CN118508781B - 一种单相可升降压电流源型逆变器及其使用方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种单相可升降压电流源型逆变器及其使用方法，包括第一开关器件、第二开关器件、第三开关器件、第四开关器件、第五开关器件和第六开关器件；第一开关器件的集电极电连接第五开关器件的发射极、第三开关器件的集电极和第六开关器件的发射极；第一开关器件的发射极电连接第一直流侧储能电感的一端，第一直流侧储能电感的另一端电连接第二开关器件的集电极、第五开关器件的集电极、输出滤波电容的一端和负载的一端。本发明在每个开关周期内都能实现储能电感的伏秒积平衡，且具备升降压能力，在升降压切换点处电感电流纹波为0，逆变器能够实现升降压模态的平滑切换。

Description

一种单相可升降压电流源型逆变器及其使用方法

技术领域

本发明用于电学技术领域，主要涉及到单相可升降压电流源型逆变器及其使用方法。

背景技术

逆变器作为新能源发电系统的核心部件，负责将新能源发电端输出的能量进行变换后并入电网。由于电流源型逆变器固有的升压能力和短路电流限制能力，以及储能元件为温度范围宽、机械强度高的电感而不是电解电容，电流源型逆变器应用于在新能源发电场景时的可靠性和使用寿命要远远大于电压源型逆变器。

传统的电流源型逆变器(如图3所示)，当其输出电压瞬时值大于输入电压时，储能电感满足伏秒平衡，但是当输出电压瞬时值小于输入电压时，电感两端电位不满足伏秒平衡，电感电流会一直上升，甚至会导致电感饱和，危害设备的可靠运行，工程上通常采用加大储能电感感量的方式来对伏秒不平衡阶段的电感电流进行限制。

增大电感感量来限制伏秒不平衡阶段电感电流上升的方法会极大的增加电流源型逆变器直流侧储能电感的体积，逆变器的效率和功率密度被严重的拉低，并且增大储能电感感量没有从本质上解决电感伏秒不平衡的问题，当输入电压升高，输出电压恒定时，储能电感伏秒不平衡阶段的时间变长，储能电感仍有饱和的风险，逆变器的可靠性严重的不足。

发明内容

为解决上述问题，本发明公开了一种单相可升降压电流源型逆变器及其使用方法。

为了实现以上目的，本发明通过以下技术方案进行实现：

一种单相可升降压电流源型逆变器，包括第一开关器件S₁、第二开关器件S₂、第三开关器件S₃、第四开关器件S₄、第五开关器件S₅和第六开关器件S₆；第一开关器件S₁的集电极电连接第五开关器件S₅的发射极、第三开关器件S₃的集电极和第六开关器件S₆的发射极；第一开关器件S₁的发射极电连接第一直流侧储能电感L_S1的一端，第一直流侧储能电感L_S1的另一端电连接第二开关器件S₂的集电极、第五开关器件S₅的集电极、输出滤波电容C_f的一端和负载R_L的一端；第三开关器件S₃的发射极电连接第二直流侧储能电感L_S2的一端，第二直流侧储能电感L_S2的另一端电连接第六开关器件S₆的集电极、第四开关器件S₄的集电极、输出滤波电容C_f的另一端和负载R_L的另一端；第二开关器件S₂的发射极电连接第四开关器件S₄的发射极。

进一步的改进，所述第一开关器件S₁、第二开关器件S₂、第三开关器件S₃、第四开关器件S₄、第五开关器件S₅和第六开关器件S₆均为逆阻型IGBT；第二开关器件S₂；第一开关器件S₁和第三开关器件S₃为低频开关器件；第四开关器件S₄、第五开关器件S₅和第六开关器件S₆为高频开关器件，开关频率为f_sw。

进一步的改进，所述第一开关器件S₁的集电极电连接新能源电源的一端，第二开关器件S₂的发射极电连接新能源电源的另一端。

进一步的改进，当升压比不大于1.33倍时，所述第一直流侧储能电感L_S1和第二直流侧储能电感L_S2的电感值取值L_S ^*满足：

其中，R_L ^*为负载的阻值，T_SW为高频开关器件的开关周期。

进一步的改进，当升压比大于1.33倍时，设定升压比为r，所述第一直流侧储能电感L_S1和第二直流侧储能电感L_S2的电感值取值L_S ^*满足：

进一步的改进，所述输出滤波电容C_f的取值范围C_f ^*为：

其中，输出滤波电容C_f和负载R_L构成滤波器，f_c为滤波器的截至频率，j为虚部符号。

一种单相可升降压电流源型逆变器的使用方法，所述单相可升降压电流源型逆变器如上所述；其中，在输出电压正半周期时，工作模态为模态1、模态2和模态3；其中，模态1和模态2在逆变器输出电压小于输入电压时交替出现，模态1和模态3在逆变器输出电压大于输入电压时交替出现；在输出电压负半周期时，工作模态为模态4、模态5和模态6；其中，模态4和模态5在逆变器输出电压绝对值小于输入电压时交替出现，模态4和模态6在逆变器输出电压瞬时值的绝对值大于输入电压时交替出现；

模态1时：第一开关器件S₁和第四开关器件S₄导通第二开关器件S₂、第三开关器件S₃、第五开关器件S₅和第六开关器件S₆关闭，输入电源通过第一开关器件S₁和第四开关器件S₄向直流侧储能电感、输出滤波电容和负载供电，此时储能电感、输出滤波电容储能，逆变器输出为正；

模态2时：第一开关器件S₁和第六开关器件S₆导通，第二开关器件S₂、第三开关器件S₃、第四开关器件S₄和第五开关器件S₅关断，直流侧储能电感存储的能量经过输出滤波电容C_f向负载R_L供电，模态1和模态2组合时逆变器工作于降压模态，逆变器输出为正；

模态3时：第一开关器件S₁和第二开关器件S₂同时导通，输入电源通过第一开关器件S₁和第二开关器件S₂向直流侧储能电感充电，输出滤波电容C_f向负载R_L供电，模态1和模态3组合时逆变器工作于升压模态，逆变器输出为正；

模态4时：第三开关器件S₃和第二开关器件S₂导通，第一开关器件S₁、第四开关器件S₄、第五开关器件S₅和第六开关器件S₆关断，输入电源通过第二开关器件S₂、第三开关器件S₃向直流侧储能电感、输出滤波电容和负载供电，此时储能电感、输出滤波电容储能，逆变器输出为负；

模态5时：第三开关器件S₃和第五开关器件S₅导通，第一开关器件S₁、和第二开关器件S₂、第四开关器件S₄和第六开关器件S₆关断，储能电感存储的能量经过输出滤波电容向负载供电，模态4和模态5组合时逆变器工作于降压模态，逆变器输出为负；

模态6：第三开关器件S₃和第四开关器件S₄同时导通，输入电源通过第三开关器件S₃和第四开关器件S₄向直流侧储能电感充电，输出滤波电容向负载R_L供电，模态4和模态6组合时逆变器工作于升压模态，逆变器输出为负。

本发明与现有方法相比，具有以下优点：

(1)本发明的拓扑结构和控制策略组合实现了所提出的逆变器储能电感单开关周期内伏秒平衡，并实现了变换器的升降压正弦波形输出。

(2)针对本发明所提的单相可升降压电流源型逆变器，提出了其主要功率器件的参数计算方法，包括：直流侧储能电感L_S、输出滤波电容C_f计算方法。

(3)本发明在每个开关周期内都能实现储能电感的伏秒积平衡，且具备升降压能力，在升降压切换点处电感电流纹波为0，逆变器能够实现升降压模态的平滑切换。

附图说明

图1为本发明所提出的一种单相可升降压电流源型逆变器拓扑结构图；

图2为本发明提出的单相可升降压电流源型逆变器调制策略示意图；

图3为传统的电流源型逆变器结构图；

图4a为本发明所提出逆变器在模态1的工作模态示意图；

图4b为本发明所提出逆变器在模态2的工作模态示意图；

图4c为本发明所提出逆变器在模态3的工作模态示意图；

图4d为本发明所提出逆变器在模态4的工作模态示意图；

图4e为本发明所提出逆变器在模态5的工作模态示意图；

图4f为本发明所提出逆变器在模态6的工作模态示意图；

图5为所提出的逆变器仿真波形图。

具体的实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述。

如图1所示，本发明提出的一种单相可升降压电流源型逆变器包括四开关桥式电路、储能电感、辅助回路、交流测滤波回路。单相可升降压电流源型逆变器用于将新能源输出的能量接入电网，具有很高的可靠性。

如图1，本发明实施例中的单相可升降压电流源型逆变器，由开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6(S1-S6均为开关器件，例如逆阻型IGBT),直流侧储能电感L_S1、L_S2，交流输出滤波电容C_f构成。所提出的单相可升降压电流源型逆变器的输入端直接与新能源发电端连接，其中开关器件S₁、S₂、储能电感L_S1和S₃、S₄、储能电感L_S2构成两个半桥电路，开关器件S₅、S₆构成两组续流回路。储能电感L_S1两端分别与开关器件S₁的发射极和开关器件S₂的集电极相连。储能电感L_S2两端分别于开关器件S₃的发射极和开关器件S₄的集电极相连。开关器件S₅的发射极与开关器件S₂的集电极相连，开关器件S₅的集电极与电源正极相连。开关器件S₆的发射极与开关器件S₄的集电极相连，开关器件S₆的集电极与电源正极相连。输出滤波电容C_f两端分别连接开关器件S₂和开关器件S₄的集电极。输入端连接新能源发电端，输出端直接连接负载R_L。

本实施例中所提出的一种单相可升降压电流源型逆变器拓扑及其控制方法，主要包括以下步骤：

单相可升降压电流源型逆变器输出电压U_ac的正弦波调制策略如图2所示，图2中M^*为给定的正弦信号，M为将给定的正弦信号线性化之后的实际调制信号，Drv₁～Drv₆为开关管S₁～S₆驱动波形，其中开关器件S₁和开关器件S₃为低频开关管，开关频率为逆变正弦输出频率。开关器件S₂、S₄、S₅、S₆为高频开关器件，定义开关器件开关频率f_sw，开关周期T_SW，降压模态主管占空比设为d₁，升压模态主管占空比设为d₂。逆变器可以工作于升压降压两种模态，并且两种模态可以实现平滑切换。在一个交流输出周期内，所提出的逆变器具有6种工作模态。在输出电压正半周期时，工作模态为模态1、模态2和模态3。其中，模态1和模态2在逆变器输出电压小于输入电压时出现，模态1和模态3在逆变器输出电压大于输入电压时出现。在输出电压负半周期时，工作模态为模态4、模态5和模态6。其中，模态4和模态5在逆变器输出电压绝对值小于输入电压时出现，模态4和模态6在逆变器输出电压瞬时值的绝对值大于输入电压时出现。

模态1：如图4a所示，开关器件S₁和开关器件S₄导通，开关器件S₂、S₃、S₅、S₆关断，输入电源通过S₁、S₄向直流侧储能电感、输出滤波电容和负载供电。此时储能电感、输出滤波电容储能，逆变器输出为正。

模态2：如图4b所示，开关器件S₁和开关器件S₆导通，开关器件S₂、S₃、S₄、S₅关断，储能电感存储的能量经过滤波电容C_f向负载R_L供电，模态1和模态2组合时逆变器工作于降压模态，逆变器输出为正。

模态3：如图4c所示，开关器件S₁和开关器件S₂同时导通，输入电源通过S₁、S₂向直流侧储能电感充电，滤波电容C_f向负载R_L供电，模态1和模态3组合时逆变器工作于升压模态，逆变器输出为正。

模态4：如图4d所示，开关器件S₃和开关器件S₂导通，开关器件S₁、S₄、S₅、S₆关断，输入电源通过S₂、S₃向直流侧储能电感、输出滤波电容和负载供电。此时储能电感、输出滤波电容储能，逆变器输出为负。

模态5：如图4e所示，开关器件S₃和开关器件S₅导通，开关器件S₁、S₂、S₄、S₆关断，储能电感存储的能量经过滤波电容C_f向负载R_L供电，模态4和模态5组合时逆变器工作于降压模态，逆变器输出为负。

模态6：如图4f所示，开关器件S₃和开关器件S₄同时导通，输入电源通过S₃、S₄向直流侧储能电感充电，滤波电容C_f向负载R_L供电，模态4和模态6组合时逆变器工作于升压模态，逆变器输出为负。

根据所述单相可升降压电流源型逆变器输出U_ac的正弦波调制策略，输出波形正负半周完全对称，因此只需要分析半个周期即可。

输出电压为正半周时，当输出电压小于输入电压，逆变器工作于模态1和模态2，逆变器处于降压模态，定义开关器件S₄为降压模态主功率管，占空比为d₁，0≤d₁≤1，模态1工作区间d₁·T_SW，模态2工作区间为(1-d₁)·T_SW，储能电感两端电位分别为U_{a_Ls1}和U_{b_Ls1}，储能电感两端电位为：

U_{a_Ls1}＝V_in(1)

根据公式1和公式2可以得到储能电感L_S1在模态1和模态2时的电感两端电位伏秒积方程为：

V_in·T_SW＝(V_in+U_ac)(1-d₁)T_SW+U_ac·d₁·T_SW (3)

因为0≤d₁≤1，由伏秒积方程可知，在输出电压低于输入电压的工况下，储能电感两端仍然能够满足伏秒积平衡，电感的体积和感量相较于传统的电流源型逆变器得到了极大的降低。根据电感伏秒积平衡定理列写出电感电压伏秒积平衡方程为：

(V_in-V_ac)(d₁·T_SW)＝V_ac·(1-d₁·T_SW) (4)

根据公式4可知，由模态1和模态2组成的降压模态的增益为：

输出电压正半周时，当输出电压大于输入电压时，逆变器工作于模态1和模态3，定义开关器件S₂为升压模态主功率管，占空比为d₂，0≤d₂≤1，模态1工作区间d₂·T_SW，模态2工作区间为(1-d₂)·T_SW，储能电感两端电压分别为U_{a_Ls1}和U_{b_Ls1}，储能电感两端电位为：

U_{a_Ls1}＝V_in(6)

根据公式6和公式7可以得到储能电感L_S1在模态1和模态3时的电感两端电位伏秒积方程为：

V_in·T_SW＝(U_ac)(1-d₂)T_SW+0·d₂·T_SW(8)

因为0≤d₂≤1，由伏秒积方程可知，在输出电压高于输入电压的工况下，储能电感两端满足伏秒积平衡。根据电感伏秒积平衡定理列写出电感电压伏秒积平衡方程为：

V_in·d₂·T_SW＝(U_ac-V_in)(1-d₂)T_SW (9)

根据公式9可知，由模态1和模态3组成的升压模态的增益为：

当逆变器输入电压小于交流输出电压的峰值时，在一个工频周期内逆变器需要在降压模态和升压模态之间切换4次，切换点是否能够实现平滑过渡将会直接影响到逆变器输出波形和逆变器的可靠性，切换点电感电流纹波为：

公式11和公式12中，ΔI_buck和ΔI_boost分别为降压模态和升压模态下电感电流纹波，L_S ^*为直流侧储能电感感值，V为直流侧储能电感电压，t为直流侧电感承受该耐压的时间。当输入电压等于输出电压时，升压模态和降压模态电感电流纹波均为0，而输入电压等于输出电压的点正好是升降压模态切换点，升降压切换点只存在基波电流，纹波电流为0，所提出的逆变器拓扑及其调制策略可以实现升降压模态的平滑切换。

本发明提供的一种电流型逆变器的参数计算包括：直流侧储能电感L_S、交流输出滤波电容C_f的计算方法。

设定直流侧储能电感L_S的最大电流纹波为ΔI_Lmax，当输出电压峰值大于输入电压时，所提出的逆变器在一个正弦输出周期内同时存在降压模态和升压模态，两种模态的电感电流纹波计算方法不同，需要分别计算两种模态下的电感电流纹波，直流侧储能电感L_S1和L_S2不同时工作且工作模态完全对称，计算储能电感感值L_S ^*时只需要计算L_S1或L_S2任意一个即可。

降压模态下电感电流纹波为：

式中，ΔI_LBuck为降压模态下电感电流纹波，V_in为输入电压，d₁为降压模态下主管S₂或S₄的占空比，T_SW为高频开关管的开关周期，L_S ^*为储能电感取值。

由公式13可以得出，当储能电感感值、输入电压、开关周期固定时，电感电流纹波大小是随主管占空比变化的二次函数，且电感电流最大值出现的位置为d₁＝0.5，则电感电流纹波最大值ΔI_{LBuck_Max}为：

升压模态下电感电流纹波为:

式14，15中，ΔI_LBoost为升压模态下电感电流纹波，V_in为输入电压，d₂为降压模态下主管S₂或S₄的占空比，T_SW为高频开关管的开关周期，L_S ^*为储能电感取值。

由公式13可以得出，当储能电感感值、输入电压、开关周期固定时，电感电流纹波大小是随主管占空比变化的一次函数，当主管占空比增大时，电感电流纹波也随之增大，当d₂＞0.25时，升压模态下的电感电流纹波大于降压模态下的电感电流纹波，则最大的电感电流纹波为：

式中ΔI_LMax为最大电感电流纹波，U_{ac_max}为交流输出峰值。

根据公式16可以得出，当升压比不大于1.33倍时，降压模态的电感电流纹波最大，当升压比大于1.33倍时，升压模态的电感电流纹波最大，为了使公式5和公式10成立，逆变器应全局工作于连续导通模态，则电感电流纹波不能超过电感电流平均值的200％，电感电流平均值为：

式中，I_L(t)为每个开关周期内的电感电流平均值，P_o(t)为每个开关周期内逆变器输出的瞬时功率。

为了满足逆变器全范围工作于连续导通模态，需要对储能电感进行取值：

当升压比小于等于1.33倍时，储能电感取值以降压模态下电感电流纹波峰值不超过电感电流纹波的平均值的200％进行设计。降压模态下电感电流纹波最大点为主管占空比为0.5的点，此时电感电流平均值I_Lbuck为：

式中，R_L ^*为负载阻值。

则当升压比不大于1.33倍时，储能电感取值范围L_S ^*为：

当升压比大于1.33倍时，设定升压比为r，储能电感取值以升压模态下电感电流纹波峰值不超过电感电流纹波的平均值的200％进行设计。升压模态下电感电流纹波随占空比增加而增加，升压模态下，主管占空比d₂为：

升压模态下主管占空比最大值d_2max为：

升压模态电感电流平均值I_LBoost为：

根据公式22可以得到升压模态下单个开关周期内电感电流平均值的最大值I_{LBoost_max}：

可以得到当升压比大于1.33时，储能电感取值范围L_S ^*为：

根据公式19和公式25可以得到直流侧储能电感的取值范围：

在正半或负半输出周期，储能电感L_S1、L_S2分别与滤波电容C_f和负载R_L构成一阶LC低通滤波器，滤波器传递函数为，式中C_f ^*为滤波电容取值：

s＝2·π·f·j (28)

滤波器截至频率范围为:

式中，f_o为逆变器输出频率，f_c为滤波器截至频率，f_sw为逆变器开关频率。当频率大于截止频率时，传递函数模值应小于等于0.707，则滤波电容C_f的取值范围C_f ^*为：

对提出的拓扑结构和调制方式进行了仿真，如图5所示，V_in为直流输入电压，I_L1和I_L2分别为直流侧储能电感L_S1、L_S2的电感电流，U_ac为交流输出电压，I_ac为交流输出电流。仿真结果表明，本发明所提出的一种单相可升降压电流源型逆变器及其控制方法，在每个开关周期内都能实现储能电感的伏秒积平衡，且具备升降压能力，在升降压切换点处电感电流纹波为0，逆变器能够实现升降压模态的平滑切换。

上述仅为本发明的一个具体导向实施方式，但本发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明进行非实质性的改动，均应属于侵犯本发明的保护范围的行为。

Claims (6)

1.一种单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，包括第一开关器件（S ₁ ）、第二开关器件（S ₂ ）、第三开关器件（S ₃ ）、第四开关器件（S ₄ ）、第五开关器件（S ₅ ）和第六开关器件（S ₆ ）；第一开关器件（S ₁ ）的集电极电连接第五开关器件（S ₅ ）的发射极、第三开关器件（S ₃ ）的集电极和第六开关器件（S ₆ ）的发射极；第一开关器件（S ₁ ）的发射极电连接第一直流侧储能电感（L _S1 ）的一端，第一直流侧储能电感（L _S1 ）的另一端电连接第二开关器件（S ₂ ）的集电极、第五开关器件（S ₅ ）的集电极、输出滤波电容（C _f ）的一端和负载（R _L ）的一端；第三开关器件（S ₃ ）的发射极电连接第二直流侧储能电感（L _S2 ）的一端，第二直流侧储能电感（L _S2 ）的另一端电连接第六开关器件（S ₆ ）的集电极、第四开关器件（S ₄ ）的集电极、输出滤波电容（C _f ）的另一端和负载（R _L ）的另一端；第二开关器件（S ₂ ）的发射极电连接第四开关器件（S ₄ ）的发射极；

单相可升降压电流源型逆变器的使用方法如下：

在输出电压正半周期时，工作模态为模态1、模态2和模态3；其中，模态1和模态2在逆变器输出电压小于输入电压时交替出现，模态1和模态3在逆变器输出电压大于输入电压时交替出现；在输出电压负半周期时，工作模态为模态4、模态5和模态6；其中，模态4和模态5在逆变器输出电压绝对值小于输入电压时交替出现，模态4和模态6在逆变器输出电压瞬时值的绝对值大于输入电压时交替出现；

模态1时：第一开关器件（S ₁ ）和第四开关器件（S ₄ ）导通，第二开关器件（S ₂ ）、第三开关器件（S ₃ ）、第五开关器件（S ₅ ）和第六开关器件（S ₆ ）关闭，输入电源通过第一开关器件（S ₁ ）和第四开关器件（S ₄ ）向第一直流侧储能电感（L _S1 ）、输出滤波电容和负载供电，此时储能电感、输出滤波电容储能，逆变器输出为正；

模态2时：第一开关器件（S ₁ ）和第六开关器件（S ₆ ）导通，第二开关器件（S ₂ ）、第三开关器件（S ₃ ）、第四开关器件（S ₄ ）和第五开关器件（S ₅ ）关断，第一直流侧储能电感（L _S1 ）存储的能量经过输出滤波电容（C _f ）向负载（R _L ）供电，模式1和模式2组合时逆变器工作于降压模式，逆变器输出为正；

模态3时：第一开关器件（S ₁ ）和第二开关器件（S ₂ ）同时导通，输入电源通过第一开关器件（S ₁ ）和第二开关器件（S ₂ ）向第一直流侧储能电感（L _S1 ）充电，输出滤波电容（C _f ）向负载（R _L ）供电，模式1和模式3组合时逆变器工作于升压模式，逆变器输出为正；

模态4时：第三开关器件（S ₃ ）和第二开关器件（S ₂ ）导通，第一开关器件（S ₁ ）、第四开关器件（S ₄ ）、第五开关器件（S ₅ ）和第六开关器件（S ₆ ）关断，输入电源通过第二开关器件（S ₂ ）、第三开关器件（S ₃ ）向第二直流侧储能电感（L _S2 ）、输出滤波电容和负载供电，此时第二直流侧储能电感（L _S2 ）、输出滤波电容储能，逆变器输出为负；

模态5时：第三开关器件（S ₃ ）和第五开关器件（S ₅ ）导通，第一开关器件（S ₁ ）、和第二开关器件（S ₂ ）、第四开关器件（S ₄ ）和第六开关器件（S ₆ ）关断，第二直流侧储能电感（L _S2 ）存储的能量经过输出滤波电容向负载供电，模式4和模式5组合时逆变器工作于降压模式，逆变器输出为负；

模态6：第三开关器件（S3）和第四开关器件（S4）同时导通，输入电源通过第三开关器件（S3）和第四开关器件（S4）向第二直流侧储能电感（L _S2 ）充电，输出滤波电容向负载（）供电，模式4和模式6组合时逆变器工作于升压模式，逆变器输出为负。

2.如权利要求1所述的单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，所述第一开关器件（S ₁ ）、第二开关器件（S ₂ ）、第三开关器件（S ₃ ）、第四开关器件（S ₄ ）、第五开关器件（S ₅ ）和第六开关器件（S ₆ ）均为逆阻型IGBT；第二开关器件（S ₂ ）、第一开关器件（S ₁ ）和第三开关器件（S ₃ ）为低频开关器件； 第四开关器件（S ₄ ）、第五开关器件（S ₅ ）和第六开关器件（S ₆ ）为高频开关器件，开关频率为。

3.如权利要求2所述的单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，所述第一开关器件（S ₁ ）的集电极电连接新能源电源的一端，第二开关器件（S ₂ ）的发射极电连接新能源电源的另一端。

4.如权利要求1所述的单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，当升压比不大于1.33倍时，所述第一直流侧储能电感（L _S1 ）和第二直流侧储能电感（L _S2 ）的电感值取值满足：

；

其中，为负载的阻值，为高频开关器件的开关周期。

5.如权利要求1所述的单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，当升压比大于1.33倍时，设定升压比为，所述第一直流侧储能电感（L _S1 ）和第二直流侧储能电感（L _S2 ）的电感值取值满足：；为负载的阻值，为高频开关器件的开关周期。

6.如权利要求4或5所述的单相可升降压电流源型逆变器，其特征在于，所述输出滤波电容（）的取值范围为：

；

其中，输出滤波电容（C _f ）和负载（R _L ）构成滤波器，为滤波器的截止频率，j为虚部符号，为负载的阻值。