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CN117855805B - 用于毫米波应用的宽频高增益全向双锥形天线 - Google Patents

用于毫米波应用的宽频高增益全向双锥形天线 Download PDF

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CN117855805B
CN117855805B CN202211676986.5A CN202211676986A CN117855805B CN 117855805 B CN117855805 B CN 117855805B CN 202211676986 A CN202211676986 A CN 202211676986A CN 117855805 B CN117855805 B CN 117855805B
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Abstract

一种全向双锥形天线，其包括具有宽端和窄端的第一漏斗状板、具有宽端和窄端的第二漏斗状板、以及由第二漏斗状板和第一漏斗状板限定的环形金属透镜。第二漏斗状板相对于第一漏斗状板相反地设置，使第二漏斗状板和第一漏斗状板的窄端相互对准。本发明的全向双锥形天线具有良好的阻抗匹配和稳定的增益。而且，全向双锥形天线的尺寸很紧凑，因为环形金属透镜被集成到天线中了。

Description

用于毫米波应用的宽频高增益全向双锥形天线
技术领域
本发明涉及射频(RF)设备，特别是涉及全向天线。
背景技术
全向天线已被广泛用于无线通信系统中，因为它们可以提供全方位覆盖[1]。在毫米波(mm-wave)频率上，通常需要高增益的宽带天线来补偿高大气传播损耗和有限的发射功率[2]。高增益全向天线对于人口分散的偏远地区的通信很有用，并且，它们对于点对多点的应用也很有用，如便携式基站[2]和无线局域网络[3]-[5]。此外，高增益全向天线在高速车载/机载移动通信中经常可以看到[6]。因此，开发一种高增益、宽频毫米波全向天线是非常有意义的。
常见的做法是部署一个串联天线阵列以增加全向天线增益[7]。串联天线阵列的元素可以设计为电偶极子[8]-[10]、磁偶极[11],[12]、或法布里-珀罗天线[3]。然而，串联阵列有一些缺点。例如，它有着大的体积和有限的-10-dB阻抗带宽，其大约为8％[3],[9]-[12]。此外，它的馈电网络损失在毫米波频率上可能很高[13]。
为了实现更宽的带宽，可以使用行波天线阵列，例如双锥形天线阵列[13],[14]和槽形波导天线阵列[15]。通过使用行波天线阵列，阻抗带宽可以超过20％。然而，上述两种阵列都很笨重；天线的长度或半径大于15λ0[13],[15]，其中λ0是空气中的工作波长。这些阵列的尺寸可能会限制其应用。
最近，一些超表面天线得到了研究[16],[17]。通过使用特征模式分析(CMA)，这类天线可以获得宽的阻抗带宽和良好的全向性[16]。非周期性的超表面天线可以获得～5dBi的增益[17]。然而，由于超表面天线没有纯工作模式，因此很难在宽阻抗带宽内保持良好的全向辐射模式。这个问题在一些结合了几个定向天线以获得模式对称性的设计中也被发现[18]-[22]。
全向天线也可以通过离开带有圆环的圆形贴片天线的TM0n模式来获得[23]-[27]。这些文献中的一些公开的天线的增益高于6dBi[25],[27]。然而，它们的辐射模式要么具有倾斜的问题，导致了低的方位角增益[23]-[25]，要么具有糟糕的副瓣水平(side-lobe level，简称SLL)[26]。这些问题在其他类型的高增益全向天线或天线阵列中也被发现[11]-[15]。多年来，透镜一直被用来增加天线增益。通过延迟孔径中心的相位，使用介质透镜可以获得均匀的孔径分布[28]。或者，可以使用E平面金属透镜来加速孔径边缘的相位[29]。这两种设计方法都是对频率敏感的，可能会导致狭窄的带宽，从而限制其应用。H平面金属透镜可以通过设计相同的传播长度达到相同的目的[30]。然而，一些现有的设计是不对称的。另外，只有定向天线在特定的焦距下才能满足设计要求。到目前为止，几乎没有发现具有高增益和低SLL的宽带毫米波全向设计。
参考文献
以下每份参考文献(以及相关的附录和/或补编)都在此明确地全部纳入参考。
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[31]D.M.Pozar,Microwave Engineering,4th ed.New York,NY,USA:JohnWiley&Sons,2011.
发明内容
在本发明的第一个方面，提供了一种全向双锥形天线，其包括具有宽端和窄端的第一漏斗状板、具有宽端和窄端的第二漏斗状板、以及由第二漏斗状板和第一漏斗状板限定的环形金属透镜。第二漏斗状板相对于第一漏斗状板相反地设置，使第二漏斗状板和第一漏斗状板的窄端相互对准。
优选地，环形金属透镜包括多块环形金属板，这些环形金属板与第二漏斗状板及第一漏斗状板同心排列，并位于第二漏斗状板及第一漏斗状板之间。多块环形金属板彼此分离。
优选地，多块环形金属板中的至少一块具有空间上的弯曲形状。
优选地，多块环形金属板中的至少一块在高度和方位平面上具有由正弦函数和环形函数(ring function)描述的形状。
优选地，第二漏斗状板和第一漏斗状板是环形金属透镜的一部分。
优选地，全向双锥形天线进一步包括多个保持环。每个保持环被第二漏斗状板、第一漏斗状板和多块环形金属板中的两块相邻的板夹住。
优选地，多个保持环在由第二漏斗状板和第一漏斗状板的旋转轴线定义的第一方向上对齐。
优选地，多个保持环由特氟龙(Teflon)制成。
优选地，多块环形金属板中的至少一块在高度平面内的厚度，从第二漏斗状板和第一漏斗状板的旋转轴线开始沿第二方向大体增加，并大体向外径向延伸。
优选地，第二漏斗状板和第一漏斗状板中的至少一块，在其窄端和宽端之间包括两个斜面部分之间的平坦部分。
优选地，多块环形金属板的数量为奇数。多块环形金属板之中位于中心板一侧的一部分的环形金属板，与位于中心板另一侧的多个环形金属板之中的另一部分的环形金属板对称。
可以看出，本发明的实施方案提供了全向双锥形天线，与现有的增益增强型全向天线相比，本发明的天线具有较宽的阻抗和增益带宽。全向双锥形天线具有良好的阻抗匹配和稳定的增益。而且，全向双锥形天线的尺寸很紧凑，因为环形金属透镜被集成到天线中了。环形金属透镜包含旋转对称的环形金属板，可以在很宽的频率范围内将原来的准圆柱形波面转换为近乎平面的波面，从而得到宽带的高增益天线。使用环形金属透镜，可以获得天线孔径处的同相分布。同时，由于环形金属透镜与双锥形天线集成在一起，其尺寸也很紧凑。此外，透镜是金属的，因此根据本发明的实施方案，全向双锥形天线可以比使用电介质透镜或元表面的那些天线来处理更高的功率。
上述发明内容既不是为了限定本申请的要求保护的发明(其是由权利要求书来限定的)，也不是为了以任何方式限制本发明的范围。
附图说明
参照本说明书的余下部分和附图可以对本发明的性能和优点作进一步的理解；这些附图中同一个组件的标号相同。在某些情况下，子标记被放在某个标号与连字符后面以表示许多相似组件的其中一个。当提到某个标号但没有特别写明某一个已有的子标记时，就是指所有这些类似的组件。
图1显示了根据本发明的第一个实施例的全向双锥形天线的剖视图。
图2是图1中天线的装配图，其中天线的一部分被切掉，以显示天线的内部结构的横截面图。
图3是图1中的天线的一半在高度面上的横截面图，同时还有其功率分配器的局部放大图。
图4a显示了一种传统的双锥形天线。
图4b是图4a中的传统双锥形天线的相位误差示意图。
图5显示了图4a中传统双锥形天线的仿真增益，参数为L＝53.7mm，α＝60°，λ为空气中的波长。
图6显示了根据本发明的另一个实施例的全向双锥形天线的横截面图。
图7显示了根据本发明的另一个实施例的环形金属透镜的金属板，包括在方位平面的横截面尺寸图。
图8a是根据本发明的另一个实施例的、由两个相邻金属板形成的环形平行板波导的透视图。
图8b显示了图8a中环形平行板波导的等效模型，其用于仿真。
图8c显示了图8b中的等效模型在33GHz时的归一化仿真电场分布。
图8d显示了图8b中等效模型在33GHz时的归一化仿真磁场分布。
图9a展示了图6中环形金属透镜中通道4的仿真的传输的幅度响应，其间隙大小不同。
图9b展示了图6中环形金属透镜中通道4的仿真的传输的相位响应，其间隙大小不同。
图10a展示了图6中环形金属透镜中通道4的仿真结果的电场分布，g＝4.5mm，频率为33GHz。
图10b展示了图6中环形金属透镜中通道4的仿真结果的磁场分布，g＝4.5mm，频率为33GHz。
图11展示了图6中环形金属透镜中不同通道在28、33和38GHz时的归一化相位和幅度响应。
图12是流程图，显示了根据本发明的另一个实施例的环形金属透镜的设计程序。
图13展示了从Ant.I(图4a中的传统双锥形天线)，Ant.II(图6中的全向双锥形天线)，到Ant.III(图1-3中的天线)的设计演变。
图14显示了Ant.I、Ant.II和Ant.III的仿真反射系数。
图15a展示了Ant.I、Ant.II和Ant.III在27.5GHz的E平面上的仿真辐射方向图。
图15b展示了Ant.I、Ant.II和Ant.III在32.5GHz的E平面上的仿真辐射方向图。
图15c展示了Ant.I、Ant.II和Ant.III在37.5GHz的E平面上的仿真辐射方向图。
图16中展示了Ant.III在不同的宽度w2＝1.5mm、2.5mm、3.5mm、和4.5mm下的仿真反射系数。
图17a显示了Ant.III在27.5GHz时，在不同的宽度w2＝1.5mm、2.5mm、3.5mm、和4.5mm下的归一化辐射方向图。
图17b显示了Ant.III在32.5GHz时，在不同的宽度w2＝1.5mm、2.5mm、3.5mm、和4.5mm下的归一化辐射方向图。
图17c显示了Ant.III在37.5GHz时，在不同的宽度w2＝1.5mm、2.5mm、3.5mm、和4.5mm下的归一化辐射方向图。
图18a是根据Ant.III制作的天线原型的侧视图照片。
图18b是图18a中的原型的透视图照片。
图19展示了Ant.III的实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的反射系数。
图20显示了Ant.III的实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的增益与参考天线(Ant.I)的比较。
图21a展示了在27.5GHz时，Ant.III的E平面上实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的辐射方向图。
图21b展示了在27.5GHz时，Ant.III的H平面上实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的辐射方向图。
图22a展示了在32.5GHz时，Ant.III的E平面上实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的辐射方向图。
图22b展示了在32.5GHz时，Ant.III的H平面上实测的(基于图18a和18b的原型)和仿真的辐射方向图。
图23a展示了在37.5GHz时，Ant.III的E平面上实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的辐射方向图。
图23b展示了在37.5GHz时，Ant.III的H平面上实测得出(基于图18a和18b中的原型)以及仿真得出的辐射方向图。
图24显示了提出的天线与其他全向增益增强型天线设计的性能比较表。
具体实施方式
本申请在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定组件。本领域技术人员应可理解，不同的产品制造商可能会用不同名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。如在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为一开放式用语，故应解释成“包含但不限定于”。“大致”、“大体”、“基本上”是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果
现在参考图1-3，本发明的第一个实施例是一种高增益毫米波全向双锥形天线20。天线20与环形相位校正金属透镜23集成在一起。正如后面将详细描述的那样，制作了一个Ka波段垂直极化的天线20的原型，其实测的--10-dB阻抗和3-dB增益带宽都是43.9％(25.6-40.0GHz)，其中SLL小于-12dB。天线20的最大实测得到的增益为9.2dBi，在仰角面的3-dB波束宽度约为9°。与传统的双锥形天线相比，天线20在整个阻抗通带上可以获得较高的增益，其约为4dB。天线20的带宽可以覆盖n257(26.5-29.5GHz)、n258(24.25-27.5GHz)、n260(37-40GHz)和n261(27.5-28.35GHz)的频谱。
图1是天线20的剖视图，可以看出，天线20包含三个主要部分，它们分别是双锥形结构21、环形金属透镜23和保持环结构25。双锥形结构21、环形金属透镜23和保持环结构25中的每一个都是围绕旋转轴线旋转对称的。当天线20被组装完成时，双锥形结构21、环形金属透镜23和保持环结构25以紧凑的形式构成天线20，如图2-3所示的那样。并且，双锥形结构21、环形金属透镜23和保持环结构25围绕着在z方向延伸的旋转轴线36同心定位(见图3)。应该注意的是，虽然使用了环形金属透镜23和保持环结构25的术语，但环形金属透镜23和保持环结构25中的每一个实际上都包含多个独立的部件，它们相互之间是互不连接的，但这些独立的部件由于双锥形结构21、环形金属透镜23和保持环结构25的组装方式而使得它们的相对位置被固定，这将在下文中详细说明。
具有传统双锥形天线外观的双锥形结构21确定了天线20的轮廓。特别是，双锥形结构21包括第一漏斗状板26。由于其漏斗的形状，第一漏斗状板26具有宽端26b和窄端26a(在图2中显示)。双锥形结构21还包括第二漏斗状板28，同样有宽端28b和窄端28a。第二漏斗状板28相对于第一漏斗状板26相反地设置，彼此面向相反的方向，这样一来第二漏斗状板28的窄端28a和第一漏斗状板26的窄端26a沿z方向相互面向。另一方面，第二漏斗状板28和第一漏斗状板26在双锥形结构21中是同心布置的，它们的窄端26a、28a由同轴探针22连接。同轴探针22被电介质材料39例如特氟龙所包围。双锥形结构21以及相应地天线20被位于第二漏斗状板28中心的同轴探针22所激发。对双锥形结构21的同轴馈电对于本领域的技术人员来说是众所周知的，因此将不作进一步描述。第二漏斗状板28和第一漏斗状板26是由金属制成的。
第二漏斗状板28和第一漏斗状板26在高度平面内沿远离天线20中心(未示出)的方向远离彼此而扩张，而天线20的中心被定义为窄端26a、28a之间的旋转轴线36上的中间点。高度平面(altitude plane)被定义为穿过天线20以提供图3中的结构视图的平面，而旋转轴线36包含在该高度平面中。方位平面(azimuth plane)被定义为与高度平面和旋转轴线36都垂直的平面。由于第二漏斗状板28和第一漏斗状板26从天线20的中心出发远离彼此而扩张，因此在双锥形结构21中形成了空腔。该空腔在图3中的x和y方向上变大，也就是沿着方位平面中的所有方向，因为它远离天线20的中心。如图2所示，当天线20被组装时，环形金属透镜23和保持环结构25大体上被接收在空腔中。换句话说，环形金属透镜23的外形和尺寸由第二漏斗状板28和第一漏斗状板26所界定。
如图1-3所示，第二漏斗状板28和第一漏斗状板26中的每一个，都有多个平坦部分26c和28c，它们位于与方位平面平行的虚拟平面中。每个平坦部分26c、28c都具有环形的形状。如图2最佳地示出的，作为一个例子，第二漏斗状板28的其中一个平坦部分28c位于两个斜面部分之间，并连接到这两个斜面部分。另一个平坦部分28c、以及第一漏斗状板26的平坦部分26c，具有与图3部分放大图中所示的平坦部分类似的构造。第一漏斗状板26具有的两个平坦部分26c相互平行，但在水平方向和垂直方向上都相互偏移，就如图3中的高度平面所示的那样。同样的空间关系也适用于第二漏斗状板28的两个平坦部分28c的相互之间。
如上所述的环形金属透镜23包含多块环形金属板，它们相互之间是彼此分离、不连接的。特别是，如图2-3所示，有七块环形金属板30a、30b、30c、30d、30e、30f、30g，它们与第二漏斗状板28和第一漏斗状板26同心排列，并位于第二漏斗状板28和第一漏斗状板26之间。所有的环形金属板30a-30g都有不同的尺寸，但在形状上有相似之处，特别是所有的环形金属板30a-30g都有空间上的弯曲形状，该弯曲形状在方位平面和高度平面上用正弦函数和环形函数定义，并进一步以楔形形状终止。环形金属板30a-30g在高度平面上各自有一个厚度(即如图3所示的厚度)，该厚度沿远离旋转轴线36的方向、并沿着大体为径向的方向大幅增加。大体为径向的方向并不意味着厚度变化完全发生在水平方向(即x方向或y方向)上。相反，如图3所示的，在最明显的例子中，作为离中心板30d最远的环形金属板30a和30g，它们沿相对于旋转轴线36和方位平面的倾斜方向延伸，而它们的厚度随着它们各自的延伸方向(在z-x方向或z-y方向)从天线20的中心向外增加。
在图3中基本上沿垂直方向(即图3中的z方向)排列的七块环形金属板30a-30g中，中心板30d位于中间，与所有其他环形金属板30a-30c和30e-30g相比，中心板30d的尺寸最大。应该注意的是，如图2-3所示，三块金属板30a-30c位于中心板30d的一侧，另外三块金属板30e-30g位于中心板30d的另一侧，其中金属板30a-30c与金属板30e-30g关于中心板30d对称。特别是，金属板30a是金属板30g的镜像，金属板30b是金属板30f的镜像，以此类推。因此，整个环形金属透镜23具有关于天线20的中心所处的方位平面的对称结构。应该指出的是，第二漏斗状板28和第一漏斗状板26关于中心平面30d也是相互镜像对称的。事实上，第二漏斗状板28和第一漏斗状板26是天线20中环形金属透镜结构的一部分，第二漏斗状板28和第一漏斗状板26，与环形金属透镜23的七块环形金属板30a-30g一起构成环形金属透镜结构。
如图2-3所示，保持环结构25包括多个保持环32，这些保持环与环形金属板30a-30g一样是相互之间不连接的。天线20中有八个保持环32，比第二漏斗状板28、第一漏斗状板26和环形金属板30a-30g的总数(九个)少一个，但比仅仅计算环形金属板30a-30g的数量则要多一个。在图2-3中可以清楚地看到，每个保持环32都被第二漏斗状板28、第一漏斗状板26和环形金属板30a-30g中相邻的两块板夹住。例如，有一个保持环32被第一漏斗状板26和环形金属板30a夹住。可以看到，所有的保持环32都在由旋转轴线36定义的方向(即图3中的z方向)上对齐，它们的径向尺寸(相对于旋转轴线36而言)基本相同。保持环32由电介质材料制成，在一个例子中，所有保持环32都由介电常数为2.1的特氟龙制成。因此，夹在第二漏斗状板28、第一漏斗状板26和环形金属板30a-30g之间的保持环32可以使装配后的天线20的结构稳固，并准确定位环形金属板30a-30g，而不发生位移。
在一个优选的实施例中，环形金属板30a-30g和保持环32都是用计算机数字控制(CNC)加工制造的。下面的表一列出了运行HFSS(高频结构仿真器)时的优化仿真参数，最大delta S和最小收敛通过分别等于0.02和2。
表一本发明一个优选实施例的全向天线的参数(ANT.III)
现在将描述天线20的设计理论。首先，对一个用作参考的传统双锥形天线进行了仿真，用于比较天线的增益和辐射方向图。图4a显示了一个传统的双锥型天线作为参考天线。天线的长度L和扩张角(flare angle)α决定了其性能。一般来说，具有均匀分布的大辐射孔径可以得到高增益的天线。如果固定天线长度L的话，那么孔径长度Lap＝2L sin(α/2)会随着其扩张角α的增加而增加。然而，与此同时，从图4b中容易评估得出的相位误差δ＝L·(sec(α/2)-1)也会增加。从图5中可以看出，随着δ的增加，天线增益通常会恶化。
来看环形金属透镜的设计，图6显示了根据本发明的另一个实施例的全向双锥形天线120，它的内部结构比图1-3中的要更简单。图6中只放大了全向天线120的半截面图，因为其旋转对称性与图1-3中的天线相似。天线120中的金属透镜由n块环形的、空间上弯曲的等径长度的金属板组成，其中n是包括双锥形天线120的顶板和底板的金属板的(奇数)数量。特氟龙环用于固定相邻两块金属板的正确位置。
对于本发明的实施例中使用的环形金属透镜而言，电磁波可以在环形金属板之间由两个相邻的金属板形成的通道中传播。由于旋转对称性，可以得到一个良好的全向辐射模式。图7显示了根据本发明的一个实施例中的环形金属透镜中的一块环形金属板，在不丧失一般性的情况下，用MPi表示该环形金属板。MP就是金属板(metal plate)的简称。图7中环形金属板的形状可以分别用正弦函数Fi(ρ,z)和环形函数Ri(ρ,φ)在高度平面和方位平面上描述。在图6-7中，使用了以下的缩写。CH：通道；n：奇数，代表金属板的数量，包括双锥形天线的顶板和底板；i：任意金属板；Di：端点之间的直接距离；Li：金属板的长度；γi：MPi与y轴之间的角度；g：通道(或特氟龙环)的宽度；w1：MP的宽度；Lin：透镜输入尺寸；Lap：透镜输出尺寸；din：起始端点与中心的距离。)
对于图7中的环形金属板而言，在高度平面上：
其中ρ∈[0,Di],z∈[0,w1]#(1)
且在方位平面上：
Ri(ρ,φ)＝din+ρ
其中ρ∈[0,d],φ∈[0,2π]#(2)
其中，ai和Di分别是MPi的两个端点之间的最大幅度和直接距离(即MPi的直接长度)。透镜的长度d由中间的MP的直接长度给出，即d＝D(n+1)/2，而MPi的长度Li由以下公式给出
值得一提的是，图6-7所示的金属透镜可以通过减少相位误差来提高天线增益。相位误差是由辐射器的物理几何形状产生的。如果MP是平的，那么它们的长度将只由两个端点决定，但是因为MP的不同长度，相位误差仍然会存在。在本发明的实施方案中，使用了弯曲的MP，使其长度相等。因此，每个CH中的相位延迟是相同的，有效地减少了相位误差。在这里，为了演示的目的，选择了正弦波的形状，但在本发明的实施方案的变化中，也可以使用其他形状的MP。
再来看图8a，它显示了根据本发明的另一个实施例的、由两个相邻的MP形成的弯曲的环形平行板波导的透视图。这个弯曲的平行板波导可以被认为是环形金属透镜的一个基本组成单位。图8b显示了用于仿真的简单等效模型，而图8c和图8d显示了弯曲波导内传播的正交电场和磁场，与包括弯曲部分在内的传播方向之间是垂直的。换句话说，所有的通道都支持TEM波，因此，如果通道具有相同的物理长度，则不同通道的相位延迟将是相同的。另外，TEM模式确保了孔径电场的纯度，而这是抑制不良交叉极化场而需要的。
参照图8b，上下波导板之间的距离用g表示，它决定了两个MP之间的分离度。如果g非常小，制作起来会很困难。然而，如果g不够小，TM1-模式波会被激发，导致波的色散，如图9a和9b所示的那样。为了说明问题，任意考虑了一个n＝9的金属透镜。选择中间通道(CH4和CH5)进行说明，因为它们有最大的曲率(CH4和CH5的结果在对称性上是一样的)。图10a和10b展示了色散效应，显示了33GHz时仿真得到的电场和磁场分布，而此时超大的g为4.5mm。参照图10a中加粗的矩形，由于高阶的TM1模式，电场可以平行于传播方向。TMm模式的截止频率由以下公式给出[31]：
当g＝4.54毫米和m＝1时,从方程(4)可以计算出截止频率是33GHz。因此，当g≥4.50毫米时，CH4和CH5的相位和幅度响应都会变差。参照图9a和9b，当g≤3mm时，可以获得良好的幅度和相位响应。
图11显示了天线120在28、33和38GHz上的CH1-CH4的归一化幅度和相位响应。由于几何上的对称性，只显示了半个通道。从图中可以看出，整体的幅度和相位变化分别小于0.87和30°。因此，图6中设计的环形金属透镜具有很宽的相位校正和增益增强带宽。
接下来，将解释环形金属透镜的设计准则。图12展示了环形金属透镜的设计流程图。首先，设计一个只支持内部TEM波的弧形通道。在这一步，应收集目标天线的几何信息，如孔径大小(Lap)、轴向长度(Lf)和扩张角(α)。
MP的数量(n)和金属透镜的长度(d)的计算方法是
其中g和w1分别是金属透镜输入孔径的CH和MP宽度(见图12中的插图)。
接下来，提取控制通道长度Li的参数ai，并进行迭代，直到每块板的长度等于D1。如果g大于可以制作的特氟龙保持环的最小尺寸，金属透镜的设计就完成了。下面的步骤是用HFSS设计和优化功率分配器和阻抗匹配。但如果特氟龙保持环的最小尺寸不能得到满足，MP的结束宽度(w2)应该增加，而n应该减少，以使实际制造能够变得可能。这个过程将使用(5)和(6)反复进行。如果MP的宽度很薄，就会有大量的通道在辐射孔径处给出同相分布，以提高天线增益。在这种情况下，设计的金属透镜将对频率不敏感，因为不同的通道将有相同的相位延迟，从而得到宽带透镜，增强天线增益。
然而，考虑到实际的制造问题和电场的偏振纯度，提出的金属透镜被设计成具有9个MP，w1＝1mm，w2＝3.5mm。由于该结构是镜面对称的，因此有四对通道，每个通道由两个相邻的MP形成。表二列出了蜿蜒形状的MP的不同振幅。
表二各种金属板形状的蜿蜒函数的振幅
图13显示了根据本发明的一个实施例的设计演变。在图13中，Ant.I是图4a中的传统双锥形天线。Ant.II是图6中的天线，它是通过给Ant.I增加环形金属透镜而得到的。最后，Ant.III是通过为每个MP增加一个功率分配器网络和一个金属楔来改善阻抗匹配。为了公平比较，所有这三个天线都有相同的孔径大小和扩张角。
图14显示了Ant.I、II和III的仿真反射系数|S11|。从图10可以看出，Ant.I的-10dB阻抗带宽为45％。然而，由于环形金属透镜的负载，Ant.II的--10-dB阻抗带宽要窄得多，为9.0％(32.8-35.9GHz)。这个问题在Ant.III中得到了解决。在添加了金属匹配楔和功率分配器网络后，Ant.III天线解决了这个问题；其阻抗带宽从9％大幅提高到39.6％(26.2-39.1GHz)。
图15a-15c显示了这三个天线Ant.I、II和III在27.5，32.5和37.5GHz上的辐射方向图。由于这些天线都是旋转对称的，所以只显示了E平面辐射(方向性)图的一半进行比较。然而，这里没有显示H面(全向)辐射方向图，因为它们的差异并不明显。参照图15a-15c，与Ant.I相比，Ant.II在27.5GHz和32.5GHz时将θ＝90°的增益提高了1～2dB，而在37.5GHz时提高到7dB以上。然而，在θ＝2°和178°处会产生两个不受欢迎的副瓣。这个副瓣问题在Ant.III中也得到了解决，它的SLL要好得多，大约为-15dB。因此，Ant.III是Ant.I、II和III之中最优选的设计(在本说明书中简称为“提出的天线”)。
进行了一项参数研究以确定Ant.III的特征。在参数研究中，只有MP结束宽度(w2)被改变，其他参数与表一中给出的相同。图16显示了不同的MP结束宽度w2＝1.5mm、2.5mm、3.5mm、和4.5mm时的反射系数。从图16可以看出，阻抗通带随着w2的增加而增加。这种现象可以被预期，因为反射系数与通道宽度g成反比，如图9a-9b所示的那样。
图17a-17c显示的是Ant.III在27.5、32.5和37.5GHz上，在具有不同的板端宽度w2＝1.5、2.5、3.5和4.5毫米时的归一化辐射方向图，该天线的其他参数与表一中给出的一样。参照图17a-17c，当w2等于3.5毫米时，Ant.III具有最低的SLL。由于这个端部宽度也能提供良好的阻抗匹配(见图16)，这个w2的值被用于最优选的设计。
为了验证上述设计思想，如图18a-18b所示，制作了Ant.III的原型。其中，天线和保持环都是用数字控制方法制作的。
图19显示了提出的天线的实测和仿真而得到的阻抗带宽。实测得出的--10-dB阻抗带宽(S11≤-10dB)是43.9％(25.6-40.0GHz)，这与仿真得出的阻抗带宽39.4％(26.3-39.2GHz)是合理一致的。
图20显示了θ＝90°时天线的实测和仿真得出的增益。参照图20，可以发现实测和仿真结果之间有合理的一致性，它们差异是由包括装配误差在内的实验不完善造成的。在37.1GHz时，它的实测峰值增益为9.2dBi。其仿真和实测的1-dB增益带宽分别为18.3％(27.3-32.8GHz)和20.0％(25.6-31.3GHz)。实测的增益波动在整个阻抗通带(25.6-40.0GHz)上小于3dB。为了进行比较，仿真了具有相同孔径大小和扩张角度的参考传统双锥形天线。在32.5GHz(中心频率)下，提出的天线的仿真得到的增益，比参考天线高6dB。
图21a-23b显示了该天线的实测和仿真的归一化辐射方向图。从这些图中可以看出，实测和仿真的全向辐射方向图之间的一致性是合理的。由于设计的金属透镜中的电场纯度很高，仿真得出的交叉极化场非常低。这与图中发现的低于-25dB的弱交叉极化场是一致的。
表三实测和仿真得到的增益和半功率波束宽度(HPBWS)在阻抗通带的内情况
上面的表三列出了天线的仿真和实测辐射特性，包括实测和仿真得出的增益(realized gain)、半功率波束宽度(HPBWs)以及归一化辐射方向图的增益波动。参照表三，在所有三个频率下，仰角(x-z)面的实测得到的方向图增益波动小于3dB。由于实验公差的原因，它们比仿真结果要高。
图24中的表四将所提出的天线与现有技术中的增益增强型全向双锥形天线进行了比较。参照表四，[14]和[22]中的天线具有较高的增益，但-10-dB阻抗带宽较窄。它们要么有笨重的尺寸[14]，要么有巨大的方向图增益波动[22]。在表四中的设计中，提出的天线具有最宽的阻抗和增益带宽。此外，提出的天线具有超过9dB的增益，并具有稳定的方向图增益波动水平。有了这些有利的结果，提出的天线是毫米波无线通信系统的一个很好的候选方案。
总之，对于提出的天线而言，其原型被证明其具有的经过实测和仿真得到的--10-dB阻抗带宽，分别为39.4％和43.9％。它的最大实测得到的增益为9.2dBi。同时，在整个阻抗通带上观察到了稳定的增益，波动小于3dB。该原型的实测得到的1-dB增益带宽为20％。研究发现，与传统的双锥形天线相比，提出的天线在阻抗带宽几乎相同的情况下具有超过8dB的高增益。
因此，对示范性的实施方案进行了充分的描述。尽管描述中提到了特定的实施方案，但对于本领域的技术人员来说，很清楚本发明可以通过这些具体细节的变化来实施。因此，本发明不应解释为仅限于本文所述的实施例。
虽然在附图和前述描述中已经详细说明和描述了本发明的实施方案，但应将其视为说明性的，而不是限制性的，应理解为只显示和描述了示范性的实施方案，并不以任何方式限制本发明的范围。可以理解的是，这里描述的任何特征都可以用于任何实施例。说明性的实施方案并不排斥彼此或本文未述及的其他实施方案。因此，本发明还提供了包括上述一个或多个说明性实施方案的组合的实施方案。在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行修改和变化，因此，只应施加所附权利要求所表明的限制。
诸如图1-3和图6所描述的全向双锥形天线可以成为根据本发明其他实施例的天线阵列的元素。此外，虽然为上述示范性实施方案提供了具体数值，但在实施方案的变化中，金属透镜的扩张角和轴向长度可以改变为不同的数值。子信道的数量同样可以改变为不同的值。天线的工作频率也可以改变为其他频段。
全向双锥形天线和设计的增益增强透镜的材料可以是任何种类的金属，可以通过3D打印或计算机数控加工制作。两个天线可以通过SMA(SubMiniature version A)或波导进行馈电。功率分配器和金属透镜可以与双锥形天线集成。
在图1-3所描述的实施例中，金属板被显示为具有由环形函数和正弦函数定义的形状。然而，环形金属板的形状决不限于正弦形状。本领域的技术人员应该明白，任何类型的形状也可以被使用，如锯齿形、方形、正弦形或其他不同的几何形状。

Claims (10)

1.一种全向双锥形天线，包括：
a)具有宽端和窄端的第一漏斗状板；
b)具有宽端和窄端的第二漏斗状板；该第二漏斗状板相对于所述第一漏斗状板相反地设置，使所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板的所述窄端相互对准；以及
c)由所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板限定的环形金属透镜；
其中，所述环形金属透镜包括多块环形金属板；所述多块环形金属板与所述第二漏斗状板及所述第一漏斗状板同心排列，并位于所述第二漏斗状板及所述第一漏斗状板之间；所述多块环形金属板彼此分离。
2.根据权利要求1所述的全向双锥形天线，其中所述多块环形金属板中的至少一块具有空间上的弯曲形状。
3.根据权利要求2所述的全向双锥形天线，其中所述多块环形金属板中的所述至少一块在高度平面和方位平面上具有由正弦函数和环形函数描述的形状。
4.根据权利要求2所述的全向双锥形天线，其中所述多块环形金属板中的所述至少一块在高度平面内的厚度，从所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板的旋转轴线开始沿第二方向大体增加，并大体向外径向延伸。
5.根据权利要求1所述的全向双锥形天线，其中所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板是所述环形金属透镜的一部分。
6.根据权利要求1所述的全向双锥形天线，进一步包括多个保持环；每个所述保持环被所述第二漏斗状板、所述第一漏斗状板和所述多块环形金属板中的两块相邻的板夹住。
7.根据权利要求6所述的全向双锥形天线，其中所述多个保持环在由所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板的旋转轴线定义的第一方向上对齐。
8.根据权利要求6所述的全向双锥形天线，其中所述多个保持环由特氟龙制成。
9.根据权利要求1所述的全向双锥形天线，其中所述多块环形金属板的数量为奇数；所述多块环形金属板之中位于中心板一侧的第一部分，与位于所述中心板另一侧的所述多个环形金属板之中的第二部分对称。
10.根据权利要求1所述的全向双锥形天线，其中所述第二漏斗状板和所述第一漏斗状板中的至少一块，在其所述窄端和所述宽端之间包括两个斜面部分之间的平坦部分。
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