CN117579066A - 逐次逼近型模数转换器及控制其的方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种逐次逼近型模数转换器和控制逐次逼近型模数转换器的方法。逐次逼近型模数转换器包括：模拟输入端；比较器；数模转换器DAC，包括：电容器阵列，包括一组电容器，其中，每个电容器的顶极板被耦合到比较器的第一输入端；开关网络，包括一组开关，每个开关的第一端被耦合到对应电容器的底极板；补偿电容器，顶极板被耦合到比较器的第一输入端；第二开关，第二开关的第一端被耦合到补偿电容器的底极板，第二端可耦合到模拟输入端；以及第三开关，被耦合在比较器的第一输入端和第一参考电压之间；和逐次逼近寄存器SAR，被耦合到比较器的输出端和数模转换器DAC之间。逐次逼近型模数转换器能够降低失配误差的影响，同时无输入动态范围损失。

Description

逐次逼近型模数转换器及控制其的方法

技术领域

本公开涉及电路技术领域，特别是涉及一种逐次逼近型模数转换器和控制逐次逼近型模数转换器的方法。

背景技术

传统的逐次逼近型(Successive-approximation-register，SAR)模数转换器(Analog-to-digital converter，ADC)通过使用数模转换器(Digital-to-analogconverter，DAC)估计模拟信号的值，将模拟输入转换为数字输出。在若干逐次逼近循环的过程中，一系列数字估计值被提供给DAC的输入。在每个逐次逼近循环内，将DAC的输出与模拟输入信号进行比较，并且使用每个比较结果来为下一个估计或逐次逼近循环提供更接近的估计。在SAR ADC中，使用二进制搜索算法执行模数转换，以使ADC的数字输出中的每一位对应于特定的估计或逐次逼近循环。

由于具有相对低的功耗和简单的结构，SAR ADC被广泛地应用在许多电子系统中。然而，由于在实际制造中DAC中的电容器存在失配误差，导致SAR ADC容易出现非线性的问题，这会严重降低SAR ADC的线性度。

发明内容

提供一种缓解、减轻或者甚至消除上述问题中的一个或多个的机制将是有利的。

根据本公开的一方面，提供了一种逐次逼近型模数转换器，包括：模拟输入端，被配置为输入模拟电压；比较器，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；数模转换器DAC，包括：电容器阵列，包括一组电容器，其中，所述一组电容器中的每个电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端；开关网络，包括一组开关，所述一组开关中的每个开关的第一端被耦合到所述一组电容器中的对应电容器的底极板，所述一组开关中耦合到所述一组电容器中最高有效位电容器的第一开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；补偿电容器，所述补偿电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端，并且所述补偿电容器的电容值与所述最高有效位电容器的电容值相同；第二开关，所述第二开关的第一端被耦合到所述补偿电容器的底极板，所述第二开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；以及第三开关，被耦合在所述比较器的所述第一输入端和所述第一参考电压之间；和逐次逼近寄存器SAR，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间。

根据本公开的另一方面，提供了一种控制逐次逼近型模数转换器的方法，其中，所述逐次逼近型模数转换器包括：模拟输入端，用于输入模拟电压；比较器，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；数模转换器DAC；和逐次逼近寄存器SAR，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间，其中，所述方法包括多个转换周期，并且每个转换周期包括依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段，所述方法包括：在第一转换周期的采样阶段期间，对所述模拟电压进行采样以得到采样电压；在所述第一转换周期的预比较阶段期间，经由所述比较器的所述输出端输出预补偿数字码，其中，所述预补偿数字码表示所述采样电压与所述第一参考电压的比较结果；在所述第一转换周期的转换阶段期间，基于所述采样电压和所述预补偿数字码经由所述比较器的所述输出端输出比较信号；由所述逐次逼近寄存器SAR将第一数字信号输出到所述数模转换器DAC；以及基于来自所述比较器的所述输出端的所述比较信号，由所述逐次逼近寄存器SAR对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述数模转换器DAC中的一组电容器中电容器的数量来确定。

根据在下文中所描述的实施例，本公开的这些和其它方面将是清楚明白的，并且将参考在下文中所描述的实施例而被阐明。

附图说明

在下面结合附图对于示例性实施例的描述中，本公开的更多细节、特征和优点被公开，在附图中：

图1A是相关技术中逐次逼近型模数转换器的示意性电路图；

图1B是相关技术中逐次逼近型模数转换器的转换过程的示意图；

图2A是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的示意性框图；

图2B是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的示例性电路图；

图3A、图3B和图3C是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的示例性电路图；

图4是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的工作时序图；以及

图5是图示出根据本公开示例性实施例的控制逐次逼近型模数转换器的方法的流程图。

具体实施方式

将理解的是，尽管术语第一、第二、第三等等在本文中可以用来描述各种元件、部件、区、层和/或部分，但是这些元件、部件、区、层和/或部分不应当由这些术语限制。这些术语仅用来将一个元件、部件、区、层或部分与另一个元件、部件、区、层或部分相区分。因此，下面讨论的第一元件、部件、区、层或部分可以被称为第二元件、部件、区、层或部分而不偏离本公开的教导。

本文中使用的术语仅出于描述特定实施例的目的并且不意图限制本公开。如本文中使用的，单数形式“一个”、“一”和“该”意图也包括复数形式，除非上下文清楚地另有指示。将进一步理解的是，术语“包括”和/或“包含”当在本说明书中使用时指定所述及特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其群组的存在或添加一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其群组。如本文中使用的，术语“和/或”包括相关联的列出项目中的一个或多个的任意和全部组合，并且短语“A和B中的至少一个”包括仅A、仅B、以及A和B两者。

将理解的是，当元件或层被称为“连接到另一个元件或层”或“耦接到另一个元件或层”时，其可以直接连接到另一个元件或层或直接耦接到另一个元件或层，或者可以存在中间元件或层。相反，当元件被称为“直接连接到另一个元件或层”、“直接耦接到另一个元件或层”时，没有中间元件或层存在。术语“连接”和“耦接”在本文中可以互换地使用。如本文使用的，术语“信号有效”和“信号无效”具有本领域充分理解的含义。例如，对于边沿触发而言，“信号有效”是指上升沿有效或下降沿有效。对于电平触发而言，“信号有效”是指高电平有效(N型逻辑)或低电平有效(P型逻辑)。“信号无效”则是指与“信号有效”的情况相反的情况。

除非另有定义，本文中使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员所通常理解的相同含义。将进一步理解的是，诸如那些在通常使用的字典中定义的之类的术语应当被解释为具有与其在相关领域和/或本说明书上下文中的含义相一致的含义，并且将不在理想化或过于正式的意义上进行解释，除非本文中明确地如此定义。

图1A是相关技术中逐次逼近型模数转换器100的示意性电路图。图1A示出了传统的逐次逼近型模数转换器电路中的DAC电路以及比较器(其他元件未示出)。如图1A所示，DAC电路包括一组二进制加权电容器C_lsb,C_lsb+1,…,C_msb-1,C_msb，其中每个电容器的电容值具有二进制权重值，DAC电路利用电容中电荷的再分配原理来产生模拟输出电压，以与所输入的模拟电压Ain进行比较，并且使用每个比较结果来为下一个估计或逐次逼近循环提供更接近的估计。在一个示例中，当一组二进制加权电容器具有10个电容器时，则C0-C9的电容值可以分别对应为2⁰C,2¹C,…,2⁸C,2⁹C。然而，在实际应用中，一组二进制加权电容器中的各个电容器的实际电容值可能不符合对应的二进制权重值，这导致了电容器之间的失配。一组二进制加权电容器中各个电容器间的失配误差会减低SAR ADC的线性度，减小其动静态性能，对于高精度SAR ADC设计而言，影响尤其严重。

在一些相关设计中，可以采用过采样手段将电容器产生的失配误差整形到带外高频处，并在数字域将被整形的带外噪声滤除。具体地，假设MSB对应的电容器C_msb的电容值没有误差，LSB段的电容值相对MSB存在失配E(n)，其中，n为正整数，用于表示当前转换周期。以图1A为例，在SAR ADC的每次采样期间，通过将C_msb的一端连接到Vcm以将MSB复位，并基于上一个转换周期得到的LSB段对应的数字码将LSB段的电容器的一端分别连接到Vrefp或Vrefn中的一者，在采样结束后，通过将全部电容器复位来将上一个转换周期对应的失配误差E(n-1)采样到当前的转换周期，并在后续进行传统的SAR ADC的转换。在转换结束后，在数字域减去上一转换周期的LSB对应的数字码来得到当前转换周期对应的数字输出Do(n):Do(n)＝Ain(n)+E(n-1)-E(n)，其中，Ain(n)表示当前转换周期的模拟输入电压。

可见，上述方案使得失配误差E(n)的传递函数是高通特性，根据噪声整形技术思路，，通过适当的过采样可以将失配误差整形至带外并进行滤波去除，以得到能够减小失配误差的SAR ADC的技术方案。

在上述设计中，MSB对应的电容C_msb被作为参考电容器以定义电容器之间的失配误差。以10比特SAR ADC为例，当一组二进制加权电容器具有10个电容器时，则C0-C9的电容值可以分别对应为2⁰C,2¹C,…,2⁸C,2⁹C。可以理解的是，在实际的设计中，由于制造工艺的变化，每个电容器的电容值相比于其理想的电容值具有一定的偏差，这一偏差可以用e0-e9来表示，这一偏差中包括了在单位电容值C上所产生的全局偏差和针对每个电容器的电容值的单个偏差。为了定义电容器间的失配误差，MSB对应的电容C_msb被作为参考电容器来定义全局偏差C’＝(2⁹C+e9)/2⁹，当将全局偏差C’应用至C0-C9时，则可以用e0’-e8’来表示LSB段对应的电容器相对于MSB对应的电容器的失配误差，即C9＝2⁹C’,C8＝2⁸C’+e8’,…,C1＝2¹C’+e1’,C0＝2⁰C’+e0’，可见，MSB对应的电容C9与其权重相匹配，仅LSB段对应的电容器C0-C8存在相对于其二进制权重的失配误差。

基于这一假设，上述基于传统的SAR ADC的改进方案的转换过程可以用图1B来进行描述。首先，在采样阶段，引入了上一转换周期LSB段对应的模拟电压DAC_LSBs(n-1)和上一转化周期的失配误差E(n-1)，在转换阶段中，首先从模拟输入Ain(n)中减去MSB对应的模拟电压DAC_MSB(n)，接着减去LSB段对应的模拟电压DAC_LSBs(n)和LSB段对应的失配误差E(n)，其中，E(n)表示e0’-e8’的线性组合。当LSB段的数字码和MSB的数字码被加入到数字域中时，极性相反的失配误差-E(n)会出现在数字输出中，而所引入的上一转化周期的失配误差E(n-1)能够通过产生(1-z^-1)的高通特性将将失配误差整形到高频，即E(n)-E(n-1)＝(1-z^-1)E(n)，经过数字低通滤波后，可明显减小失配误差影响。由此得到了能够减小失配误差的SAR ADC的技术方案。当前转换周期的数字输出Do(n)＝Ain(n)+E(n-1)-E(n)。

然而，在这一技术方案中，由于在采样阶段引入了上一转换周期中LSB段对应的信号，占用了SAR ADC的一半输入范围，导致仅有另一半能够用于实际信号的输入，造成了动态范围的损失。

下面将详细描述本公开的示例性实施例，其可以出于许多原因用来获益，例如，缓解或减轻这些不合期望的动态范围的损失。

图2A是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器200A的示意性框图。如图2A所示，逐次逼近型模数转换器200A包括：模拟输入端201，被配置为输入模拟电压；比较器202，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；数模转换器DAC 203，包括：电容器阵列，包括一组电容器，其中，所述一组电容器中的每个电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端；开关网络，包括一组开关，所述一组开关中的每个开关的第一端被耦合到所述一组电容器中的对应电容器的底极板，所述一组开关中耦合到所述一组电容器中最高有效位电容器的第一开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；补偿电容器，所述补偿电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端，并且所述补偿电容器的电容值与所述最高有效位电容器的电容值相同；第二开关，所述第二开关的第一端被耦合到所述补偿电容器的底极板，所述第二开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；以及第三开关，被耦合在所述比较器的所述第一输入端和所述第一参考电压之间；和逐次逼近寄存器SAR 204，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间。

图2B是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器200B的示意性电路图。如图2B所示，逐次逼近型模数转换器200B包括模拟输入端201，用于输入模拟电压Ain；比较器202，包括第一输入端202-1、第二输入端202-2和输出端202-3，其中，第二输入端202-2被耦合到第一参考电压Vcm；数模转换器DAC 203(图2B中未示出逐次逼近寄存器SAR)。图2B示例性地示出了数模转换器DAC 203的具体电路结构，数模转换器DAC 203包括：电容器阵列，包括一组电容器C_lsb,C_lsb+1,…,C_msb-1,C_msb，其中的每个电容器的顶极板被耦合到比较器202的第一输入端202-1；开关网络，包括一组开关S_lsb,S_lsb+1,…,S_msb-1,S_msb，其中的每个开关的第一端被耦合到对应电容器的底极板，耦合到最高有效位电容器C_msb的第一开关S_msb的第二端可耦合到模拟输入端201；补偿电容器C_msb_r，其顶极板被耦合到比较器202的第一输入端202-1，并且补偿电容器C_msb_r的电容值与最高有效位电容器C_msb的电容值相同；第二开关S2，第二开关S2的第一端被耦合到补偿电容器C_msb_r的底极板，第二开关S2的第二端可耦合到模拟输入端201；以及第三开关S3，被耦合在比较器202的第一输入端202-1和第一参考电压Vcm之间。

在一些示例中，一组二进制加权电容器C_lsb,C_lsb+1,…,C_msb-1,C_msb为一组二进制加权电容器，其中每个电容器的电容值具有二进制权重值。

可以理解的是，在前文描述的基于传统的SAR ADC的改进方案中，由于在采样阶段引入了上一转换周期LSB段对应的信号，占用了SAR ADC的一半输入范围，导致仅有另一半能够用于实际信号的输入，造成了动态范围的损失。而在本申请中，同样能够在采样阶段通过将C_msb连接到Vcm以将MSB复位，并基于上一个转换周期得到的LSB段对应的数字码将LSB段的电容器分别连接到Vrefp或Vrefn中的一者，在采样结束后，通过将全部电容器复位来将上一个转换周期对应的失配误差E(n-1)采样到当前的转换周期，并在后续进行传统的SAR ADC的转换，并且能够通过在逐次逼近型模数转换器200B中引入电容值与C_msb电容值相同的补偿电容器C_msb_r，用于生成与所引入的上一转换周期LSB段对应的信号极性相反的电压信号，以用于补偿模拟输入电压的动态范围损失。由此，能够在减小失配误差的同时解决由于引入上一转换周期LSB段对应的信号而导致的动态范围损失问题，输入的信号没有幅度的损失。

根据一些实施例，逐次逼近型模数转换器还包括采样保持电路(图2A和图2B中未示出)，以在下一个采样脉冲到来之前，对所采得的样值脉冲幅度进行保持，以便进行后续转化。

根据一些实施例，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端被配置为耦合到模拟输入端、所述第一参考电压、第二参考电压以及第三参考电压中的一者，并且其中，所述第一参考电压为所述第二参考电压和所述第三参考电压的共模信号。

根据一些实施例，所述第一参考电压包括接地。

根据一些实施例，当ADC为差分实现形式时，模拟输入端所输入的模拟电压为具有正负极性的模拟电压信号，第二参考电压和第三参考电压分别对应于具有正负极性的参考电压Vrefp和Vrefn，此时，第二参考电压和第三参考电压的共模信号为0V，即第一参考电压接地。

可以理解的是，模拟输入端所输入的模拟电压也可以为具有单极性(例如取值为正)的模拟电压信号。各个电容器对应的开关可以分别耦合到正参考电压Vref和地中的一者，以表示各个电容器所对应的数字码为1或0，此时第一参考电压可以表示为Vref/2。

可以理解的是，在逐次逼近型模数转换器执行模数转换的每个转换周期的不同阶段中，第一开关和第二开关分别耦合到模拟输入端、第一参考电压、第二参考电压以及第三参考电压中的一者，以执行对应的功能。示例性的，第一开关和第二开关耦合到模拟输入端时，用于对模拟电压进行采样；第一开关和第二开关耦合到第一参考电压即接地时，用于对对应的MSB对应的C_msb和补偿电容器C_msb_r进行复位重置；第一开关和第二开关耦合到第二参考电压和第三参考电压中的一者用于表示MSB对应的C_msb和补偿电容器C_msb_r所对应的数字码。

根据一些实施例，所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压、所述第二参考电压以及所述第三参考电压中的一者。一组开关中除所述第一开关外的每个开关耦合到第一参考电压，用于对对应的电容器进行重置复位；一组开关中除所述第一开关外的每个开关耦合到第二参考电压或第三参考电压中的一者时，表示对应的电容器所对应的数字码。可以理解的是，用于一组开关中除所述第一开关外的每个开关通过第一开关和/或第二开关连接到模拟输入端，而无需与模拟输入端直接耦合。

根据一些实施例，所述逐次逼近型模数转换器执行模数转换的每个转换周期包括依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段。

SAR ADC执行模数转换的每个转换周期的过程具体如下：

在第一转换周期的采样阶段期间，所述数模转换器DAC被配置为对所述模拟电压进行采样以得到采样电压；

在所述第一转换周期的预比较阶段期间，所述比较器被配置为经由所述输出端输出预补偿数字码，其中，所述预补偿数字码表示所述采样电压与所述第一参考电压的比较结果；

在所述第一转换周期的转换阶段期间，所述比较器被配置为基于所述采样电压和所述预补偿数字码经由所述输出端输出比较信号，并且，所述逐次逼近寄存器SAR被配置为：将第一数字信号输出到所述数模转换器DAC；以及基于来自所述比较器的所述输出端的所述比较信号，对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述一组电容器中电容器的数量来确定。

由此，在传统SAR ADC的基础上，在采样阶段后增加了预比较阶段，通过比较采样电压与第一参考电压的大小，来确定比较器所输出的预补偿数字码。示例性的，当模拟输入端所输入的模拟电压为具有正负极性的模拟电压信号时，第二参考电压和第三参考电压分别对应于具有正负极性的参考电压Vrefp和Vrefn，此时，第二参考电压和第三参考电压的共模信号为0V，即第一参考电压接地。可以通过比较采样电压与0V的大小，来确定比较器所输出的预补偿数字码：当采样电压大于0V时，则输出预补偿数字码为-1，从而能够在转换阶段利用补偿电容器在采样电压的基础上减小Vrefp/2；当采样电压小于0V时，则输出预补偿数字码为+1，从而能够在转换阶段利用补偿电容器在采样电压的基础上补偿Vrefp/2。

在所述第一转换周期的转换阶段期间，如图2A所示，比较器202被配置为基于所述采样电压和预补偿数字码经由输出端输出比较信号到逐次逼近寄存器SAR 204，并且，逐次逼近寄存器SAR 204被配置为：将第一数字信号输出到数模转换器DAC 203；以及基于来自所述比较器202的输出端的所述比较信号，对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述一组二进制加权电容器中电容器的数量来确定，由此，实现了由模拟电压到数字信号的转换。当SAR ADC为10比特ADC时，一组二进制加权电容器中具有10个电容器C0-C9，逐次逼近寄存器SAR 204在转换阶段结束后会输出具有10位的第一数字信号，其中每一位数字码分别对应到C0-C9中的一者。

依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段确保了SAR ADC能够对模拟输入端所输入的模拟电压进行采样后，再基于采样到的模拟电压执行预比较阶段，从而能够使得预比较过程更为准确，从而能够在转换阶段利用补偿电容器基于所得到的预补偿数字码对采样电压进行补偿，使得输入没有幅度损失，以解决相关技术中存在的动态范围损失问题，

图3A-3C分别是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的采样阶段、预比较阶段和转换阶段的示例性电路图。

如图3A所示，在所述第一转换周期的采样阶段期间，所述第三开关S3被配置为闭合，所述第一开关S_msb的第二端和所述第二开关S2的第二端被配置为耦合到所述模拟输入端201，所述一组开关中除所述第一开关S_msb外的每个开关S_msb-1-S_lsb的第二端被配置为基于第二转换周期中各电容器对应的数字码耦合到所述第二参考电压Vrefp和所述第三参考电压Vrefn中的一者，其中，所述第二转换周期为所述第一转换周期的前一转换周期。

可见，在采样阶段期间，MSB对应的电容器C_msb和补偿电容器C_msb_r的底极板连接到模拟输入端，以利用底极板对模拟电压进行采样，从而降低了顶级板采样方法中采样开关的线性度的要求。

此外，基于上一转换周期中LSB段对应的各电容器对应的数字码，将S_msb-1-S_lsb中的每个开关的第二端耦合到第二参考电压Vrefp和第三参考电压Vrefn中的一者，以将上一转换周期的LSB信号DAC_LSBs(n-1)以及失配误差E(n-1)引入到当前周期。从而，在转换结束后，在数字域减去上一转换周期的LSB段对应的数字码，即能够得到当前转换周期对应的数字输出。

在转换过程中，当LSB段的数字码和MSB的数字码被加入到数字域中时，当前转换周期的极性相反的失配误差-E(n)会出现在数字输出中，而所引入的上一转化周期的失配误差E(n-1)能够通过产生(1-z^-1)的高通滤波效果，通过后级数字低通滤波处理将失配误差滤除。即E(n)-E(n-1)＝(1-z^-1)E(n)，由此能够实现减小失配误差。

如图3B所示，在所述第一转换周期的预比较阶段期间，所述第三开关被配置为打开，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压，所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为悬空，所述比较器被配置为经由所述输出端输出所述预补偿数字码。

第三开关打开后，DAC完成了对模拟电压和所引入的上一转换周期的LSB信号DAC_LSBs(n-1)以及失配误差E(n-1)的采样，得到了采样电压，将C_msb_r和C_msb的底极板接第一参考电压进行复位重置，LSB段对应的电容器的底极板开关悬空，并由比较器基于对采样电压和第一参考电压的比较经由其输出端202-3输出预补偿数字码。

在预比较阶段，通过将LSB段对应的电容器的底极板开关悬空，将LSB段电容上的电荷冻结，避免了顶级板的电压过大导致器件超过正常工作电压范围的情况发生，保证了SAR ADC的安全操作。

如图3C所示，在所述第一转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，所述第三开关S3被配置为打开，所述第二开关S2的第二端被配置为基于所述预补偿数字码耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者，所述一组开关中的每个开关S_msb-S_lsb的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压。

由此，基于预比较阶段输出的预补偿数字码来确定如何对输入的模拟电压进行补偿，具体地，比较器输出预补偿数字码为-1时，在第一次转换操作之前，将第二开关第二端耦合到第三参考电压Vrefn，以将采样电压预减小|Vrefn/2|；比较器输出预补偿数字码为+1时，在第一次转换操作之前，将第二开关第二端耦合到第二参考电压Vrefp，以将采样电压预补偿|Vrefp/2|，从而使得所输入的模拟电压幅度为Vrefn-Vrefp，补偿由于在采样阶段引入上一转换周期的信号而导致的幅度损失。

根据一些实施例，在第三转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，所述第三开关被配置为打开，所述第一开关的第二端基于所述预补偿数字码被配置为耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者，所述第二开关的第二端以及所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压，其中，所述第三转换周期为所述第一转换周期的下一转换周期。

可以理解的是，在相邻的两个转换周期中，可以通过交换C_msb_r和C_msb的角色来减小这两个电容器由于制造工艺所导致的电容值的偏差。具体地，在当前转换周期中将C_msb_r作为补偿电容器，用于预比较以得到预补偿数字码，并在转换阶段连接到对应的预补偿数字码以对模拟电压进行幅度补偿，C_msb作为MSB对应的电容器；在当前转换周期的下一转换周期中，则交换C_msb_r和C_msb的角色，将C_msb作为补偿电容器，用于预比较以得到预补偿数字码，并在转换阶段连接到对应的预补偿数字码以对模拟电压进行幅度补偿，C_msb_r作为MSB对应的电容器。由此，在相邻的转换周期中，通过乒乓操作来回切换C_msb和C_msb_r角色，以消除C_msb_r引入的误差。

图4是图示出根据本公开示例性实施例的逐次逼近型模数转换器的工作时序图。如图4所示，示出了在采样阶段、预比较阶段以及转换阶段分别对应的相位变化PH_Sa、PH_pre、和PH_Conv。首先，在采样阶段对输入的模拟电压进行采样；其次，在预比较阶段对所采样的电压进行预比较，以确定如何对输入电压进行补偿；最后，在转换阶段进行SAR的转换，并在转换结束后输出转换得到的数字代码，从而完成模拟信号到数字信号的转换。

本公开所提供的SAR ADC方案无需增加额外的DWA模块即可实现失配误差的减小以及动态范围的完全恢复。此外，在转换的过程中，先进行采样而后进行基于所采样的电压进行预比较，这一过程中无需进行数字预测，即使输入信号中包含其它频率的干扰信号也不会影响到输入信号的动态范围。所提供的这一SAR ADC方案能够集成在噪声整形ADC中，使其获得更好的性能。

根据本公开的另一方面，还提供了一种控制逐次逼近型模数转换器的方法500。逐次逼近型模数转换器包括：模拟输入端，用于输入模拟电压；比较器，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；数模转换器DAC；和逐次逼近寄存器SAR，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间，其中，所述方法包括多个转换周期，并且每个转换周期包括依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段。

如图5所示，控制逐次逼近型模数转换器的方法500包括步骤S501至S505：

步骤S501、在第一转换周期的采样阶段期间，对所述模拟电压进行采样以得到采样电压；

步骤S502、在所述第一转换周期的预比较阶段期间，经由所述比较器的所述输出端输出预补偿数字码，其中，所述预补偿数字码表示所述采样电压与所述第一参考电压的比较结果；

步骤S503、在所述第一转换周期的转换阶段期间，基于所述采样电压和所述预补偿数字码经由所述比较器的所述输出端输出比较信号；

步骤S504、由所述逐次逼近寄存器SAR将第一数字信号输出到所述数模转换器DAC；以及

步骤S505、基于来自所述比较器的所述输出端的所述比较信号，由所述逐次逼近寄存器SAR对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述数模转换器DAC中的一组电容器中电容器的数量来确定。

在一些示例中，一组二进制加权电容器C_lsb,C_lsb+1,…,C_msb-1,C_msb为一组二进制加权电容器，其中每个电容器的电容值具有二进制权重值。由此，在传统SAR ADC的基础上，在采样阶段后增加了预比较阶段，通过比较采样电压与第一参考电压的大小，来确定比较器所输出的预补偿数字码。示例性的，当模拟输入端所输入的模拟电压为具有正负极性的模拟电压信号[-Vref,Vref]时，可以通过比较采样电压与0V的大小，来确定比较器所输出的预补偿数字码：当采样电压大于0V时，则输出预补偿数字码为-1，从而能够在转换阶段利用补偿电容器在采样电压的基础上减小Vref/2；当采样电压小于0V时，则输出预补偿数字码为+1，从而能够在转换阶段利用补偿电容器在采样电压的基础上补偿Vref/2。

从而，能够在利用相关设计中在采样阶段将上一个转换周期对应的失配误差E(n-1)采样到当前的转换周期以减小失配误差的同时，通过在采样阶段后增加了预比较阶段，在转换阶段生成与所引入的上一转换周期LSB段对应的信号极性相反的电压信号，以用于补偿模拟输入电压的动态范围损失。由此，能够在减小失配误差的同时解决动态范围损失问题，使得输入的信号没有幅度的损失。

根据一些实施例，所述数模转换器DAC包括：电容器阵列，包括一组电容器，其中，所述一组电容器中的每个电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端；开关网络，包括一组开关，所述一组开关中的每个开关的第一端被耦合到所述一组电容器中的对应电容器的底极板，所述一组开关中耦合到所述一组电容器中最高有效位电容器的第一开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；补偿电容器，所述补偿电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端，并且所述补偿电容器的电容值与所述最高有效位电容器的电容值相同；第二开关，所述第二开关的第一端被耦合到所述补偿电容器的底极板，所述第二开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；第三开关，被耦合在所述比较器的所述第一输入端和所述第一参考电压之间。

从而，通过在逐次逼近型模数转换器中引入电容值与C_msb电容值相同的补偿电容器C_msb_r，生成与所引入的上一转换周期LSB段对应的信号极性相反的电压信号，以用于补偿模拟输入电压的动态范围损失。由此，能够在减小失配误差的同时解决动态范围损失问题，使得输入的信号没有幅度的损失。

根据一些实施例，控制逐次逼近型模数转换器的方法500还包括：在所述第一转换周期的采样阶段期间，将所述第三开关闭合；将所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端耦合到所述模拟输入端；以及基于第二转换周期中各电容器对应的数字码，将所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端耦合到第二参考电压和第三参考电压中的一者，其中，所述第二转换周期为所述第一转换周期的前一转换周期，并且其中，所述第一参考电压为所述第二参考电压和所述第三参考电压的共模信号。

根据一些实施例，所述第一参考电压包括接地。

根据一些实施例，当ADC为差分实现形式时，模拟输入端所输入的模拟电压为具有正负极性的模拟电压信号，第二参考电压和第三参考电压分别对应于具有正负极性的参考电压Vrefp和Vrefn，此时，第二参考电压和第三参考电压的共模信号为0V，即第一参考电压接地。

可以理解的是，模拟输入端所输入的模拟电压也可以为具有单极性(例如取值为正)的模拟电压信号。各个电容器对应的开关可以分别耦合到正参考电压Vref和地中的一者，以表示各个电容器所对应的数字码为1或0，此时第一参考电压可以表示为Vref/2。

在采样阶段期间，MSB对应的电容器C_msb和补偿电容器C_msb_r的底极板连接到模拟输入端，以利用底极板对模拟电压进行采样，从而降低了顶级板采样方法中采样开关的线性度的要求。

此外，基于上一转换周期中LSB段对应的各电容器对应的数字码，将LSB段对应的电容器对应的每个开关的第二端耦合到第二参考电压Vrefp和第三参考电压Vrefn中的一者，以将上一转换周期的LSB信号DAC_LSBs(n-1)以及失配误差E(n-1)引入到当前周期。从而，在转换结束后，在数字域减去上一转换周期的LSB段对应的数字码，即能够得到当前转换周期对应的数字输出。

在转换过程中，当LSB段的数字码和MSB的数字码被加入到数字域中时，当前转换周期的极性相反的失配误差-E(n)会出现在数字输出中，而所引入的上一转化周期的失配误差E(n-1)能够通过产生(1-z^-1)的高通特性将将失配误差整形到高频，即E(n)-E(n-1)＝(1-z^-1)E(n)，经过数字低通滤波后，可明显减小失配误差影响。由此能够实现减小失配误差。

根据一些实施例，控制逐次逼近型模数转换器的方法500还包括：在所述第一转换周期的预比较阶段期间，将所述第三开关打开；将所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端耦合到所述第一参考电压；将所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端悬空；以及经由所述比较器的所述输出端输出所述预补偿数字码。

第三开关打开后，DAC完成了对模拟电压和所引入的上一转换周期的LSB信号DAC_LSBs(n-1)以及失配误差E(n-1)的采样，得到了采样电压，将C_msb_r和C_msb的底极板接第一参考电压进行复位重置，LSB段对应的电容器的底极板开关悬空，并由比较器基于对采样电压和第一参考电压的比较经由其输出端输出预补偿数字码。

在预比较阶段，通过将LSB段对应的电容器的底极板开关悬空，避免了顶级板的电压过大导致器件超过正常工作电压范围的情况发生，保证了SAR ADC的安全操作。

根据一些实施例，控制逐次逼近型模数转换器的方法500还包括：在所述第一转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，将所述第三开关打开；基于所述预补偿数字码，将所述第二开关的第二端耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者；以及将所述一组开关中的每个开关的第二端耦合到所述第一参考电压。

由此，基于预比较阶段输出的预补偿数字码来确定如何对输入的模拟电压进行补偿，具体地，比较器输出预补偿数字码为-1时，在第一次转换操作之前，将第二开关第二端耦合到第三参考电压Vrefn，以将采样电压预减小|Vrefn/2|；比较器输出预补偿数字码为+1时，在第一次转换操作之前，将第二开关第二端耦合到第二参考电压Vrefp，以将采样电压预补偿|Vrefp/2|，从而使得所输入的模拟电压幅度为Vrefn-Vrefp，补偿由于在采样阶段引入上一转换周期的信号而导致的幅度损失。

根据一些实施例，控制逐次逼近型模数转换器的方法500还包括：在第三转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，将所述第三开关打开；基于所述预补偿数字码，将所述第一开关的第二端耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者；以及将所述第二开关的第二端以及所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端耦合到所述第一参考电压，其中，所述第三转换周期为所述第一转换周期的下一转换周期。

可以理解的是，在相邻的两个转换周期中，可以通过交换C_msb_r和C_msb的角色来减小这两个电容器由于制造工艺所导致的电容值的偏差。具体地，在当前转换周期中将C_msb_r作为补偿电容器，用于预比较以得到预补偿数字码，并在转换阶段连接到对应的预补偿数字码以对模拟电压进行幅度补偿，C_msb作为MSB对应的电容器；在当前转换周期的下一转换周期中，则交换C_msb_r和C_msb的角色，将C_msb作为补偿电容器，用于预比较以得到预补偿数字码，并在转换阶段连接到对应的预补偿数字码以对模拟电压进行幅度补偿，C_msb_r作为MSB对应的电容器。由此，在相邻的转换周期中，通过乒乓操作来回切换C_msb和C_msb_r角色，以消除C_msb_r引入的误差。

本公开所提供的控制SAR ADC的方法无需增加额外的DWA模块即可实现失配误差的减小以及动态范围的完全恢复。此外，在转换的过程中，先进行采样而后进行基于所采样的电压进行预比较，这一过程中无需进行数字预测，即使输入信号中包含其它频率的干扰信号也不会影响到输入信号的动态范围。所提供的这一SAR ADC方案能够集成在噪声整形ADC中，使其获得更好的性能。

虽然在附图和前面的描述中已经详细地说明和描述了本公开，但是这样的说明和描述应当被认为是说明性的和示意性的，而非限制性的；本公开不限于所公开的实施例。通过研究附图、公开内容和所附的权利要求书，本领域技术人员在实践所要求保护的主题时，能够理解和实现对于所公开的实施例的变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除未列出的其他元件或步骤，不定冠词“一”或“一个”不排除多个，术语“多个”是指两个或两个以上，并且术语“基于”应解释为“至少部分地基于”。在相互不同的从属权利要求中记载了某些措施的仅有事实并不表明这些措施的组合不能用来获益。

Claims (13)

1.一种逐次逼近型模数转换器，包括：

模拟输入端，被配置为输入模拟电压；

比较器，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；

数模转换器DAC，包括：

电容器阵列，包括一组电容器，其中，所述一组电容器中的每个电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端；

开关网络，包括一组开关，所述一组开关中的每个开关的第一端被耦合到所述一组电容器中的对应电容器的底极板，所述一组开关中耦合到所述一组电容器中最高有效位电容器的第一开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；

补偿电容器，所述补偿电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端，并且所述补偿电容器的电容值与所述最高有效位电容器的电容值相同；

第二开关，所述第二开关的第一端被耦合到所述补偿电容器的底极板，所述第二开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；以及

第三开关，被耦合在所述比较器的所述第一输入端和所述第一参考电压之间；和逐次逼近寄存器SAR，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间。

2.如权利要求1所述的逐次逼近型模数转换器，其中，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端被配置为耦合到模拟输入端、所述第一参考电压、第二参考电压以及第三参考电压中的一者，并且其中，所述第一参考电压为所述第二参考电压和所述第三参考电压的共模信号。

3.如权利要求2所述的逐次逼近型模数转换器，其中，所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压、所述第二参考电压以及所述第三参考电压中的一者。

4.如权利要求3所述的逐次逼近型模数转换器，其中，所述逐次逼近型模数转换器执行模数转换的每个转换周期包括依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段，并且其中，

在第一转换周期的采样阶段期间，所述数模转换器DAC被配置为对所述模拟电压进行采样以得到采样电压；

在所述第一转换周期的预比较阶段期间，所述比较器被配置为经由所述输出端输出预补偿数字码，其中，所述预补偿数字码表示所述采样电压与所述第一参考电压的比较结果；

在所述第一转换周期的转换阶段期间，所述比较器被配置为基于所述采样电压和所述预补偿数字码经由所述输出端输出比较信号，并且，所述逐次逼近寄存器SAR被配置为：

将第一数字信号输出到所述数模转换器DAC；以及

基于来自所述比较器的所述输出端的所述比较信号，对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述一组电容器中电容器的数量来确定。

5.如权利要求4所述的逐次逼近型模数转换器，其中，在所述第一转换周期的采样阶段期间，所述第三开关被配置为闭合，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端被配置为耦合到所述模拟输入端，所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为基于第二转换周期中各电容器对应的数字码耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者，其中，所述第二转换周期为所述第一转换周期的前一转换周期。

6.如权利要求4所述的逐次逼近型模数转换器，其中，在所述第一转换周期的预比较阶段期间，所述第三开关被配置为打开，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压，所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为悬空，所述比较器被配置为经由所述输出端输出所述预补偿数字码。

7.如权利要求4-6中任一项所述的逐次逼近型模数转换器，其中，在所述第一转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，所述第三开关被配置为打开，所述第二开关的第二端被配置为基于所述预补偿数字码耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者，所述一组开关中的每个开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压。

8.如权利要求4-6中任一项所述的逐次逼近型模数转换器，其中，在第三转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，所述第三开关被配置为打开，所述第一开关的第二端基于所述预补偿数字码被配置为耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者，所述第二开关的第二端以及所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端被配置为耦合到所述第一参考电压，其中，所述第三转换周期为所述第一转换周期的下一转换周期。

9.一种控制逐次逼近型模数转换器的方法，其中，所述逐次逼近型模数转换器包括：

模拟输入端，用于输入模拟电压；

比较器，包括第一输入端、第二输入端和输出端，其中，所述第二输入端被耦合到第一参考电压；

数模转换器DAC；和

逐次逼近寄存器SAR，被耦合到所述比较器的所述输出端和所述数模转换器DAC之间，其中，

所述方法包括多个转换周期，并且每个转换周期包括依次执行的采样阶段、预比较阶段和转换阶段，所述方法包括：

在第一转换周期的采样阶段期间，对所述模拟电压进行采样以得到采样电压；

在所述第一转换周期的预比较阶段期间，经由所述比较器的所述输出端输出预补偿数字码，其中，所述预补偿数字码表示所述采样电压与所述第一参考电压的比较结果；

在所述第一转换周期的转换阶段期间，基于所述采样电压和所述预补偿数字码经由所述比较器的所述输出端输出比较信号；

由所述逐次逼近寄存器SAR将第一数字信号输出到所述数模转换器DAC；以及

基于来自所述比较器的所述输出端的所述比较信号，由所述逐次逼近寄存器SAR对所述第一数字信号的N位进行解析，其中，N为大于1的整数，并且N的取值基于所述数模转换器DAC中的一组电容器中电容器的数量来确定。

10.如权利要求9所述的方法，所述数模转换器DAC包括：

电容器阵列，包括所述一组电容器，其中，所述一组电容器中的每个电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端；

开关网络，包括一组开关，所述一组开关中的每个开关的第一端被耦合到所述一组电容器中的对应电容器的底极板，所述一组开关中耦合到所述一组电容器中最高有效位电容器的第一开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；

补偿电容器，所述补偿电容器的顶极板被耦合到所述比较器的所述第一输入端，并且所述补偿电容器的电容值与所述最高有效位电容器的电容值相同；

第二开关，所述第二开关的第一端被耦合到所述补偿电容器的底极板，所述第二开关的第二端可耦合到所述模拟输入端；

第三开关，被耦合在所述比较器的所述第一输入端和所述第一参考电压之间，其中，

所述方法还包括：

在所述第一转换周期的采样阶段期间，

将所述第三开关闭合；

将所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端耦合到所述模拟输入端；以及

基于第二转换周期中各电容器对应的数字码，将所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端耦合到第二参考电压和第三参考电压中的一者，其中，所述第二转换周期为所述第一转换周期的前一转换周期，并且其中，所述第一参考电压为所述第二参考电压和所述第三参考电压的共模信号。

11.如权利要求10所述的方法，还包括：

在所述第一转换周期的预比较阶段期间，

将所述第三开关打开；

将所述第一开关的第二端和所述第二开关的第二端耦合到所述第一参考电压；

将所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端悬空；以及

经由所述比较器的所述输出端输出所述预补偿数字码。

12.如权利要求10或11所述的方法，还包括：

在所述第一转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，

将所述第三开关打开；

基于所述预补偿数字码，将所述第二开关的第二端耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者；以及

将所述一组开关中的每个开关的第二端耦合到所述第一参考电压。

13.如权利要求10或11所述的方法，还包括：

在第三转换周期的转换阶段期间，在进行第一次转换操作之前，

将所述第三开关打开；

基于所述预补偿数字码，将所述第一开关的第二端耦合到所述第二参考电压和所述第三参考电压中的一者；以及

将所述第二开关的第二端以及所述一组开关中除所述第一开关外的每个开关的第二端耦合到所述第一参考电压，其中，所述第三转换周期为所述第一转换周期的下一转换周期。