CN118381525B - 一种窄带与多址干扰联合抑制的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种窄带与多址干扰联合抑制的方法及装置。对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号；利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据；将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号；将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号；当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果。本发明可以提升联合抑制精度。

Description

一种窄带与多址干扰联合抑制的方法及装置

技术领域

本申请涉及导航通信技术领域，特别是涉及一种窄带与多址干扰联合抑制的方法及装置。

背景技术

码分多址（CDMA）技术广泛应用于不同领域，包括地面移动通信（如3G/4G）、卫星导航（如北斗、GPS）、军事抗干扰通信（如雷达）等领域。其技术特点是：所有用户使用同一频率通信，信号发射端使用特定的扩频码对原始信号进行扩频，接收端利用扩频码的相关性区分不同用户。但由于不同用户扩频码自身或非理想信道传输导致码正交性不完美，工作在同一频率的不同用户之间存在多址干扰，且随着用户的增加，多址干扰（MAI：MultipleAccess Interference）愈发严重。对于通信系统而言，将导致信号信噪比下降，误码率增加，进而影响系统容量。对于卫星导航系统而言，不仅导致误码率增加，还导致伪码跟踪性能和测距精度下降。

CDMA扩频系统除了受自身多址干扰影响外，还会受到各种有意无意干扰信号影响，最为常见的是窄带干扰，比如各种通信设备的寄生辐射和谐波、通信设备的带外辐射和寄生辐射、移动和固定地面基站、电视台谐波、以及某些雷达系统、移动卫星通信系统和军用通信系统等都可对接收机造成干扰，甚至无法正常锁定期望信号。不难预见，随着各种无线设备的不断增加，电磁环境日益复杂，接收机将面临越发严峻的抗干扰挑战。

为了解决多址干扰和窄带干扰问题，广泛采用频域抗窄带干扰和并行干扰对消（PIC）级联处理的方法进行干扰抑制，处理流程如图1所示。具体处理方法是：①首先，对信号进行抗窄带干扰处理，抗窄带干扰处理常使用的方法有时域干扰抑制技术、频域干扰抑制技术等。其中，频域干扰抑制技术实现较为简单，即，将输入时域信号采样点利用FFT算法变换到频域上，利用信号与干扰频谱特性的差异，将干扰谱剔除，再将剔除窄带干扰后的频域信号利用IFFT算法变换回时域，完成窄带干扰抑制。②接着，采用并行干扰对消方法（PIC）进行多址干扰抑制。处理方法是：使用步骤①输出的时域采样点数据对各个用户信号进行并行跟踪，利用载波跟踪环获得第个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环使第个用户的本地码与接收信号保持初始同步；利用解扩后的符号相关累加值进行接收信号幅度和信息比特的估计，由此就可以重构出各个用户的基带接收数据：

；

其中，表示第个采样点，表示采样周期，表示本地码相对于接收信号伪码的偏移量，即码相位。

然后将步骤①输出的采样点数据与多址干扰重构信号相减，就得到各信号“干净”的采样数据。经过干扰对消后的数据再分别通过传统的码跟踪环和载波跟踪环进行精细跟踪，就得到了去除掉多址干扰后的伪码测距值和干扰对消后重新解调的信息比特，重复跟踪-重构-对消步骤，经过多级并行迭代干扰对消后得到不同用户的检测信号。

上述处理方法能一定程度地提高用户信号的等效载噪比以及测距性能，但是由于只是将2种抗干扰处理方法进行简单级联，没有考虑2种抗干扰处理方法相互影响和相互辅助，因此未充分发挥出2种抗干扰技术联合效果。具体而言，传统处理方法的缺点有：① 接收信号经过抗窄带干扰后，其基带信号频谱发生了变化，导致本地多址干扰重构信号与抗窄带干扰后的基带信号不匹配，从而引入了额外的对消误差；② 多址干扰对消和精细跟踪后的用户信号测量值未反馈到抗窄带干扰滤波器参数更新中，不利于抗窄带干扰滤波器参数准确性和收敛速度。针对该问题，本发明提出了一种窄带与多址干扰联合抑制的处理方法，能提升信号等效载噪比和伪码跟踪精度。

发明内容

基于此，提供一种窄带与多址干扰联合抑制的方法及装置。

一种窄带与多址干扰联合抑制的方法，所述方法包括：

对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号；

利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据；

将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号；

将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号；

当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果。

在其中一个实施例中，还包括：获取窗函数，将接收信号与窗函数相乘，得到加窗信号；

将所述加窗信号进行FFT变换，得到频域信号；表示第根谱线；

根据所述频域信号生成自适应抗窄带干扰滤波器的频域加权矢量值；

生成所有用户扩频码累积功率谱函数，以及设置所述频域加权矢量值初始值为0，并计算初始信号有效载噪比；

采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比升高，则将置为0或者，否则将置为1；

生成多用户扩频码累积功率谱函数，设置频域加权矢量值初始值为全1，计算初始信号等效载噪比以及相干延迟锁定环伪码跟踪精度：

采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比CNR和伪码跟踪精度值提升，则将置为0或者，否则将置为1；

最终优化得到抗窄带干扰滤波器频域权值，然后将频域信号经抗窄带滤波器处理，剔除掉窄带干扰信号，再通过IFFT运算将频域信号转换为时域信号。

在其中一个实施例中，还包括：利用载波跟踪环获得第个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环得到第个用户的码相位；利用码相关累加值得到第个用户的接收信号扩频码的估计；利用解扩后的符号相关累加值得到第个用户的接收信号幅度和信息比特的估计，由此重构出各个用户的重构基带接收数据。

在其中一个实施例中，还包括：将所述重构基带接收数据进行加窗处理，得到加窗处理后的信号；

将个点进行FFT变换，从时域信号变换为频域信号；

将所述频域信号与抗窄带干扰滤波器频域权值进行相乘，得到匹配滤波后的频域信号；

将匹配滤波后的频域信号进行IFFT变换，得到匹配滤波后的重构信号。

在其中一个实施例中，还包括：将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值；

根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值；

利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号。

在其中一个实施例中，还包括：对所述实际接收信号通过传统的码跟踪环和载波跟踪环进行精细跟踪，得到去除掉多址干扰后的伪码测距值和载噪比估计值。

在其中一个实施例中，还包括：若除掉多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值满足性能要求，则清除当前数据，开始新接收数据的处理，同时利用实际各用户的信号幅度估计值，将抗窄带干扰滤波器权值生成中的多用户扩频码累积功率谱函数更新为；若多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则对接收信号进行迭代处理。

与现有技术相比，本发明方法的技术效果是：

本发明提出将重构信号先进行匹配滤波处理，再进行多址干扰对消，使得不引入额外的对消误差，对消后的用户信号更干净，进而提高用户等效载噪比和测距精度。同时，本发明利用抗多址干扰后的信号精细跟踪测量结果对抗窄带滤波器频域权值进行迭代更新，提高滤波器参数收敛速度和准确性。

附图说明

图1为传统的抗窄带干扰和多址干扰级联处理流程示意图；

图2为一个实施例中窄带与多址干扰联合抑制的方法的流程示意图；

图3为一个实施例中接收信号抗窄带干扰处理流程示意图；

图4是一个实施例中提供的多通道信号跟踪处理示意图；

图5是一个实施例中提供的用户基带信号重构处理流程示意图；

图6 是一个实施例中提供的重构基带信号抗干扰匹配滤波处理流程示意图；

图7是一个实施例中提供的多址干扰对消处理流程示意图；

图8是一个实施例中提供的一种干扰抑制全闭环处理流程示意图；

图9是一个实施例中窄带与多址干扰联合抑制的装置的结构框图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

在其中一个实施例中，如图2所示，提供一种窄带与多址干扰联合抑制的方法，包括：

步骤202，对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号。

步骤204，利用多路接收通道对时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据。

步骤206，将重构基带接收数据利用匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号。

步骤208，将多路的重构信号进行累加，得到重构累加值，根据时域信号与重构累加值的差值，得到补偿值，利用补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号。

步骤210，当实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果。

上述窄带与多址干扰联合抑制的方法中，将重构信号先进行匹配滤波处理，再进行多址干扰对消，使得不引入额外的对消误差，对消后的用户信号更干净，进而提高用户等效载噪比和测距精度。同时，本发明利用抗多址干扰后的信号精细跟踪测量结果对抗窄带滤波器频域权值进行迭代更新，提高滤波器参数收敛速度和准确性。

在其中一个实施例中，如图3所示，获取窗函数，将接收信号与窗函数相乘，得到加窗信号；将加窗信号进行FFT变换，得到频域信号；表示第根谱线；根据频域信号生成自适应抗窄带干扰滤波器的频域加权矢量值；生成所有用户扩频码累积功率谱函数，以及设置所述频域加权矢量值初始值为0，并计算初始信号有效载噪比；采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比升高，则将置为0或者，否则将置为1；生成多用户扩频码累积功率谱函数，设置频域加权矢量值初始值为全1，计算初始信号等效载噪比以及相干延迟锁定环伪码跟踪精度：采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比CNR和伪码跟踪精度值提升，则将置为0或者，否则将置为1；最终优化得到抗窄带干扰滤波器频域权值，然后将频域信号经抗窄带滤波器处理，剔除掉窄带干扰信号，再通过IFFT运算将频域信号转换为时域信号。

具体的，窗函数可以是Hanning窗、Hamming窗、Blackman窗、Kaiser窗等，接收设备根据实际需求来选择相应的窗函数。以Hanning窗为例，其窗函数定义为：

；

其中表示第个采样点数据。

在本实施例中，等效载噪比计算公式如下：

；

相干延迟锁定环伪码跟踪精度计算公式如下：

；

其中，为早迟相关器间隔；为码跟踪环噪声带宽，为相干积累时间。

在其中一个实施例中，利用载波跟踪环获得第个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环得到第个用户的码相位；利用码相关累加值得到第个用户的接收信号扩频码的估计；利用解扩后的符号相关累加值得到第个用户的接收信号幅度和信息比特的估计，由此重构出各个用户的重构基带接收数据。

具体的，将时域信号输入多通道跟踪模块，如图4所示，该模块由多个接收通道组成，每个接收通道由载波跟踪环路、码跟踪环路等组成，利用载波跟踪环获得第个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环得到第个用户的码相位；利用码相关累加值得到第个用户的接收信号扩频码的估计；利用解扩后的符号相关累加值得到第个用户的接收信号幅度和信息比特的估计。多址干扰重构模块根据多通道跟踪模块输出的各用户的信息比特、信号幅度、本地伪码和本地载波实时估计值，可以重构出各个用户的基带接收信号，其中为采样周期：

；

可选的，选择被重构的用户基带接收信号有以下2种方法：

方法一：根据多通道跟踪模块输出的用户信号关键参数，对所有用户基带信号进行重构；

方法二：设定信号幅度阈值，当多通道跟踪模块输出的用户信号幅度估计值时，则对所述用户的基带接收信号进行重构，否则所述用户基带接收信号不重构。

由图5可见，重构信号的载波、伪码可以直接由多通道跟踪模块的跟踪环路中的Carrier NCO及Code NCO得到，数据位信息通过硬件模块中的数据位判决模块即可确定，而幅度估计值则需要根据信号的功率估计值得到。

在其中一个实施例中，将所述重构基带接收数据进行加窗处理，得到加窗处理后的信号；将个点进行FFT变换，从时域信号变换为频域信号；将所述频域信号与抗窄带干扰滤波器频域权值进行相乘，得到匹配滤波后的频域信号；将匹配滤波后的频域信号进行IFFT变换，得到匹配滤波后的重构信号。

本实施例中，由于窄带干扰信号与用户信号频带重叠，因而在对接收信号进行干扰抑制时，干扰信号频带内的用户频域信号也会被抑制，因此重构信号也要考虑抗干扰处理的影响，这样在多址干扰对消时才不会引入额外误差。具体处理方法：

如图6所示，先对重构信号使用相同的窗函数进行加窗处理，得到，即，。

然后，将个点进行FFT变换，从时域信号变换为频域信号；

再使用步骤202得到的抗窄带干扰滤波器频域权值与频域信号一一相乘，得到抗干扰匹配滤波后的频域信号，即，；

最后对进行点IFFT运算，完成频域信号转换为时域信号，得到匹配滤波后的重构信号。

在其中一个实施例中，如图7所示，将多路的重构信号进行累加，得到重构累加值；根据时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值；利用补偿值补偿重构信号，得到各路的实际接收信号。

在其中一个实施例中，对实际接收信号通过传统的码跟踪环和载波跟踪环进行精细跟踪，得到去除掉多址干扰后的伪码测距值和载噪比估计值。

在另一个实施例中，若除掉多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值满足性能要求，则清除当前数据，开始新接收数据的处理，同时利用实际各用户的信号幅度估计值，将抗窄带干扰滤波器权值生成中的多用户扩频码累积功率谱函数更新为；若多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则对接收信号进行迭代处理。

迭代步骤如下：

方法一：如图8所示，若所有或大部分用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则迭代过程需同步更新抗窄带滤波器。

选取信号幅度估计值高于设定阈值的用户信号，来更新抗窄带干扰滤波器权值中的多用户扩频码累积功率谱函数，更新为。

再重新进行抗窄带干扰以及多址干扰处理，不再赘述。

方法二：若少部分用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则迭代过程不更新抗窄带滤波器，只对多址干扰进行迭代处理。

在其中一个实施例中，如图9所示，提供一种窄带与多址干扰联合抑制的装置，包括：

窄带干扰滤除模块902，用于对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号；

基带信号重构模块904，用于利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据；

匹配滤波模块906，用于将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号；

补偿模块908，用于将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号；

联合抑制模块910，用于当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果。

在其中一个实施例中，窄带干扰滤除模块902还用于获取窗函数，将接收信号与窗函数相乘，得到加窗信号；

将所述加窗信号进行FFT变换，得到频域信号；表示第根谱线；

根据所述频域信号生成自适应抗窄带干扰滤波器的频域加权矢量值；

生成所有用户扩频码累积功率谱函数，以及设置所述频域加权矢量值初始值为0，并计算初始信号有效载噪比；

采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比升高，则将置为0或者，否则将置为1；

生成多用户扩频码累积功率谱函数，设置频域加权矢量值初始值为全1，计算初始信号等效载噪比以及相干延迟锁定环伪码跟踪精度：

采用轮询方法对各谱线对应的加权值进行判决，若将该谱线对应的加权值置为0或者时，用户等效载噪比CNR和伪码跟踪精度值提升，则将置为0或者，否则将置为1；

最终优化得到抗窄带干扰滤波器频域权值，然后将频域信号经抗窄带滤波器处理，剔除掉窄带干扰信号，再通过IFFT运算将频域信号转换为时域信号。

在其中一个实施例中，基带信号重构模块904还用于利用载波跟踪环获得第个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环得到第个用户的码相位；利用码相关累加值得到第个用户的接收信号扩频码的估计；利用解扩后的符号相关累加值得到第个用户的接收信号幅度和信息比特的估计，由此重构出各个用户的重构基带接收数据。

在其中一个实施例中，匹配滤波模块906还用于将所述重构基带接收数据进行加窗处理，得到加窗处理后的信号；

将个点进行FFT变换，从时域信号变换为频域信号；

将所述频域信号与抗窄带干扰滤波器频域权值进行相乘，得到匹配滤波后的频域信号；

将匹配滤波后的频域信号进行IFFT变换，得到匹配滤波后的重构信号。

在其中一个实施例中，补偿模块908还用于将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值；

根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值；

利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号。

在其中一个实施例中，联合抑制模块910还用于对所述实际接收信号通过传统的码跟踪环和载波跟踪环进行精细跟踪，得到去除掉多址干扰后的伪码测距值和载噪比估计值。

在其中一个实施例中，联合抑制模块910还用于若除掉多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值满足性能要求，则清除当前数据，开始新接收数据的处理，同时利用实际各用户的信号幅度估计值，将抗窄带干扰滤波器权值生成中的多用户扩频码累积功率谱函数更新为；若多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则对接收信号进行迭代处理。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器（ROM）、可编程ROM（PROM）、电可编程ROM（EPROM）、电可擦除可编程ROM（EEPROM）或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器（RAM）或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM以多种形式可得，诸如静态RAM（SRAM）、动态RAM（DRAM）、同步DRAM（SDRAM）、双数据率SDRAM（DDRSDRAM）、增强型SDRAM（ESDRAM）、同步链路（Synchlink） DRAM（SLDRAM）、存储器总线（Rambus）直接RAM（RDRAM）、直接存储器总线动态RAM（DRDRAM）、以及存储器总线动态RAM（RDRAM）等。

以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，所述方法包括：

对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号；

利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据；

将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号；

将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号；

当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果；

对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号，包括：

获取窗函数，将接收信号与窗函数相乘，得到加窗信号；

将所述加窗信号进行FFT变换，得到频域信号；表示第i根谱线；

根据所述频域信号生成自适应抗窄带干扰滤波器的频域加权矢量值；

生成所有用户扩频码累积功率谱函数，以及设置所述频域加权矢量值初始值为0，并计算初始信号有效载噪比；

采用轮询方法对各谱线对应的加权值h _i进行判决，若将该谱线对应的加权值h _i置为0或者时，用户等效载噪比升高，则将h _i置为0或者，否则将h _i置为1；

生成多用户扩频码累积功率谱函数，设置频域加权矢量值初始值为全1，计算初始信号等效载噪比以及相干延迟锁定环伪码跟踪精度：

采用轮询方法对各谱线对应的加权值h _i进行判决，若将该谱线对应的加权值h _i置为0或者时，用户等效载噪比CNR和伪码跟踪精度值提升，则将h _i置为0或者，否则将h _i置为1；

最终优化得到抗窄带干扰滤波器频域权值，然后将频域信号经抗窄带滤波器处理，剔除掉窄带干扰信号，再通过IFFT运算将频域信号转换为时域信号。

2.根据权利要求1所述的窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据，包括：

利用载波跟踪环获得第k个用户的载波多普勒估计值以及实时跟踪载波相位值；利用码跟踪环得到第k个用户的码相位；利用码相关累加值得到第k个用户的接收信号扩频码的估计；利用解扩后的符号相关累加值得到第k个用户的接收信号幅度和信息比特的估计，由此重构出各个用户的重构基带接收数据。

3.根据权利要求2所述的窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号，包括：

将所述重构基带接收数据进行加窗处理，得到加窗处理后的信号；

将N个点进行FFT变换，从时域信号变换为频域信号；

将所述频域信号与抗窄带干扰滤波器频域权值进行相乘，得到匹配滤波后的频域信号；

将匹配滤波后的频域信号进行IFFT变换，得到匹配滤波后的重构信号。

4.根据权利要求3所述的窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号，包括：

将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值；

根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值；为采样周期；

利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号+。

5.根据权利要求4所述的窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，所述方法还包括：

对所述实际接收信号通过传统的码跟踪环和载波跟踪环进行精细跟踪，得到去除掉多址干扰后的伪码测距值和载噪比估计值。

6.根据权利要求1至5任一项所述的窄带与多址干扰联合抑制的方法，其特征在于，当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果，包括：

若除掉多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值满足性能要求，则清除当前数据，开始新接收数据的处理，同时利用实际各用户的信号幅度估计值，将抗窄带干扰滤波器权值生成中的多用户扩频码累积功率谱函数更新为；若多址干扰后的用户伪码测距值和载噪比估计值不能满足性能要求，则对接收信号进行迭代处理。

7.一种窄带与多址干扰联合抑制的装置，其特征在于，所述装置包括：

窄带干扰滤除模块，用于对接收信号进行时域加窗处理，以及对加窗处理后的信号进行频域干扰处理，得到匹配滤波器以及时域信号；

基带信号重构模块，用于利用多路接收通道对所述时域信号的多路信号进行并行捕获，得到各路信号的重构基带接收数据；

匹配滤波模块，用于将所述重构基带接收数据利用所述匹配滤波器进行滤波处理，得到匹配滤波后的重构信号；

补偿模块，用于将多路的所述重构信号进行累加，得到重构累加值，根据所述时域信号与所述重构累加值的差值，得到补偿值，利用所述补偿值补偿所述重构信号，得到各路的实际接收信号；

联合抑制模块，用于当所述实际接收信号的伪码测距值和载噪比估计值满足阈值时，输出联合抑制结果；

窄带干扰滤除模块还用于获取窗函数，将接收信号与窗函数相乘，得到加窗信号；

将所述加窗信号进行FFT变换，得到频域信号；表示第i根谱线；

根据所述频域信号生成自适应抗窄带干扰滤波器的频域加权矢量值；

生成所有用户扩频码累积功率谱函数，以及设置所述频域加权矢量值初始值为0，并计算初始信号有效载噪比；

采用轮询方法对各谱线对应的加权值h _i进行判决，若将该谱线对应的加权值h _i置为0或者时，用户等效载噪比升高，则将h _i置为0或者，否则将h _i置为1；

生成多用户扩频码累积功率谱函数，设置频域加权矢量值初始值为全1，计算初始信号等效载噪比以及相干延迟锁定环伪码跟踪精度：

采用轮询方法对各谱线对应的加权值h _i进行判决，若将该谱线对应的加权值h _i置为0或者时，用户等效载噪比CNR和伪码跟踪精度值提升，则将h _i置为0或者，否则将h _i置为1；

最终优化得到抗窄带干扰滤波器频域权值，然后将频域信号经抗窄带滤波器处理，剔除掉窄带干扰信号，再通过IFFT运算将频域信号转换为时域信号。