中，通过使V相控制信号SV1、SV2各自的高电平时段偏移(提前)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2的高电平时段偏移(推迟)ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。仍可替代地，第一步骤可以包括通过使U相控制信号SU1、SU2和V相控制信号SV1、SV2合计偏移ΔT1来使U相控制信号SU1、SU2与V相控制信号SV1、SV2同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值相对应的附加时间Tad添加到U相开关8的控制信号SU6的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×Td)来改变控制信号SU6、SV6各自的高电平时段和死区时间段Td的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU6的高电平时段减去附加时间Tad，将剩余时段的长度设置为谐振半周期Tr2，将控制信号SV6的高电平时段的长度设置为谐振半周期Tr2，并且通过式Td1＝21/2×Td来确定死区时间段Td1。注意，控制信号SU6、SV6的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则如图10所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未上升到Vd。也就是说，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V尚未完全充电。因而，在根据第六变形例的电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V。
另一方面，在根据第六变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则如图34所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第一切换元件1U、1V两端的电压V1U、V1V变为零。也就是说，在根据第六变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V被完全充电。因此，在根据第六变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
(第七变形例)
根据第一实施例的第七变形例的电力转换器100具有与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)相同的电路配置，因此本文将省略其例示和说明。在以下的说明中，将参考图35和其他附图来说明控制器50如何操作。
在根据第七变形例的电力转换器100中，在基本操作的情况下的谐振半周期是在基本操作的情况下的死区时间段Td的一半长，并且当判断为两相谐振电流应彼此重叠时，控制器50以与根据第一实施例的控制器50部分不同的方式操作。
控制器50通过使得两个开关8的控制信号各自的高电平时段能够与同分别连接到两个开关8的两个切换电路10中的各个切换电路10相对应的死区时间段Td重叠了预定时段，来进行第一控制操作。图35是示出电力转换器100在控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作的情况下如何操作的时序图。在该第七变形例中，在基本操作的情况下的谐振半周期与死区时间段Td的一半一样长，并且预定时段是如下谐振电路的谐振半周期Tr2的全部，该谐振电路例如包括谐振电感器L1和分别连接到两个开关8的两个谐振电容器9。谐振半周期Tr2由式Tr2＝21/2×Td/2给出。在图35所示的示例中，谐振半周期Tr2在长度上比死区时间段Td短，控制信号SU6的除去了附加时间Tad的整个高电平时段与谐振半周期Tr2的全部完全重叠，并且控制信号SV6的整个高电平时段与谐振半周期Tr2的全部完全重叠。根据第七变形例，如果谐振半周期Tr2等于或短于在基本操作的情况下的死区时间段Td，则不需要在第一控制操作中使死区时间段Td长于在基本操作的情况下的死区时间段Td。
接下来，将进一步详细说明控制器50如何操作。
当判断为谐振电流彼此重叠时，控制器50按顺序进行第一步骤、第二步骤和第三步骤。在以下的说明中，将说明流经U相开关8U的谐振电流和流经V相开关8V的谐振电流将在谐振电感器L1中彼此重叠的情形作为示例。同样的陈述也适用于U相和W相的组合以及V相和W相的组合。
第一步骤包括使U相控制信号SU6和V相控制信号SV6各自的结束彼此同步。在图35所示的示例中，与图28所示的示例相比，通过使V相控制信号SV6的高电平时段偏移(提前)ΔT1，来使U相控制信号SU6与V相控制信号SV6同步。
第二步骤包括将与两相负载电流iU、iV的合计电流值相对应的附加时间Tad添加到U相开关8的控制信号SU6的高电平时段。更具体地，例如，控制器50使用电流传感器对负载电流iU、iV的各个检测结果或其信号处理值、或者负载电流iU、iV的估计值、已预先存储的谐振电感器L1的电感L以及再生电容器15处的电位V15的检测结果，通过式Tad＝L×|iU+iV|/V15来确定附加时间Tad。
第三步骤包括根据谐振电路的谐振半周期Tr2(＝21/2×Td)来改变控制信号SU6、SV6各自的高电平时段的长度。更具体地，控制器50从控制信号SU6的高电平时段减去附加时间Tad，将剩余时段的长度设置为谐振半周期Tr2，并将控制信号SV6的高电平时段的长度设置为谐振半周期Tr2。注意，控制信号SU6、SV6的结束可以与谐振半周期Tr2的结束同时，或者可以晚于谐振半周期Tr2的结束。
如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则如图28所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第二切换元件2U、2V两端的电压V2U、V2V尚未上升到Vd。也就是说，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V尚未完全充电。因而，在根据第七变形例的电力转换器100中，如果控制器50不进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作中的任何控制操作，则通过硬切换来切换第一切换元件1U、1V。
另一方面，在根据第七变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则如图35所示，在控制信号SU1、SV1从低电平时段转变到高电平时段的时间点处(即，在死区时间段Td的结束处)，第一切换元件1U、1V两端的电压V1U、V1V变为零。也就是说，在根据第七变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则在死区时间段Td的结束处，谐振电容器9U、9V被完全充电。因而，在根据第七变形例的电力转换器100中，如果控制器50已进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作，则通过零电压软切换来切换第一切换元件1U、1V。
(第八变形例)
将参考图36说明根据第一实施例的第八变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第八变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第八变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，其第一IGBT 6和第二IGBT 7反串联连接。在根据第八变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，第一IGBT 6的集电极端子和第二IGBT 7的集电极端子彼此连接，第一IGBT6的发射极端子连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的连接节点3，并且第二IGBT 7的发射极端子连接到公共连接节点25。另外，多个开关8中的各个开关8还包括反并联连接到第一IGBT 6的二极管61和反并联连接到第二IGBT 7的二极管71。
在根据第八变形例的电力转换器100A中，第一IGBT 6和第二IGBT 7中的每一个可以由MOSFET或双极晶体管来替换。在这种情况下，图36所示的二极管61和二极管71例如可以分别由替换元件的寄生二极管或内置在替换元件的一个芯片中的元件来替换。此外，在根据第一变形例的电力转换器100A中，二极管61和二极管71不必一定分别设置为第一IGBT6和第二IGBT 7的外部元件，而是也可以是内置在一个芯片中的元件。
(第九变形例)
将参考图37说明根据第一实施例的第九变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第十变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第九变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，其第一IGBT 6和第二IGBT 7反串联连接。在根据第九变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，第一IGBT 6的发射极端子和第二IGBT 7的发射极端子彼此连接，第一IGBT6的集电极端子连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的连接节点3，并且第二IGBT 7的集电极端子连接到公共连接节点25。另外，多个开关8中的各个开关8还包括反并联连接到第一IGBT 6的二极管61和反并联连接到第二IGBT 7的二极管71。
在根据第九变形例的电力转换器100A中，第一IGBT 6和第二IGBT 7中的每一个可以由MOSFET或双极晶体管来替换。在这种情况下，图37所示的二极管61和二极管71例如可以分别由替换元件的寄生二极管或内置在替换元件的一个芯片中的元件来替换。此外，在根据第九变形例的电力转换器100A中，二极管61和二极管71不必一定分别设置为第一IGBT6和第二IGBT 7的外部元件，而是也可以是内置在一个芯片中的元件。
(第十变形例)
将参考图38说明根据第一实施例的第十变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第十变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第十变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，第一MOSFET 6A和第二MOSFET 7A反串联连接。在根据第十变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，第一MOSFET 6A的漏极端子和第二MOSFET 7A的漏极端子彼此连接。另外，多个开关8中的各个开关8还包括反并联连接到第一MOSFET 6A的二极管61和反并联连接到第二MOSFET 7A的二极管71。在多个开关8中的各个开关8中，第二MOSFET 7A的源极端子连接到公共连接节点25。在多个开关8中的各个开关8中，第一MOSFET 6A的源极端子连接到与包括该第一MOSFET 6A的开关8相对应的切换电路10的连接节点3。控制信号SU6、SU7分别从控制器50施加到开关8U的第一MOSFET 6A和第二MOSFET 7A。控制信号SV6、SV7分别从控制器50施加到开关8V的第一MOSFET 6A和第二MOSFET 7A。控制信号SW6、SW7分别从控制器50施加到开关8W的第一MOSFET 6A和第二MOSFET 7A。
(第十一变形例)
将参考图39说明根据第一实施例的第十一变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第十一变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第十一变形例的电力转换器100A中，在多个开关8中的各个开关8中，二极管63串联连接到第一MOSFET 6A，并且二极管73串联连接到第二MOSFET 7A。在根据第十一变形例的电力转换器100A中，第一MOSFET 6A和二极管63的串联电路以及第二MOSFET 7A和二极管73的串联电路彼此反并联连接。
(第十二变形例)
将参考图40说明根据第一实施例的第十二变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第十二变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第十二变形例的电力转换器100A中，多个开关8中的各个开关8包括：MOSFET 80；二极管83，其反并联连接到MOSFET 80；两个二极管84、85的串联电路，其反并联连接到MOSFET 80；以及两个二极管86、87的串联电路，其反并联连接到MOSFET 80。在多个开关8中的各个开关8中，开关8中的二极管84、85之间的连接节点(即，开关8的第一端子81)连接到多个切换电路10中的相应切换电路10的连接节点3，并且二极管86、87之间的连接节点(即，开关8的第二端子82)连接到公共连接节点25。在各个开关8中，当MOSFET 80导通时，开关8导通。另一方面，当MOSFET 80关断时，开关8关断。
多个开关8的MOSFET 80由控制器50控制。控制器50输出用于控制开关8U的MOSFET80的导通/关断状态的控制信号SU8、用于控制开关8V的MOSFET 80的导通/关断状态的控制信号SV8以及用于控制开关8W的MOSFET 80的导通/关断状态的控制信号SW8。
在各个开关8中，当其MOSFET 80导通时，由包括谐振电感器L1和谐振电容器9的谐振电路产生的谐振电流流动。在电力转换器100A中，当多个开关8中的一个开关8导通时，包括谐振电流的充电电流沿着按顺序通过再生电容器15、谐振电感器L1、二极管86、MOSFET80、二极管85和谐振电容器9的路径流动。此外，在电力转换器100A中，当多个开关8中的一个开关8导通时，包括谐振电流的放电电流沿着按顺序通过谐振电容器9、二极管84、MOSFET80、二极管87、谐振电感器L1和再生电容器15的路径流动。
在根据第十二变形例的电力转换器100A中，多个MOSFET 80中的各个MOSFET 80可以由IGBT来替换。此外，在根据第十二变形例的电力转换器100A中，多个开关8中的各个开关8例如可以包括双极晶体管或GaN基栅极注入晶体管(GIT)来代替MOSFET 80。
(第十三变形例)
将参考图41说明根据第一实施例的第十三变形例的电力转换器100A。在以下的说明中，根据第一实施例的第十三变形例的电力转换器100A中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
在根据第十三变形例的电力转换器100A中，多个开关8中的各个开关8是包括第一源极端子、第一栅极端子、第二栅极端子和第二源极端子的双栅极GaN基GIT。在根据第十三变形例的电力转换器100A中，控制信号SU6被施加到用作开关8U的双栅极GaN基GIT的第一栅极端子和第一源极端子之间，并且控制信号SU7被施加到该双栅极GaN基GIT的第二栅极端子和第二源极端子之间。另外，控制信号SV6被施加到用作开关8V的双栅极GaN基GIT的第一栅极端子和第一源极端子之间，并且控制信号SV7被施加到该双栅极GaN基GIT的第二栅极端子和第二源极端子之间。此外，控制信号SW6被施加到用作开关8W的双栅极GaN基GIT的第一栅极端子和第一源极端子之间，并且控制信号SW7被施加到该双栅极GaN基GIT的第二栅极端子和第二源极端子之间。
(第二实施例)
将参考图42说明根据第二实施例的电力转换器100B。根据第二实施例的电力转换器100B还包括连接在谐振电感器L1的第二端子和第一DC端子31之间的电容器16，这是与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的差异。在以下的说明中，根据第二实施例的电力转换器100B中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
电力转换器100B不包括根据第一实施例的电力转换器100中的电容器C10。电容器16串联连接到再生电容器15。因而，在该电力转换器100B中，电容器16和再生电容器15的串联电路连接在第一DC端子31和第二DC端子32之间。电容器16的电容与再生电容器15的电容相同。如本文使用的，表述“电容器16的电容与再生电容器15的电容相同”不仅是指电容器16的电容完全等于再生电容器15的电容的情形，而且是指电容器16的电容等于或大于再生电容器15的电容的95％且等于或小于该再生电容器15的电容的105％的情形。
在根据第二实施例的电力转换器100B中，再生电容器15的第四端子154处的电位V15具有通过将DC电源E1的电压值Vd除以作为电容器(即，电容器16和再生电容器15)的数量的2所计算出的值。因而，再生电容器15的第四端子154处的电位V15是Vd/2。在根据第二实施例的电力转换器100B中，控制器50可以预先存储再生电容器15的第四端子154处的电位V15的值。
与根据第一实施例的电力转换器100的控制器50同样地，根据第二实施例的电力转换器100B的控制器50进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作。因而，与根据第一实施例的电力转换器100同样地，根据第二实施例的电力转换器100B可以对多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件进行零电压软切换。
(第三实施例)
将参考图43说明根据第三实施例的电力转换器100C。在根据第三实施例的电力转换器100C中，再生电容器15连接在谐振电感器L1的第二端子和第一DC端子31之间，这是与根据第一实施例的电力转换器100(参考图1)的差异。在以下的说明中，根据该第三实施例的电力转换器100C中的具有与上述的根据第一实施例的电力转换器100的对应部分相同的功能的任何构成元件将由与该对应部分的附图标记相同的附图标记来指定，并且本文将省略其说明。
与根据第一实施例的电力转换器100的控制器50同样地，根据第三实施例的电力转换器100C的控制器50进行第一控制操作、第二控制操作和第三控制操作。因而，与根据第一实施例的电力转换器100同样地，根据第三实施例的电力转换器100C可以更可靠地进行软切换。
(其他变形例)
注意，上述第一实施例至第三实施例及其变形例仅是本公开的各种实施例中的示例性实施例及其变形例，并且不应被解释为限制性的。相反，可以在不脱离本公开的范围的情况下根据设计选择或任何其他因素容易地以各种方式修改第一示例性实施例至第三示例性实施例及其变形例。
控制器50所进行的用于“判断为多个谐振电流同时流动”的操作不限于在时滞小于阈值的情况下“判断为多个谐振电流同时流动”的操作以及在电机的转速小于转速阈值的情况下“判断为三相谐振电流同时流动”的操作。
例如，如果与U相相对应的控制信号的高电平时段的开始和与V相相对应的控制信号的高电平时段的开始之间的时滞、与V相相对应的控制信号的高电平时段的开始和与W相相对应的控制信号的高电平时段的开始之间的时滞、以及与W相相对应的控制信号的高电平时段的开始和与U相相对应的控制信号的高电平时段的开始之间的时滞都小于阈值，则控制器50可以判断为三相谐振电流同时流动。
可替代地，如果U相负载电流iU和V相负载电流iV之间的电流差、V相负载电流iV和W相负载电流iW之间的电流差以及W相负载电流iW和U相负载电流iU之间的电流差中的任一个电流差小于电流差阈值，则控制器50可以判断为两相谐振电流同时流动。
仍可替代地，如果U相负载电流iU和V相负载电流iV之间的电流差、V相负载电流iV和W相负载电流iW之间的电流差以及W相负载电流iW和U相负载电流iU之间的电流差都小于电流差阈值，则控制器50可以判断为三相谐振电流同时流动。
又可替代地，如果基于用于检测电机的转数的传感器装置(诸如编码器或分解器等)所提供的传感器信息通过计算而确定的电角度或估计出的电角度落在第一旋转角度范围(例如，等于或大于55度且等于或小于65度)或第二旋转角度范围(例如，等于或大于115度且等于或小于125度)或第三旋转角度范围(例如，等于或大于175度且等于或小于185度)或第四旋转角度范围(例如，等于或大于235度且等于或小于245度)或第五旋转角度范围(例如，等于或大于295度且等于或小于305度)或第六旋转角度范围(例如，等于或大于355度且等于或小于365度)内，则控制器50可以判断为“两相谐振电流同时流动”。
例如，多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件不必一定是IGBT，也可以是MOSFET。在这种情况下，多个第一二极管4中的各个第一二极管4例如也可以由用作其相应的第一切换元件1的MOSFET的寄生二极管来替换。另外，多个第二二极管5中的各个第二二极管5例如也可以由用作其相应的第二切换元件2的MOSFET的寄生二极管来替换。MOSFET例如可以是Si基MOSFET或SiC基MOSFET。多个第一切换元件1和多个第二切换元件2中的各个切换元件例如也可以是双极晶体管或GaN基GIT。
可选地，在电力转换器100、100A、100B、100C中，如果多个谐振电容器9中的各个谐振电容器9具有相对小的电容，则多个第二切换元件2两端的的寄生电容器也可以用作多个谐振电容器9，来代替将多个谐振电容器9设置为单独的元件。
例如，根据除第一实施例之外的第二实施例和第三实施例的多个开关8中的各个开关8可以具有图36至图41所示的示例性替代配置中的任何示例性替代配置。
此外，死区时间段Td的长度不必一定设置为与一个谐振半周期一样长，也可以设置为与一个谐振半周期不同。然而，在任何情况下，死区时间段Td的结束优选与谐振半周期的结束一致。
死区时间段Td也可以由与控制器50分开设置的栅极驱动器集成电路(IC)中所包括的死区时间发生器电路来设置。可替代地，控制器50可以包括栅极驱动器IC，并且栅极驱动器IC中所包括的死区时间发生器电路可以设置死区时间段Td。
此外，电力转换器100、100A、100B、100C不必一定被配置为输出三相AC电力，也可以被配置为输出多于三相的多相AC电力。
(各方面)
前面的说明提供了本公开的以下方面的具体实现。
根据第一方面的电力转换器(100；100A；100B；100C)包括第一DC端子(31)和第二DC端子(32)、电力转换电路(11)、多个AC端子(41)、多个开关(8)、多个谐振电容器(9)、谐振电感器(L1)、再生电容器(15)和控制器(50)。电力转换电路(11)包括多个第一切换元件(1)和多个第二切换元件(2)。在电力转换电路(11)中，多个切换电路(10)彼此并联连接，在这多个切换电路(10)中的各个切换电路中，多个第一切换元件(1)中的一个第一切换元件(1)和多个第二切换元件(2)中的相应第二切换元件(2)一对一地串联连接。在电力转换电路(11)中，多个第一切换元件(1)连接到第一DC端子(31)，并且多个第二切换元件(2)连接到第二DC端子(32)。多个AC端子(41)是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个AC端子(41)中的各个AC端子连接到多个切换电路(10)中的相应切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)是针对多个切换电路(10)一对一地设置的。多个开关(8)中的各个开关的第一端子(81)连接到多个切换电路(10)中的相应切换电路的第一切换元件(1)和第二切换元件(2)之间的连接节点(3)。多个开关(8)各自的第二端子(82)共同连接到公共连接节点(25)。多个谐振电容器(9)是针对多个开关(8)一对一地设置的。多个谐振电容器(9)中的各个谐振电容器连接在多个开关(8)中的相应开关的第一端子(81)和第二DC端子(32)之间。谐振电感器(L1)具有第一端子和第二端子。在谐振电感器(L1)中，谐振电感器(L1)的第一端子连接到公共连接节点(25)。再生电容器(15)具有第三端子(153)和第四端子(154)。在再生电容器(15)中，再生电容器(15)的第三端子(153)连接到第一DC端子(31)或第二DC端子(32)。控制器(50)向多个第一切换元件(1)、多个第二切换元件(2)和多个开关(8)中的每一个施加具有在高电平和低电平之间交替的电位的控制信号。当判断为各自通过属于多个开关(8)的两个或多于两个开关(8)中的相应开关的谐振电流同时流经谐振电感器(L1)时，控制器(50)可以进行第一控制操作和第二控制操作。第一控制操作包括使得两个或多于两个开关(8)中的各个开关的控制信号的高电平时段能够与同属于多个切换电路(10)的分别连接到两个或多于两个开关(8)的两个或多于两个切换电路(10)中的各个切换电路相关联的死区时间段(Td)重叠了预定时段。第二控制操作包括通过流经连接到多个AC端子(41)的AC负载(RA1)的至少一个相的负载电流来确定多个开关(8)中的至少一个开关的控制信号的高电平时段的开始。
该方面使得能够更可靠地进行软切换。
在可以结合第一方面来实现的根据第二方面的电力转换器(100；100A；100B；100C)中，预定时段形成谐振电路的谐振半周期(Tr2，Tr3)的至少一部分。谐振电路包括谐振电感器(L1)以及谐振电容器(9)中的两个或多于两个谐振电容器(9)。谐振电容器(9)中的两个或多于两个谐振电容器(9)中的各个谐振电容器连接到两个或多于两个开关(8)中的相应开关。
在可以结合第二方面来实现的根据第三方面的电力转换器(100；100A；100B；100C)中，预定时段是谐振半周期(Tr2，Tr3)的全部。
该方面使得能够更可靠地进行零电压软切换。
在可以结合第一方面至第三方面中的任一方面来实现的根据第四方面的电力转换器(100；100A；100B；100C)中，控制器(50)通过根据分别流经属于多个AC端子(41)的分别连接到两个或多于两个开关(8)的两个或多于两个AC端子(41)的两个或多于两个相的负载电流的合计量使多个开关(8)中的一个开关的控制信号的高电平时段的开始发生偏移，来进行第二控制操作。
该方面使得能够在死区时间段(Td1，Td2)的开始处开始产生谐振。
在可以结合第一方面至第四方面中的任一方面来实现的根据第五方面的电力转换器(100；100A；100B；100C)中，控制器(50)可以进行第三控制操作，该第三控制操作包括使与属于多个切换电路(10)的分别连接到两个或多于两个开关(8)的两个或多于两个切换电路(10)中的各个切换电路相关联的死区时间段(Td1，Td2)比预定义死区时间段(Td)长附加时间(Tad)。
该方面使得即使谐振半周期(Tr2，Tr3)长于死区时间段(Td)也能够进行零电压软切换。
附图标记说明
1第一切换元件
2第二开关元件
3连接节点
8开关
81第一端子
82第二端子
9谐振电容器
10切换电路
11电力转换电路
15再生电容器
153 第三端子
154 第四端子
25公共连接节点
31第一DC端子
32第二DC端子
41AC端子
50控制器
100、100A、100B、100C电力转换器
iU、iV、iW输出电流(负载电流)
L1谐振电感器
RA1 AC负载
Tad附加时间
Td死区时间段
Td1 死区时间段
Td2 死区时间段
Tr2 谐振半周期
Tr3 谐振半周期

Claims (5)

1.一种电力转换器，包括：
第一DC端子和第二DC端子；
电力转换电路，其包括多个第一切换元件和多个第二切换元件，所述电力转换电路被实现为多个切换电路的并联连接，在所述多个切换电路中的各个切换电路中，所述多个第一切换元件中的一个第一切换元件和所述多个第二切换元件中的相应第二切换元件一对一地串联连接，所述多个第一切换元件连接到所述第一DC端子，所述多个第二切换元件连接到所述第二DC端子；
多个AC端子，其是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个AC端子中的各个AC端子连接到所述多个切换电路中的相应切换电路的所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的连接节点；
多个开关，其是针对所述多个切换电路一对一地设置的，所述多个开关中的各个开关的第一端子连接到所述多个切换电路中的相应切换电路的所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的连接节点，所述多个开关各自的第二端子共同连接到公共连接节点；
多个谐振电容器，是针对所述多个开关一对一地设置的，所述多个谐振电容器中的各个谐振电容器连接在所述多个开关中的相应开关的所述第一端子与所述第二DC端子之间；
谐振电感器，其具有第一端子和第二端子，所述谐振电感器的第一端子连接到所述公共连接节点；
再生电容器，其具有第三端子和第四端子，所述再生电容器的第三端子连接到所述第一DC端子或所述第二DC端子；以及
控制器，其被配置为向所述多个第一切换元件、所述多个第二切换元件和所述多个开关中的每一个施加具有在高电平和低电平之间交替的电位的控制信号，
其中，所述控制器能够在判断为各自通过属于所述多个开关的两个或多于两个开关中的相应开关的谐振电流同时流经所述谐振电感器时，进行第一控制操作和第二控制操作，
所述第一控制操作用于使得所述两个或多于两个开关中的各个开关的控制信号的高电平时段能够与死区时间段重叠了预定时段，所述死区时间段与属于所述多个切换电路的分别连接到所述两个或多于两个开关的两个或多于两个切换电路中的各个切换电路相关联，以及
所述第二控制操作用于通过流经连接到所述多个AC端子的AC负载的至少一个相的负载电流来确定所述多个开关中的至少一个开关的控制信号的高电平时段的开始。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，
所述预定时段形成谐振电路的谐振半周期的至少一部分，所述谐振电路包括所述谐振电感器以及所述谐振电容器中的两个或多于两个谐振电容器，所述谐振电容器中的所述两个或多于两个谐振电容器中的各个谐振电容器连接到所述两个或多于两个开关中的相应开关。
3.根据权利要求2所述的电力转换器，其中，
所述预定时段是所述谐振半周期的全部。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换器，其中，
所述控制器被配置为通过根据合计量使所述多个开关中的一个开关的控制信号的高电平时段的开始发生偏移，来进行所述第二控制操作，所述合计量是分别流经属于所述多个AC端子的分别连接到所述两个或多于两个开关的两个或多于两个AC端子的两个或多于两个相的负载电流的合计量。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换器，其中，
所述控制器能够进行第三控制操作，所述第三控制操作用于使死区时间段比预定义死区时间段长附加时间，所述死区时间段与属于所述多个切换电路的分别连接到所述两个或多于两个开关的所述两个或多于两个切换电路中的各个切换电路相关联。
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