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CN119109340A - 一种能量交替复位的模块化多电平变换器 - Google Patents

一种能量交替复位的模块化多电平变换器 Download PDF

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CN119109340A
CN119109340A CN202411007027.3A CN202411007027A CN119109340A CN 119109340 A CN119109340 A CN 119109340A CN 202411007027 A CN202411007027 A CN 202411007027A CN 119109340 A CN119109340 A CN 119109340A
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phase
sub
bridge arm
semiconductor switch
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CN202411007027.3A
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郑琼林
邵天骢
康骞
杨晓峰
李虹
李凯
游小杰
孙湖
白智同
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Beijing Jiaotong University
Original Assignee
Beijing Jiaotong University
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Publication date
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Abstract

本发明提供一种能量交替复位的模块化多电平变换器EAR‑MMC，由至少两相电路组成，每相电路的相桥臂由两个子模块串和连接子模块串的两个并联半导体开关串构成，其中：两个子模块串的外侧端分别连接到直流母线的正负端；第一个半导体开关串的中点连接到交流端；第二个半导体开关串的中点通过交流电感连接到其他相桥臂的第二个半导体开关串的中点。EAR‑MMC每相电路的相桥臂通过对所述相桥臂的半导体开关串两侧的开关器件进行开关切换，控制在所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在交流电压的正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位。同等条件下，EAR‑MMC所需的子模块数量和全控器件数量只需MMC的50%，有利于柔性直流输电（VSC‑HVDC）等系统的小型化和轻量化设计。

Description

一种能量交替复位的模块化多电平变换器
技术领域
本发明涉及多电平变换器领域，具体涉及一种能量交替复位的模块化多电平变换器。
背景技术
MMC (Modular Multilevel Converter，模块化多电平变换器)自2003年发明以来，由于开关器件承受电压变化小，且可以不同时开通和关断，因此消除了两电平高压变换器所必须的开关器件同时开通和关断的动态均压难题。同时，MMC具有模块化结构，易于向高电平拓展，因此MMC在高压领域得到广泛应用。
由于MMC的相桥臂全部由子模块级联而成，在工作时需动态50%的子模块电容接入到直流通路起到直流支撑电容作用、另50%的子模块电容切除掉处于旁路状态，才能获得交流端的“整形”正弦输出电压。因此，构成MMC相桥臂中上下桥臂子模块串所需要的级联子模块数量很多，这些数量的子模块直流侧电压之和是直流侧电压的2倍。正是相桥臂中50%动态冗余的子模块数量导致了MMC装置体积大、质量重和成本高等不足。
随着新能源产业的快速发展，大规模新能源直流并网应用呈现爆发式增长，尤其是海上风电经外送并网的需求，对多电平变换器减小体积、减轻重量和降低成本等方面提出了更高的要求。
发明内容
本发明提供一种能量交替复位的模块化多电平变换器，用以解决现有技术中构成MMC相桥臂中上下桥臂子模块串所需要的级联子模块数量多导致的MMC装置体积大、质量重和成本高的缺陷，减小多电平变换器体积和重量，降低成本。
本发明提供一种能量交替复位的模块化多电平变换器，所述多电平变换器由至少两相电路组成，每相电路的相桥臂均由两个子模块串和连接所述子模块串的两个并联半导体开关串构成，其中，与所述相桥臂的上桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的正极端；与所述相桥臂的下桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的负极端；所述半导体开关串包括第一半导体开关串和第二半导体开关串，第一半导体开关串的中点连接到交流端；第二半导体开关串的中点通过交流电感连接到其他相桥臂的第二个半导体开关串的中点；所述第一半导体开关串用作交流端负载电流在上下桥臂子模块串中流通的切换工作，所述第二半导体开关串用作子模块串储能元件能量复位的复位电流切换工作；所述多电平变换器每相电路的相桥臂通过对所述相桥臂的半导体开关串两侧的开关器件进行开关切换，控制在所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在交流电压的正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位：在交流电压的正半周，所述相桥臂的上桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的下桥臂子模块串进行能量复位；在交流电压的负半周，所述相桥臂的下桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的上桥臂子模块串进行能量复位。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，所述子模块串由具有储能单元的半桥子模块和/或全桥子模块级联而成。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，当连接所述模块化多电平变换器的负载为阻性和容性时，所述半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联、半控晶闸管器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成；当连接所述模块化多电平变换器的负载为感性时，半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，在控制半导体开关串两侧开关器件开通和关断时，流经半导体开关串的电流在开关串中点两侧之一流进或流出中点；电流需从开关串中点的一侧切换到另一侧时，由开关串中点两侧的开关器件在零电压状态下进行开关切换。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位；所述相桥臂的子模块串在不参与交流端电压整形工作的半周内，经由所述第二半导体开关串和交流电感对自身储能元件的能量进行复位工作。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，所述相桥臂的子模块串在进行能量复位工作时，通过控制上下桥臂子模块串的开通保证至少一相桥臂的上桥臂子模块串的储能元件和至少一相桥臂的下桥臂子模块串的储能元件构成直流电压通路，以起到直流侧支撑电容作用。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，所述多电平变换器为三相变换器时，通过Y型连接方式或△型连接方式将交流电感连接到各所述相桥臂的各所述第二半导体开关串的中点。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，通过控制各所述子模块串和各所述半导体开关串，流经所述第二半导体开关串和所述交流电感的用于能量复位的复位电流，小于流经所述第一半导体开关串的交流端负载电流的三分之一。
根据本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，紧邻所述半导体开关串中点两侧的位置采用全控器件，并在这两个串联全控器件的两端并联吸收电容构成半桥电路形式，适应于当电流需从各所述半导体开关串中点的一侧切换到另一侧时，所述吸收电容用于吸收切换电流时所述全控器件上产生的瞬态过电压。
本发明提供的能量交替复位的模块化多电平变换器，由至少两相电路组成，每相电路的相桥臂均由两个子模块串和连接子模块串的两个并联半导体开关串构成，其中，与相桥臂的上桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的正极端；与相桥臂的下桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的负极端；半导体开关串包括第一半导体开关串和第二半导体开关串，第一半导体开关串的中点连接到交流端；第二半导体开关串的中点通过交流电感连接到其他相桥臂的第二个半导体开关串的中点；第一半导体开关串用作交流端负载电流在上下桥臂子模块串中流通的切换工作，第二半导体开关串用作子模块串储能元件能量复位的复位电流切换工作；多电平变换器用于通过对半导体开关串两侧的开关器件进行开关切换，控制相桥臂输出交流电压时的相桥臂两个子模块串分别在正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位：在正半基波周期，相桥臂的上桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，相桥臂的下桥臂子模块串进行能量复位；在负半基波周期，相桥臂的下桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，相桥臂的上桥臂子模块串进行能量复位。本发明可极大节省模块化多电平变换器及直流输电系统中子模块和器件的数量，有利于柔性直流输电等系统的小型化和轻量化设计，进而降低设计成本。
附图说明
为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的模块化多电平变换器的结构示意图。
图2是本发明实施例提供的半导体开关串的结构示意图之一。
图3是本发明实施例提供的半导体开关串的结构示意图之二。
图4是本发明实施例提供的半导体开关串的结构示意图之三。
图5是本发明实施例提供的半导体开关串的结构示意图之四。
图6是本发明实施例提供的子模块串的结构示意图之一。
图7是本发明实施例提供的子模块串的结构示意图之二。
图8是本发明实施例提供的子模块串的结构示意图之三。
图9是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之一。
图10是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之二。
图11是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之三。
图12是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之四。
图13是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之五。
图14是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之六。
图15是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之七。
图16是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之八。
图17是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之九。
图18是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之十。
图19是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之十一。
图20是实施例一中模块化多电平变换器的工作模态之十二。
图21是实施例一中子模块串进行能量复位工作并用作直流侧支撑电容时的工作原理图。
图22是实施例一中正负半周交流电感中产生的复位电流。
图23是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之一。
图24是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之二。
图25是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之三。
图26是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之四。
图27是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之五。
图28是实施例二中模块化多电平变换器的工作模态之六。
图29是实施例二中链式子模块单元进行能量复位工作并用作直流侧支撑电容时的工作原理图。
图30是实施例二中正负半周交流电感中产生的复位电流。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为解决MMC相桥臂中50%动态冗余的子模块数量导致的MMC装置体积大、质量重和成本高的问题，本发明提供了一种能量交替复位的模块化多电平变换器（EnergyAlternate Resetting Modular Multilevel Converter，简称EAR-MMC），同等条件下，EAR-MMC所需的子模块数量和全控器件数量只需MMC的50%，因此可用于柔性直流输电（VSC-HVDC）等系统的小型化和轻量化设计。
下面结合图1-图30描述本发明的模块化多电平变换器。
在本发明的一些可能的实施例中，多电平变换器EAR-MMC由至少两相电路组成，每相电路的相桥臂均由两个子模块串和连接所述子模块串的两个并联半导体开关串构成，其中，与所述相桥臂的上桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的正极端；与所述相桥臂的下桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的负极端；所述半导体开关串包括第一半导体开关串和第二半导体开关串，第一半导体开关串的中点连接到交流端；第二半导体开关串的中点通过交流电感连接到其他相桥臂的第二个半导体开关串的中点；所述第一半导体开关串用作交流端负载电流在上下桥臂子模块串中流通的切换工作，所述第二半导体开关串用作子模块串储能元件能量复位的复位电流切换工作；所述多电平变换器每相电路的相桥臂通过对所述相桥臂的半导体开关串两侧的开关器件进行开关切换，控制在所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在交流电压的正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位：在交流电压的正半周，所述相桥臂的上桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的下桥臂子模块串进行能量复位；在交流电压的负半周，所述相桥臂的下桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的上桥臂子模块串进行能量复位。
在一些可能的实施方案中，如图1所示，图1是本发明实施例提供的模块化多电平变换器的结构示意图之一，在本实施例中，EAR-MMC由j相（j=A，B，C）电路组成，每相电路的各相桥臂包括两个子模块串（Submodule Link，SML）、两个并联半导体开关串（Semiconductor Switch Link，SSL）和一个交流电感；其中两个子模块串分别为上桥臂子模块串SML jP 和下桥臂子模块串SML jN ；两个并联半导体开关串为第一个半导体开关串和第二个半导体开关串，第一个半导体开关串分为上桥臂第一半导体开关串SSL jP1和下桥臂第一半导体开关串SSL jN1，第二个半导体开关串分为上桥臂第二半导体开关串SSL jP2和下桥臂第二半导体开关串SSL jN2，为简便起见该图仅示出全控器件与半控晶闸管器件混合串联的典型半导体开关串构成方式；进行能量复位工作的交流电感为L j 。
在可能的实施例中，上桥臂子模块串SML jP 的外侧端12j连接到直流母线的正极端11P；下桥臂子模块串SML jN 的外侧端13j连接到直流母线的负极端11N。
在可能的实施例中，上桥臂子模块串SML jP 的另一端连接到第一连接点21j；下桥臂子模块串SML jN 的另一端连接到第二连接点22j。
在可能的实施例中，第一半导体开关串SSL jP1和第二半导体开关串SSL jP2的交点连接到第一连接点21j；第一半导体开关串SSL jN1和第二半导体开关串SSL jN2连接到第二连接点22j。
在可能的实施例中，第一半导体开关串SSL jP1和第一半导体开关串SSL jN1的交点为第三连接点23j，第三连接点23j作为交流端，所述交流端连接到交流电源或交流负载。
在可能的实施例中，第二半导体开关串SSL jP2和第二半导体开关串SSL jN2的交点为第四连接点24j。
在一些可能的实施方式中，EAR-MMC为三相变换器时，通过Y型连接方式或△型连接方式将交流电感连接到各所述相桥臂的各第二半导体开关串的中点。
具体地，仍参看图1，EAR-MMC为三相变换器时，交流电感L j 的一端与第四连接点24j相连；三个交流电感L j 的另一端连接在一起构成Y型连接，或三个交流电感L j 的另一端连接到其它相桥臂的24k（k=A，B，C，但k≠j）构成△型连接。
在上述实施例的基础上，半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件或半控晶闸管器件或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成。半导体开关串的结构示意图如图2-5所示。静态均压电阻并联在半导体开关两端，以保证半导体开关串处于断态时各半导体开关器件两端的电压基本相同。第一半导体开关串用作交流端负载电流在上下桥臂子模块串中流通的切换工作，第二半导体开关串用作子模块串储能元件能量复位的复位电流切换工作。两个半导体开关串的电流切换都发生在半导体开关串两端电压接近为零时。
也就是说，在控制半导体开关串两侧开关器件开通和关断时，流经半导体开关串的电流在开关串中点两侧之一流进或流出中点；电流需从开关串中点的一侧切换到另一侧时，由开关串中点两侧的开关器件在零电压状态下进行开关切换。
在可能的实施例中，当负载为阻性和容性时，半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联、半控晶闸管器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成；当负载为感性时，半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成。
具体来说，全控器件能够控制其开通和关断，半控晶闸管器件仅能够控制其开通而无法控制其关断。当半导体开关串全部为半控晶闸管器件构成时，只有开关串中电流小于半控晶闸管器件维持电流时才能自动关断。因此全部由半控晶闸管器件构成的开关串只能用于阻性和容性负载场合、不能用于感性负载场合。
在可能的实施例中，紧邻所述半导体开关串中点两侧的位置采用全控器件，并在这两个串联全控器件的两端并联吸收电容构成半桥电路形式，适应于当电流需从各所述半导体开关串中点的一侧切换到另一侧时，所述吸收电容用于吸收切换电流时所述全控器件上产生的瞬态过电压。
具体地，为适应各种不同负载情况，第一半导体开关串中的第三连接点23j和第二半导体开关串中的第四连接点24j两侧通常采用至少一个全控器件，半导体开关串的其余半导体开关则采用半控晶闸管器件，在图1所示的实施例中，第一半导体开关串和第二半导体开关串都在中点两侧各采用一个全控器件。
当第一半导体开关串SSL jP1和SSL jN1电流相互切换时，以及第二半导体开关串SSL jP2和SSL jN2电流相互切换时，全控器件快速关断使得电流快速下降且回路存在较大杂散电感，因此在第三连接点23j和第四连接点24j两侧的全控器件两端并联吸收电容C jS 构成半桥电路形式，用以吸收开关串回路中杂散电感的电磁能量，从而有效抑制全控器件两端的过电压。
通常吸收电容通过下式确定：
（1）
式中，C S 为吸收电容，L s 为杂散电感，I c 为全控器件截止电流，U p 为全控器件关断过电压峰值，U c 为全控器件断态期间承受的额定电压。
在上述实施例的基础上，子模块串由半桥子模块或全桥子模块或半桥子模块和全桥子模块混合级联而成，用作交流端电压的整形工作或联合交流电感进行能量复位工作。子模块串的结构示意图如图6-8所示。半桥子模块是指一个子模块储能单元与半桥形式布置的两个全控器件并联连接构成的两象限子模块；全桥子模块是指一个子模块储能单元与全桥形式布置的四个全控器件并联连接构成的四象限子模块。
在可能的实施例中，EAR-MMC的各相桥臂的两个子模块串分别用作交流端电压的正半周和负半周整形工作；各相桥臂的子模块串在不参与交流端电压整形工作的半周时间内，经由第二半导体开关串和交流电感对自身储能元件的能量进行复位工作。
在上述实施例的基础上，阐明EAR-MMC的工作原理与特点。
基于EAR-MMC变换器的拓扑结构，交流侧电压和电流为：
（2）
其中，U m 和I m 分别表示交流电压和交流电流的基频幅值，ωt表示工频角频率，φ表示功率因数角，φ j 表示三相电压初相位。为了描述交流电压与直流电压之间的关系，定义电压调制度m为：
（3）
根据基尔霍夫电压定律得出EAR-MMC上桥臂子模块串和下桥臂子模块串两端电压的表达式：
（4）
当交流侧输出电压为正半周期时，EAR-MMC相桥臂中的上桥臂子模块串为“整形”子模块串，用于交流端电压整形工作，通过第一半导体开关串通路输出交流侧所需要的电压和电流；相桥臂中的下桥臂子模块串为“复位”子模块串，不参与交流端电压整形工作，通过第二半导体开关串和交流电感构成通路，与其他相桥臂的“复位”子模块串联合进行子模块电容电压平衡的能量复位工作。当交流侧输出电压为负半周期时，EAR-MMC相桥臂中的下桥臂子模块串为“整形”子模块串，用于交流端电压整形工作，通过第一半导体开关串通路输出交流侧所需要的电压和电流；相桥臂中的上桥臂子模块串为“复位”子模块串，不参与交流端电压整形工作，通过第二半导体开关串和交流电感构成通路，与其他相桥臂中没有参与交流端电压整形工作的子模块串联合进行子模块电容电压平衡的能量复位工作。
各相桥臂子模块串在进行能量复位工作时，有至少一相桥臂的上桥臂子模块串的储能单元和至少一相桥臂的下桥臂子模块串的储能单元构成直流电压通路，且上下两个子模块串两端电压与直流侧电压相等，起到直流侧支撑电容作用。在可能的实施例中，各相桥臂的子模块串在进行能量复位工作时，通过控制上下桥臂子模块串的开通保证至少一相桥臂的上桥臂子模块串的储能元件和至少一相桥臂的下桥臂子模块串的储能元件构成直流电压通路，以起到直流侧支撑电容作用。
具体地，通过控制第一半导体开关串两侧开关串的导通和关断能够使交流端负载电流流经第一半导体开关串两侧之一，其电流流进或流出第一半导体开关串的中点；通过控制第二半导体开关串两侧开关串的导通和关断能够使参与能量复位工作的子模块串分别与交流电感连通以产生能量复位的复位电流，复位电流流进或流出第二半导体开关串的中点并流经第二半导体开关串两侧之一分别平衡上桥臂子模块电容电压或下桥臂子模块电容电压。
EAR-MMC各相上桥臂子模块串和下桥臂子模块串分别用作半个周期的交流端电压整形工作和半个周期电压平衡的能量复位工作，并在交流端电压过零处切换第一半导体开关串和第二半导体开关串两侧的开关串状态；因此，当交流端负载电流由第一半导体开关串中点一侧切换到另一侧时，第一半导体开关串中点两侧的开关器件是在零电压状态下进行的开关切换；当复位电流由第二半导体开关串中点一侧切换到另一侧时，第二半导体开关串中点两侧的开关器件是在零电压状态下进行的开关切换。综上分析，由于第一半导体开关串和第二半导体开关串两侧的开关器件是在零电压状态下进行的开关切换，因此半导体开关串的串联器件不需要动态均压措施，仅需要静态均压措施。
本发明专利所提出的能量交替复位模块化多电平变换器能够稳定运行的前提之一是子模块电容电压平衡，因此需要保证在一个基波周期内子模块电容增加的能量等于零。EAR-MMC各相交流端电压正半周期时上桥臂“整形”子模块串用于交流端电压波形整形期间所增加的能量为：
（5）
其中，T为基波周期。
为了使EAR-MMC变换器稳定运行，交流端电压负半周期时上桥臂“复位”子模块串通过第二半导体开关串与交流电感联合进行电压平衡的能量复位工作；若记交流端电压负半周期时上桥臂“复位”子模块串与交流电感联合进行电压平衡能量复位的工作区间为[t 1,t 2]，该区间不大于交流端电压正半周期的整个区间且不小于交流端电压正半周期区间的三分之二（即T/3≤t 2-t 1≤T/2），也即用于能量复位工作的区间在120°~180°之间，在此区间内上桥臂“复位”子模块串所减少的能量为：
（6）
根据能量平衡原理，应满足公式（5）与公式（6）相等，能够实现EAR-MMC子模块电容能量在一个基波周期内增加为零，进而实现了子模块电容电压平衡。
此外，通过比较式（5）和式（6），(U dc /2)大于(U dc /2-u j )且交流端电压负半周期进行能量复位的区间不大于交流端电压正半周期的整个区间且不小于交流端电压正半周期区间的三分之二，同时公式（5）和公式（6）相等，因此i jb 小于i j ，即流经第二半导体开关串和交流电感的复位电流小于流经第一半导体开关串的交流端负载电流。
下面将分为两个具体的实施例阐明本发明专利的工作原理和控制策略。
实施例一：
当A相交流端电压为正半周时，A相上桥臂子模块串SML AP 是“整形”子模块串——用于交流端电压整形工作，A相下桥臂子模块串SML AN 不参与交流端电压整形工作，是“复位”子模块串——通过A相第二半导体开关串SSL AN2和交流电感L A 联合进行电压平衡的能量复位工作；当A相交流端电压为负半周时，A相下桥臂子模块串SML AN 是“整形”子模块串——用于交流端电压整形工作，A相上桥臂子模块串SML AP 不参与交流端电压整形工作，是“复位”子模块串——通过A相第二半导体开关串SSL AP2和交流电感L A 联合进行电压平衡的能量复位工作。在该实施例当中，交流电感采用了Y型连接。
显然，A相子模块串、B相子模块串和C相子模块串各有一个“整形”子模块串用于交流端电压整形工作，各有一个“复位”子模块串进行电压平衡的复位工作。在进行“复位”工作的不同相桥臂的两个SML通过各自的第二SSL和交流电感构成直流电压通路，起到直流支撑电容作用，因此省去专门的直流侧串联电容支路。
表1为EAR-MMC实施例一控制策略，本发明EAR-MMC实施例一中各相上桥臂子模块串和下桥臂子模块串按照表1的控制策略进行。
表1
下面分阶段描述本发明变换器实施例一的工作模态。
模态I-I [0,π/6]：如图9所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。B相第二半导体开关串SSL BP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。A相第二半导体开关串关断，A相下桥臂子模块串SML AN 切除。
模态I-II [π/6,π/3]：如图10所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2和B相第二半导体开关串SSL BP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 和B相上桥臂子模块串SML BP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。C相第二半导体开关串关断，C相下桥臂子模块串SML CN 切除。
模态I-III [π/3,π/2]：如图11所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2和B相第二半导体开关串SSL BP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 和B相上桥臂子模块串SML BP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。C相第二半导体开关串关断，C相上桥臂子模块串SML CP 切除。
模态I-IV [π/2,2π/3]：如图12所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。B相第二半导体开关串关断，B相上桥臂子模块串SML BP 切除。
模态I-V [2π/3,5π/6]：如图13所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。B相第二半导体开关串关断，B相下桥臂子模块串SML BN 切除。
模态I-VI [5π/6,π]：如图14所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。B相第二半导体开关串SSL BN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。A相第二半导体开关串关断，A相下桥臂子模块串SML AN 切除。
模态I-VII [π,7π/6]：如图15所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。B相第二半导体开关串SSL BN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。A相第二半导体开关串关断，A相上桥臂子模块串SML AP 切除。
模态I-VIII [7π/6,4π/3]：如图16所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2和B相第二半导体开关串SSL BN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 和B相下桥臂子模块串SML BN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。C相第二半导体开关串关断，C相上桥臂子模块串SML CP 切除。
模态I-IX [4π/3,3π/2]：如图17所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2和B相第二半导体开关串SSL BN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 和B相下桥臂子模块串SML BN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。C相第二半导体开关串关断，C相下桥臂子模块串SML CN 切除。
模态I-X [3π/2,5π/3]：如图18所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。B相第二半导体开关串关断，B相下桥臂子模块串SML BN 切除。
模态I-XI [5π/3,11π/6]：如图19所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。B相第二半导体开关串关断，B相上桥臂子模块串SML BP 切除。
模态I-XII [11π/6,2π]：如图20所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。B相第二半导体开关串SSL BP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行能量复位工作。A相第二半导体开关串关断，A相上桥臂子模块串SML AP 切除。
由实施例一的各相上桥臂子模块串和下桥臂子模块串控制策略，得到实施例一各相第一半导体开关串和第二半导体开关串的控制策略，如表2所示。
表2
由实施例一各相的子模块串和半导体开关串的控制策略和模态知，A相、B相和C相各自第三连接点两侧的半导体开关串在一个基波周期内交替导通和关断180°,且导通状态和关断状态切换时各相的交流输出电压过零；A相、B相和C相各自第四连接点两侧的半导体开关串在一个基波周期内导通120°，且导通状态和关断状态切换时能够通过设置使半导体开关串两端电压为零；
因此，流经半导体开关串的电流在开关串中点两侧之一流进或流出中点；电流需从开关串中点的一侧切换到另一侧时，由开关串中点两侧的开关器件在零电压状态下进行开关切换；半导体开关串的串联器件不需要动态均压措施。
实施例一中，上桥臂和下桥臂各只有一个“复位”子模块串构成直流侧通路，每个“复位”子模块串起到的直流侧支撑电容范围为120°，如图21所示。
为了使本发明所提出的变换器能够正常稳定运行，子模块电容电压需要平衡，因此在一个基波周期内子模块电容增加的能量应该等于零。
根据模态I-I至模态I-VI和基尔霍夫定律，A相在基波的正半周期，交流侧输出的电压u A 为：
（7）
输出交流负载电流为：
（8）
上桥臂“整形”子模块串在正半周期的调制电压为：
（9）
因此在正半周期内上桥臂“整形”子模块串所增加的能量为：
（10）
为了使变换器稳定运行，根据模态I-VII至模态I-XII，在A相电压负半周期间，变换器下桥臂“整形”子模块串用于对A相电压负半周整形，而上桥臂“复位”子模块串在模态I-VIII至模态I-XI的(2/3)期间产生复位电流以抵消正半周期所增加的能量，即进行电压平衡的复位工作，同时子模块全部投入并联合B相或C相的第二半导体开关串和交流电感构成直流通路，起到直流侧电容支撑作用。若产生的复位电流为i Ab ，也就是流过A相电感的电流i LA ，则在A相电压负半周期间，复位电流i Ab 减少上桥臂子模块串的能量为：
（11）
根据能量守恒原则，应满足公式（10）与公式（11）相等，计算出上桥臂“复位”子模块串需要产生一个平均值为负的电流。此时上桥臂子模块串在一个基波周期内能量增加为零，子模块电容电压平衡。A相下桥臂与上桥臂原理相同。
以A相电感电流流入第二半导体开关串中点方向为参考方向，根据模态分析和能量复位原理，A相正半周期下桥臂“复位”子模块串SML AN 联合交流电感产生复位电流以减少上半个周期增加的能量，电感电流与下桥臂电流方向相同，因此正半周期A相电感产生平均值为负的电流。
A相负半周期上桥臂“复位”子模块串SML AP将流过复位电流以平衡上半个周期增加的能量，复位电流与上桥臂电流方向相反，以电感电流方向为参考方向，负半周期A相电感应产生平均值为正的复位电流，并且幅值与正半周期为负的复位电流的幅值应相等。
由以上分析和实施例一的模态可知，A相上桥臂或下桥臂的“复位”子模块串在进行电压平衡的能量复位工作且起到直流侧支撑电容作用时，半个周期内A相上桥臂或下桥臂导通120°且正负半周交流电感产生的复位电流平均值幅值相同。若复位电流即电感电流以方波的形式出现，如图22所示，则A相的复位电流为：
（12）
根据能量平衡原理，将式（6）改写为：
（13）
根据能量守恒原则，应满足公式（10）与公式（13）相等，通过计算得：
（14）
通过将交流电感产生的复位电流流过上桥臂或下桥臂的“复位”子模块串，并满足式（14），从而实现EAR-MMC子模块电容在一个基波周期内增加的能量为零，进而实现子模块电容电压平衡。
在柔性直流输电等应用场合，式（14）中的m一般都会高于0.85。把m=0.85代入式（14），得到：
（15）
因此第二半导体开关串流过的电流I b 总是小于第一半导体开关串流过的电流I m ，且前者一般都小于后者三分之一。
实施例二：
当A相交流端电压为正半周时，A相上桥臂子模块串SML AP 是“整形”子模块串——用于交流端电压整形工作，A相下桥臂子模块串SML AN 不参与交流端电压整形工作，是“复位”子模块串——通过A相第二半导体开关串SSL AN2和交流电感L A 联合进行电压平衡的能量复位工作；当A相交流端电压为负半周时，A相下桥臂子模块串SML AN 是“整形”子模块串——用于交流端电压整形工作，A相上桥臂子模块串SML AP 不参与交流端电压整形工作，是“复位”子模块串——通过A相第二半导体开关串SSL AP2和交流电感L A 联合进行电压平衡的能量复位工作。在该实施例当中，交流电感采用了Y型连接。
显然，A相子模块串、B相子模块串和C相子模块串各有一个“整形”子模块串用于交流端电压整形工作，各有一个“复位”子模块串进行电压平衡的复位工作。在进行电压平衡能量复位工作的三个SML通过各自的第二SSL和交流电感构成直流电压通路，起到直流支撑电容作用，因此省去专门的直流侧串联电容支路。
如表3所示，表3为本发明EAR-MMC实施例二的各相上桥臂子模块串和下桥臂子模块串控制策略。
表3
下面分阶段描述本发明变换器实施例二的工作模态。
模态II-I [0,π/3]：如图23所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2、B相第二半导体开关串SSL BP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
模态II-II [π/3,2π/3]：如图24所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、小于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2、B相第二半导体开关串SSL BP2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
模态II-III [2π/3,π]：如图25所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别大于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AP1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AN2、B相第二半导体开关串SSL BN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
模态II-IV [π,4π/3]：如图26所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和小于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CN1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2、B相第二半导体开关串SSL BN2和C相第二半导体开关串SSL CP2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
模态II-V [4π/3,5π/3]：如图27所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、大于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BP1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2、B相第二半导体开关串SSL BN2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
模态II-VI [5π/3,2π]：如图28所示，此阶段A相、B相和C相的调制输出电压分别小于零、小于零和大于零，A相第一半导体开关串SSL AN1、B相第一半导体开关串SSL BN1和C相第一半导体开关串SSL CP1导通，A相下桥臂子模块串SML AN 、B相下桥臂子模块串SML BN 和C相上桥臂子模块串SML CP 为“整形”子模块串，与交流侧连通用于建立交流端输出到交流电源或交流负载的所需电压和电流。A相第二半导体开关串SSL AP2、B相第二半导体开关串SSL BP2和C相第二半导体开关串SSL CN2导通，A相上桥臂子模块串SML AP 、B相上桥臂子模块串SML BP 和C相下桥臂子模块串SML CN 为“复位”子模块串，与各相交流电感相连并构成直流电压通路，子模块全部投入，起到直流侧支撑电容作用，同时其储能元件和交流电感联合产生复位电流进行电压平衡的能量复位工作。
由实施例二的各相上桥臂子模块串和下桥臂子模块串控制策略，得到实施例二各相第一半导体开关串和第二半导体开关串的控制策略，如表4所示，表4为实施例二各相第一半导体开关串和第二半导体开关串的控制策略。
表4
由实施例二各相的子模块串和半导体开关串的控制策略和模态知，A相、B相和C相各自第三连接点两侧的半导体开关串和第四连接点两侧的半导体开关串在一个基波周期内交替导通和关断180°，且导通状态和关断状态切换时各相的交流输出电压过零。
因此，流经半导体开关串的电流在开关串中点两侧之一流进或流出中点；电流需从开关串中点的一侧切换到另一侧时，由开关串中点两侧的开关器件在零电压状态下进行开关切换；半导体开关串的串联器件不需要动态均压措施。
与实施例一相同，为了使本发明所提出的变换器实施例二能够正常稳定运行，子模块电容电压需要平衡，因此在一个基波周期内子模块电容所增加的能量应该等于零。在正半周期内上桥臂子模块串所增加的能量仍然用公式（10）表示，实施例二与实施例一的区别在于复位电流产生的能量表达式。
由实施例二的模态知，各相上桥臂或下桥臂的子模块串在进行电压平衡的能量复位工作且起到直流侧支撑电容作用时，半个周期内各相上桥臂或下桥臂导通180°且正负半周交流电感产生的复位电流平均值幅值相同，即各相的“复位”子模块串全部投入，三个“复位”子模串共同兼做直流侧支撑电容，每个“复位”子模块串在每个基波周期内导通180°并起到直流支撑电容作用，如图29所示。
若复位电流以正弦波的形式出现，即交流电感产生的电流为正弦波，如图30所示，电感电流为：
（16）
根据能量平衡原理，将式（11）改写为：
（17）
根据能量守恒原则，应满足公式（10）与公式（17）相等，通过计算得：
（18）
实施例二通过将交流电感产生的复位电流流过上桥臂或下桥臂的“复位”子模块串，并满足式（18），实现本发明变换器子模块电容在一个基波周期增加的能量为零，进而实现子模块电容电压平衡。
在柔性直流输电等应用场合，式（18）中的m一般都会高于0.85。把m=0.85代入式（18），得到
（19）
因此第二半导体开关串流过的电流I b 总是小于第一半导体开关串流过的电流I m ，且前者一般都小于后者三分之一。
本发明提供的模块化多电平变换器及直流输电系统，通过子模块串和半导体开关串的混合连接构成模块化多电平变换器，实现上下桥臂能量交替复位，相比MMC，可节省50%子模块数量；且在上述两个实施例中表明，通过控制各子模块串和各半导体开关串，能使流经第二半导体开关串和交流电感的用于能量复位的复位电流，小于流经第一半导体开关串的交流端负载电流的三分之一。同时，为避免半导体开关串中的器件动态均压问题，本发明实施例中的半导体开关串工作在零电压开关状态；为使子模块电容的电压平衡控制更简单，本发明实施例中子模块串不存在各相桥臂之间的环流影响。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (9)

1.一种能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，所述多电平变换器由至少两相电路组成，每相电路的相桥臂均由两个子模块串和连接所述子模块串的两个并联半导体开关串构成，其中，与所述相桥臂的上桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的正极端；与所述相桥臂的下桥臂串联连接的子模块串的一端连接到直流母线的负极端；所述半导体开关串包括第一半导体开关串和第二半导体开关串，第一半导体开关串的中点连接到交流端；第二半导体开关串的中点通过交流电感连接到其他相桥臂的第二个半导体开关串的中点；所述第一半导体开关串用作交流端负载电流在上下桥臂子模块串中流通的切换工作，所述第二半导体开关串用作子模块串储能元件能量复位的复位电流切换工作；
所述多电平变换器每相电路的相桥臂通过对所述相桥臂的半导体开关串两侧的开关器件进行开关切换，控制在所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在交流电压的正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位：在交流电压的正半周，所述相桥臂的上桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的下桥臂子模块串进行能量复位；在交流电压的负半周，所述相桥臂的下桥臂子模块串对输出半波电压进行整形，所述相桥臂的上桥臂子模块串进行能量复位。
2.根据权利要求1所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，所述子模块串由具有储能单元的半桥子模块和/或全桥子模块级联而成。
3.根据权利要求1所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，当连接所述模块化多电平变换器的负载为阻性和容性时，所述半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联、半控晶闸管器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成；当连接所述模块化多电平变换器的负载为感性时，半导体开关串由具有静态均压电阻的全控器件串联或全控器件和半控晶闸管器件混合串联而成。
4.根据权利要求1所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，在控制半导体开关串两侧开关器件开通和关断时，流经半导体开关串的电流在开关串中点两侧之一流进或流出中点；电流需从开关串中点的一侧切换到另一侧时，由开关串中点两侧的开关器件在零电压状态下进行开关切换。
5.根据权利要求2所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，所述相桥臂输出交流电压时，所述相桥臂的两个子模块串分别在交流电压的正负半周交替进行交流端电压整形和能量复位；所述相桥臂的子模块串在不参与交流端电压整形工作的半周内，经由所述第二半导体开关串和交流电感对自身储能元件的能量进行复位工作。
6.根据权利要求1或5所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，所述相桥臂的子模块串在进行能量复位工作时，通过控制上下桥臂子模块串的开通保证至少一相桥臂的上桥臂子模块串的储能元件和至少一相桥臂的下桥臂子模块串的储能元件构成直流电压通路，以起到直流侧支撑电容作用。
7.根据权利要求1或5所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，所述多电平变换器为三相变换器时，通过Y型连接方式或△型连接方式将交流电感连接到各所述相桥臂的各所述第二半导体开关串的中点。
8.根据权利要求1或3所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，通过控制各所述子模块串和各所述半导体开关串，流经所述第二半导体开关串和所述交流电感的用于能量复位的复位电流，小于流经所述第一半导体开关串的交流端负载电流的三分之一。
9.根据权利要求1或4所述的能量交替复位的模块化多电平变换器，其特征在于，紧邻所述半导体开关串中点两侧的位置采用全控器件，并在这两个串联全控器件的两端并联吸收电容构成半桥电路形式，适应于当电流需从各所述半导体开关串中点的一侧切换到另一侧时，所述吸收电容用于吸收切换电流时所述全控器件上产生的瞬态过电压。
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Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101552569A (zh) * 2008-12-10 2009-10-07 南京航空航天大学 并网逆变器主电路拓扑
CN104348376A (zh) * 2013-07-31 2015-02-11 通用电气能源能量变换技术有限公司 多电平变流器系统
US20160094117A1 (en) * 2014-09-29 2016-03-31 Huazhong University Of Science And Technology Ride-through and recovery method for dc short circuit faults of hybrid mmc-based hvdc system
CN106253725A (zh) * 2016-08-24 2016-12-21 清华大学 适于单向潮流的单侧桥臂阻断型模块化多电平变流器
CN107395042A (zh) * 2017-08-29 2017-11-24 华北电力大学（保定） 具备清障能力的mmc子模块及具有该子模块的换流器
CN108306318A (zh) * 2018-01-11 2018-07-20 北京交通大学 基于模块化多电平变换器的对称储能系统
CN108432108A (zh) * 2015-12-18 2018-08-21 Abb瑞士股份有限公司 具有三角形配置的模块化多电平转换器中的电压平衡
CN108471251A (zh) * 2018-04-27 2018-08-31 广州供电局有限公司 半桥与全桥混合的模块化多电平换流器的启动方法及装置
CN110752763A (zh) * 2019-10-17 2020-02-04 浙江大学 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101552569A (zh) * 2008-12-10 2009-10-07 南京航空航天大学 并网逆变器主电路拓扑
CN104348376A (zh) * 2013-07-31 2015-02-11 通用电气能源能量变换技术有限公司 多电平变流器系统
US20160094117A1 (en) * 2014-09-29 2016-03-31 Huazhong University Of Science And Technology Ride-through and recovery method for dc short circuit faults of hybrid mmc-based hvdc system
CN108432108A (zh) * 2015-12-18 2018-08-21 Abb瑞士股份有限公司 具有三角形配置的模块化多电平转换器中的电压平衡
CN106253725A (zh) * 2016-08-24 2016-12-21 清华大学 适于单向潮流的单侧桥臂阻断型模块化多电平变流器
CN107395042A (zh) * 2017-08-29 2017-11-24 华北电力大学（保定） 具备清障能力的mmc子模块及具有该子模块的换流器
CN108306318A (zh) * 2018-01-11 2018-07-20 北京交通大学 基于模块化多电平变换器的对称储能系统
CN108471251A (zh) * 2018-04-27 2018-08-31 广州供电局有限公司 半桥与全桥混合的模块化多电平换流器的启动方法及装置
CN110752763A (zh) * 2019-10-17 2020-02-04 浙江大学 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
杨波;庄俊;姚运昌;景妍妍;姚良忠;曲小慧;陈武;: "一种可阻断直流故障电流的双逆阻型MMC研究", 电力系统保护与控制, no. 24, 16 December 2019 (2019-12-16) *

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