CN117277616A - 基于旋转磁场耦合的wpt抗偏移抗偏转方法及系统 - Google Patents
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Abstract
本发明提出了一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统，涉及物理学领域。其包括构建WPT系统，采用两路逆变器分别产生高频电压，并通过LCC‑S谐振拓扑供给DQDD‑CD耦合机构；在DQDD‑CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，DQDD‑CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量；两路能道分别经过补偿电容进入整流电路，最终为负载提供电能；基于WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据表达式获得抗偏移偏转性能最优的LCC‑S谐振元件配置方法。此外本发明还基于上述方法提出了一种WPT系统，兼具良好的抗偏移及抗偏转性能。
Description
技术领域
本发明涉及物理学领域，具体而言，涉及一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术实现了非接触充电，因其无接触损耗、方便灵活、不受室外恶劣环境影响等优点，成为电动汽车充电系统领域的研究热点。随着应用场合对泊车位置灵活性需求的不断提高，WPT系统的抗偏移偏转特性成为WPT的研究热点之一。耦合机构的抗偏移偏转特性主要包括在水平方向的偏移、沿垂直方向的偏移及偏转。这些情况都会影响发射线圈和接收线圈之间的耦合系数。因此，为了扩大充电区域，要求WPT系统对偏移及偏转不敏感，同时保证车载接收机构拾取功率的稳定性是电动汽车WPT系统亟待解决的关键问题。为了提高WPT系统的抗偏移偏转性能，现有文献主要采用了三种方式：增设能量耦合通道、优化耦合磁场分布空间、配置谐振拓扑。在增设能量耦合通道方面，现有技术通过增设发射线圈和接收线圈的能量耦合通道，以获得稳定的系统输出功率。比如，基于中继线圈的单发射-单接收磁耦合机构，减缓接收机构偏移后的输出效率和功率波动。通过采用基于单发射-双接收、双发射-单接收、三发射-双接收的四种磁耦合机构，优化了接收端功率分配策略，提高了系统等效耦合系数并减少了偏移位置的漏磁通。增设能量耦合通道可获得更宽范围的发射端激励磁场，有效提高磁耦合机构的抗偏移偏转特性。然而，现有技术的优化主要体现在横向和纵向抗偏移性能，无法兼顾多个方向的抗偏移偏转性能。在优化耦合磁场空间分布方面，针对线圈与磁芯的尺寸参数以及发射线圈激励方式的优化能够提升耦合机构抗偏移能力，使接收端在发生偏移偏转时，系统能保持稳定的互感。比如，优化DD(Double-D，DD)铁氧体导磁机构的外形尺寸和与线圈之间的放置，减小互耦合区磁阻，获得了更高的耦合系数。现有技术还提出了扁平螺旋机构(FlatSolenoid Coupler，FSP)、正交双螺旋耦合机构(Double-Solenoid Duadrature Pad，DSQP)，分析了偏移过程中耦合磁场分布的变化规律，优化了发射与接收端线圈与磁芯的尺寸参数，获得了优异的抗偏移性能。这三类耦合机构改善了发射线圈激发磁场的空间分布密度，优化了接收线圈拾取磁通的路径，但是仍不兼具抗偏移及抗偏转性能。在谐振拓扑配置方面，为了实现偏移偏转位置下系统输出特性的稳定，现有技术主要采用两种方式：①调节谐振拓扑的元件参数；②变换拓扑形式。具体有基于开关占空比控制的可变电容和可变电感；利用三阶谐振拓扑(LCC、LCL)与S谐振拓扑之间的形式转换，克服了耦合机构偏移对传输功率稳定性的影响。但是由于缺乏针对无线传输系统的分析依据，不适应于旋转磁场耦合，导致抗偏移偏转性能不佳，需要进一步优化。综上，目前需要一种能够适应于旋转磁场耦合，兼具良好的抗偏移及抗偏转性能的无线传输方法及系统。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统，其能够适应于旋转磁场耦合，兼具良好的抗偏移及抗偏转性能。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其包括，构建WPT系统，上述WPT系统采用两路逆变器分别产生高频电压，并通过LCC-S谐振拓扑供给DQDD-CD耦合机构；在上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，上述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量；两路能道分别经过补偿电容进入整流电路，最终为负载提供电能；基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据上述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
在上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，上述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，通过如下内容实现：上述发射线圈为双层正交排列的两对解耦DD线圈，上述接收线圈为两组正交放置的扁平偶极式线圈。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：通过上述系统传输能效表达式建立耦合机构绕制、位置和尺寸三类特征参数对互感与耦合系数的作用规律，给出以最大耦合系数作为最大期望值所对应的发射与接收机构特征参数值。
上述LCC-S谐振拓扑包括原边补偿电感，原边并联补偿电容，原边串联电容，副边串联谐振电容，发射线圈自感，接收线圈自感；任意一路上述逆变器的输出与上述原边补偿电感、上述原边并联补偿电容串联；上述原边并联补偿电容与上述原边串联电容、上述发射线圈自感、上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈/接收线圈的串联结构并联；上述DQDD-CD耦合机构、上述接收线圈自感、上述副边串联谐振电容与一路上述整流电路的输入串联。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：
设所述发射线圈p1、p2的激励电流的幅值相同，相位相差为α，则逆变器输出电流I1、I2的表达式为：
由于所述发射线圈p1、p2正交，则线圈产生的磁动势fDD1、fDD2表示为：
式中，θs为参考空间角，ω为系统的角频率；其中，两组DD线圈结构和匝数相同，故FDD1＝FDD2，则合成磁动势fφ为：
fφ＝fDD1+fDD2＝FDD1[cosωtcosθs-cos(ωt+α)sinθs] (3)；
当所述发射线圈p1、p2的激励电流相位差90°，即α＝90°，此时的合成磁动势为：
fφ＝FDD1cos(ωt-θs) (4)；
由式(4)得到，两极磁场合成磁动势以角频率ω呈周期性旋转分布，且幅值相等。
可选地，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：
采用基波近似法分析，当两组逆变器的占空比为50％时，两路逆变器产生相位相差90°的高频交流电压U1、U2，表示为：
式中，Udc为两组逆变器的输入直流电压；
所述LCC-S谐振拓扑的KVL方程如下：
式中，Ip1、Ip2为两个能道的输入电流，IS1、IS2为两个能道的输出电流，Upij、Usij(i＝1，2；j＝1，2)为所述DQDD-CD耦合机构各个互感产生的感应电压，XLfp1、XLp1、XLs1为对应谐振电感的感抗，XCfp1、XCp1、XCs1、XCfp2、XCp2、XCs2为对应谐振电容的容抗，R1、R2为接收线圈s1和s2所在回路的等效负载电阻，Lp1、Lp2为对应发射线圈自感；
由公式(6)得到：
其中，Lfpi表示第i个原边谐振电感的自感，Lpi表示第i个发射线圈的自感，Lsj表示第j个接收线圈的自感，XLsj表示接收线圈自感的电抗，XCpi表示第i个发射端并联谐振电容的容抗，Cfpi表示第i个发射端并联谐振电容的容值，XCpi表示第i个发射端串联谐振电容的容抗，Cpi表示第i个发射端串联谐振电容的容值，Csj表示第j个接收端串联谐振电容的容值；
LCC-S谐振元件参数配置方法，表示为：
由式(6)至(8)，求得各回路电流：
式中，Mp1s1、Mp2s2为发射线圈正对互感，Mp1s2，Mp2s1为交叉耦合互感，Mp1p2，Ms1s2为同侧线圈耦合互感；
接收线圈s1和s2所在回路的等效负载电阻R1、R2表示为：
式中，Req为整流输入端后级电路的等效电阻；
其中，A、B为中间变量，表示为：
结合式(9)、(10)和(11)得到系统输出电压Uo，即阻性负载RL的端电压：
得出两组偶极式线圈所在回路的输出功率分别为：
式中，r1、r3为发射线圈p1、p2的内阻，r2、r4为接收线圈s1、s2的内阻；
系统输出总功率为：
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：
结合式(14)，求得系统传输效率表达式为：
其中各个中间变量表达式：
根据式(12)和(16)，推导出输入输出电压增益Gv表达式为：
其中：
式中，RL为阻性负载。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：在发射端子和接收端子线圈满足解耦条件下，双发射-双接收形式耦合机构的传输性能采用等效耦合系数keff描述：
式中，Sus1、Sus2表示接收线圈拾取的容量，VAP1、VAP2表示发射线圈传输的容量；Voc1、Voc2为接收线圈的开路电压，Isc1、Isc2为接收线圈的短路电流，Vp1、Vp2为发射线圈的端电压，Ip1、Ip2为发射线圈的激励电流；其中，接收线圈拾取的容量Sus1、Sus2，和发射线圈传输的容量VAP1、VAP2由互感模型描述：
其中，由于上述DQDD-CD耦合机构同侧线圈的参数对称，发射线圈自感Lp1＝Lp2，接收线圈自感Ls1＝Ls2；联立式(19)、(20)推导得到：
式中，Meff为耦合机构的等效互感；根据Keff对发射端与接收端的线圈和磁芯尺寸参数进行优化，得到最优抗偏移性能。
一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转系统，其包括WPT系统和元件配置分析优化单元；上述WPT系统包括两路逆变器、LCC-S谐振拓扑、DQDD-CD耦合机构和两路整流电路；两路上述逆变器，用于分别产生高频电压，并通过上述LCC-S谐振拓扑供给上述DQDD-CD耦合机构；上述DQDD-CD耦合机构，用于在发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，并通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，然后分别经过补偿电容进入其中一路上述整流电路，最终为负载提供电能；上述元件配置分析优化单元，基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据上述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
相对于现有技术，本发明至少具有如下优点或有益效果：
本申请提出了一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统，该无线传输系统构建基于双路逆变器-双路整流器的LCC-S谐振拓扑，利用DD发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，CD接收线圈在大范围偏移偏转位置下可充分拾取激发的磁通量。推导了谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据表达式获取最优抗偏移偏转性能的谐振电路元件配置方法。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为本发明实施例1中旋转磁场耦合式WPT系统的结构图；
图2为本发明实施例1中DQDD-CD旋转磁场式耦合机构的示意图；
图3为本发明实施例1中DQDD线圈的绕制方法的示意图；
图4为本发明实施例1中合成磁感应强度的俯视图；
图5为本发明实施例1中DQDD-CD耦合机构的YOZ平面磁场分布图；
图6为本发明实施例1中LCC-S谐振拓扑的示意图；
图7为本发明实施例1发射端待优化参数作用规律；
图8为本发明实施例1接收端待优化参数作用规律。
具体实施方式
实施例1
请参阅图1～图8，图1～图8所示为本申请实施例提供的一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统的示意图。基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其包括，构建WPT系统，上述WPT系统采用两路逆变器分别产生高频电压，并通过LCC-S谐振拓扑供给DQDD-CD耦合机构；在上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，上述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量；两路能道分别经过补偿电容进入整流电路，最终为负载提供电能；基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据上述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
在上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，上述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，通过如下内容实现：上述发射线圈为双层正交排列的两对解耦DD线圈，上述接收线圈为两组正交放置的扁平偶极式线圈。
该系统发射机构采用双层正交DD(Double-layer Quadrature DD，DQDD)线圈，接收机构采用交叉偶极式(Crossed Dipole，CD)线圈。DQDD发射线圈由双层正交排列的两对解耦DD线圈组成，CD接收线圈则由两组正交放置的扁平偶极式线圈构成。图2(a)为本实施例提出的DQDD-CD旋转磁场式耦合机构。发射端DQDD线圈由正交堆叠的两组DD线圈和方形磁芯构成，其中每个D线圈尺寸相同；接收端CD线圈由正交同层的两组偶极式线圈与磁芯组成，其中每个扁平螺旋线圈尺寸均相同，并在发射端底部和接收端顶部各放置一块方形屏蔽铝板。图2(b)给出了磁耦合机构的叠放次序。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：通过上述系统传输能效表达式建立耦合机构绕制、位置和尺寸三类特征参数对互感与耦合系数的作用规律，给出以最大耦合系数作为最大期望值所对应的发射与接收机构特征参数值。
图3(a)给出了DQDD线圈的绕制方法。同层两侧D线圈的绕制方向相反，并且两者的首尾端彼此连接；接收机构CD线圈使用十字型磁条绕制两组偶极式线圈，偶极式线圈则由相同方向绕制的两个扁平螺旋线圈串联组成，如图3(b)所示。DQDD发射线圈中的两层DD线圈正交放置及同层同轴D线圈的反向绕制是为了实现两层DD线圈相互解耦。因为由其中一层DD线圈激发并进入另一层DD线圈的磁通量与对应的穿出分量近似相等，从而可使得两组DD线圈彼此之间的耦合净磁通接近于零；另外，剩余净磁通在同层D线圈产生的感应电压相互抵消，由此又进一步削弱了两层DD线圈的耦合。其次，两层DD线圈的相互解耦意味着两线圈的激励电流彼此不存在影响进而可实现独立控制，由此减小了补偿元件的计算复杂度和系统输出的控制复杂度。DQDD发射线圈所采用的正交放置及反向绕制使其可在耦合空间内获得旋转磁场。其中，接收端CD线圈采用扁平窗口是为了充分拾取耦合磁场的水平分量，同轴同向串联绕制则可实现拾取磁通感应电势的叠加。CD线圈未绕至十字型导磁机构的交叉区域是为了在偏移偏转情况下提供导磁通路，从而确保拾取磁通量的高保持率。
DQDD-CD耦合机构各个组成部分的尺寸关系到耦合机构的抗偏移偏转能力。其中，发射机构的同轴DD线圈间距d1和磁芯长度W3决定了旋转磁场的覆盖区域；导磁机构的磁芯厚度决定了穿入的磁通密度；而接收机构的磁芯长度及其线圈的绕制长度则关系到耦合磁场的可拾取范围。此外，耦合机构的优化参数还需折中考虑重量、体积、市面成品及整体成本。参照电动汽车WPT系统相关标准GB/T 38775和IEC 61980，设定发射机构DQDD线圈的部分尺寸参数：W5＝300mm，W7＝150mm，d2＝130mm。所用利兹线直径h3＝3mm，线圈匝数N＝19，因此W6＝186mm，W8＝36mm。DQDD线圈W2＝300mm+d1；铝板尺寸W1＝W2+70mm。如下，表1第一、二列给出了磁耦合机构待优化的尺寸参数及优化范围。
表1
上述LCC-S谐振拓扑包括原边补偿电感Lfp1、Lfp2，原边并联补偿电容、原边串联电容Cfp1、Cfp2，，副边串联谐振电容Cs1、Cs2，发射线圈自感Lp1、Lp2，接收线圈自感Ls1、Ls2；任意一路上述逆变器的输出与上述原边补偿电感、上述原边并联补偿电容串联；上述原边并联补偿电容与上述原边串联电容、上述发射线圈自感、上述DQDD-CD耦合机构的发射线圈/接收线圈的串联结构并联；上述DQDD-CD耦合机构、上述接收线圈自感、上述副边串联谐振电容与一路上述整流电路的输入串联。
如图1所示为旋转磁场耦合式WPT系统结构图，图1中Ⅰ～Ⅳ分别为两组并联全桥逆变器、LCC-S谐振拓扑、DQDD-CD磁耦合机构以及两组串联整流滤波电路。该系统利用两路独立的高频逆变器产生相位相差90°的高频交流电压U1、U2，并通过LCC谐振拓扑供给DQDD-CD耦合机构的发射线圈，借助所生成的旋转磁场接收线圈拾取到电能，再经过补偿电容进入整流电路，最终为负载提供电能。在DQDD-CD磁耦合机构中，Mp1s1、Mp2s2为发射线圈正对互感，Mp1s2、Mp2s1为交叉耦合互感，Mp1p2、Ms1s2为同侧线圈耦合互感，Uoi、Isi为两个能道的输出电压与电流，Co1、Co2为整流电路的滤波电容，Uo为等效阻性负载RL的端电压。
为了使得DQDD发射线圈的激励电流与拾取机构相对位置无关，同时输出电压又不受负载等效电阻影响，面向DQDD-CD耦合机构建立了LCC-S谐振拓扑。图6包含DQDD-CD耦合机构等效互感模型的LCC-S谐振电路，为了简化分析，省略了电感与电容的寄生电阻。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：设上述发射线圈p1、p2的激励电流的幅值相同，相位相差为α，则逆变器输出电流I1、I2的表达式为：
由于上述发射线圈p1、p2正交，则线圈产生的磁动势fDD1、fDD2表示为：
式中，θs为参考空间角，ω为系统的角频率；其中，两组DD线圈结构和匝数相同，故FDD1＝FDD2，则合成磁动势fφ为：
当上述发射线圈p1、p2的激励电流相位差90°，即α＝90°，此时的合成磁动势为：
fφ＝FDD1cos(ωt-θs) (4)；
由式(4)得到，两极磁场合成磁动势以角频率ω呈周期性旋转分布，且幅值相等。因此，DQDD发射线圈在耦合空间内所激发的磁感应强度B也具有旋转特性，合成磁感应强度的俯视图如图4所示。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：采用基波近似法分析，当两组逆变器的占空比为50％时，两路逆变器产生相位相差90°的高频交流电压U1、U2，表示为：
式中，Udc为两组逆变器的输入直流电压；LCC-S谐振拓扑的KVL方程如下：
由公式(6)得到：
LCC-S谐振元件参数配置方法，表示为：
由式(6)至(8)，求得各回路电流：
式中，Mp1s1、Mp2s2为发射线圈正对互感，Mp1s2，Mp2s1为交叉耦合互感，Mp1p2，Ms1s2为同侧线圈耦合互感；接收线圈s1和s2所在回路的等效负载电阻R1、R2表示为：
其中，A、B表示为：
结合式(9)、(10)和(11)得到系统输出电压Uo，即阻性负载RL的端电压：
得出两组偶极式线圈所在回路的输出功率分别为：
系统输出总功率为：
由于LCC谐振拓扑对谐波的高阻作用，系统传输特性的分析过程采用了基波近似法。由式(9)可知，在工作频率保持不变时，两路发射线圈的激励电流只与Udc和Lfpi关，与负载及互感无关，实现了两路激励电流独立控制特性。若Lfp1＝Lfp2，则两路的幅值相等，激励电流相位始终相差90°，满足了耦合机构所需的激励电流条件。由式(5)和(9)可知，电路的输入阻抗呈纯阻性，因此输入无功功率为零。R1与R2消耗的功率与RL上消耗的功率相同，由此得到式(10)。由式(12)可知，输出电压U0与负载RL无关，而取决于Udc、Lfp1和发收线圈的相对位置。进一步考虑线圈内阻对传输功率的影响，设r1、r3为发射线圈p1、p2的内阻，r2、r4为接收线圈s1、s2的内阻，由此可得出两组偶极式线圈所在回路的输出功率。由式(15)可见，最大化传输效率意味着ρ0具有下限值。即，接收线圈内阻r2尽可能接近于发射线圈r1；收发线圈绕制完成后，传输效率η则取决于负载RL。据式(15)可推导出最大效率所对应的最优负载RL。由式(17)可知，电压增益Gv与Q0成反比例关系，这说明了需要高电压增益的场合应配置尽可能小的Q0。
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：结合式(14)，求得系统传输效率表达式为：
其中：
根据式(12)和(16)，推导出输入输出电压增益Gv表达式为：
其中：
基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：在发射端子和接收端子线圈满足解耦条件下，双发射-双接收形式耦合机构的传输性能采用等效耦合系数keff描述：
式中，Sus1、Sus2表示接收线圈拾取的容量，VAP1、VAP2表示发射线圈传输的容量；Voc1、Voc2为接收线圈的开路电压，Isc1、Isc2为接收线圈的短路电流，Vp1、Vp2为发射线圈的端电压，Ip1、Ip2为发射线圈的激励电流；其中，接收线圈拾取的容量Sus1、Sus2，和发射线圈传输的容量VAP1、VAP2由互感模型描述：
其中，由于上述DQDD-CD耦合机构同侧线圈的参数对称，发射线圈自感Lp1＝Lp2，接收线圈自感Ls1＝Ls2；联立式(19)、(20)推导得到：
式中，Meff为耦合机构的等效互感；根据Keff对发射端与接收端的线圈和磁芯尺寸参数进行优化，得到最优抗偏移性能。
WPT系统耦合机构的功率传递能力常用耦合系数k值的大小来评价。在同尺寸，不同类型的耦合机构中，k值越大，机构的传输功率性能越好。在发射端和接收端子线圈满足解耦条件下，“双发射-双接收”形式耦合机构的传输性能可采用等效耦合系数Keff来描述。式(21)中，Keff的仿真值可通过有限元分析工具获得，并据此对发射端与接收端的线圈和磁芯尺寸参数进行优化，从而得到最优抗偏移性能。
如图5所示为DQDD-CD耦合机构YOZ平面磁场分布。在固定的激励磁动势条件下，当接收机构的偏移处于W3/5范围内，呈扁平分布的耦合磁场以及扁平绕制的同轴偶极式接收线圈使得拾取磁通在W3/5偏移范围内可维持在较高密度，如图5(a)；当接收机构偏移至W3/5范围外，接收机构右侧D线圈的拾取磁通量密度降低，如图5(b)，此时，十字型导磁机构的交叉区域将提供耦合主路径进而缩短耦合磁路，由此，接收机构左侧D线圈的拾取磁通量密度增高，左右两侧D线圈拾取磁通“此消彼长”的互补作用减缓了拾取磁通量的衰减率。在接收机构存在偏转的情况下，耦合磁场的旋转分布特性以及接收机构CD线圈的正交绕制方法使得拾取磁通在任意偏转角度下可维持在较高密度。
试验时，图7所示为发射端待优化参数的作用规律，其中图7(a)给出了发射端同轴DD线圈间距d1与发收线圈的自感、互感、等效耦合系数的关系曲线。由图可知，随着d1的增大，发射线圈自感Lpi一直呈下降趋势，接收线圈自感Lsj在±5μH波动后逐渐趋于平稳；互感Mp1s1、Mp2s2与Keff曲线呈“先升后降”趋势，转折点为在d1＝28.6％时。为了实现耦合机构更好的传输功率性能以及较小的线圈端电压，选取同轴DD线圈间距d1＝28.6％。即d1＝120mm。
图8所示为接收端待优化参数的作用规律，由图8(a)可见，随着磁芯长度W12的增加，Keff曲线呈先增加后缓慢减小的趋势，当磁芯长度W12归一化后的数值为95.23％，Keff达到最大为0.146。由图8(b)可知，随着磁芯截面宽度W4的增加，Keff先快速增加再趋于平缓，当磁芯长度W4归一化后的数值为23.1％时，Keff达到最大为0.147。由图8(c)可见，随着h4的增大Keff曲线趋于平缓。联合图8(b)和(c)可知，随着接收端磁芯横截面积的增加，Keff将趋于稳定。由图8(d)可知，Keff随着W10的增加而增大，这是因为拾取磁通量与线圈长度呈线性关系。基于图8磁芯尺寸与Keff的关系，并考虑车载接收端机构的紧凑性、重量及成本，据此选取铁氧体磁芯长度W12＝390mm、截面宽度W4＝90mm，厚度h4＝10mm，线圈长度W10＝142mm。
上述试验结果可以通过搭建传输间距130mm的500W实验样机，在水平偏移50％(±150mm)及垂向偏转0°～90°的范围内，对DQDD-CD磁耦合机构的抗偏移偏转性能以及系统传输能效性进行验证。综合考虑优化结果，耦合机构的整体尺寸参数如表2所列，所采用的参数是后续抗偏移偏转性能分析与实验验证的依据。
表2
实施例2
本申请实施例提供的一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转系统，其包括WPT系统和元件配置分析优化单元；上述WPT系统包括两路逆变器、LCC-S谐振拓扑、DQDD-CD耦合机构和两路整流电路；两路上述逆变器，用于分别产生高频电压，并通过上述LCC-S谐振拓扑供给上述DQDD-CD耦合机构；上述DQDD-CD耦合机构，用于在发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，并通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，然后分别经过补偿电容进入其中一路上述整流电路，最终为负载提供电能；上述元件配置分析优化单元，基于上述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据上述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
本申请实施例与实施例1的原理相同，在此不必重复描述。基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转系统还可更多或者更少的组件，各组件可以采用硬件、软件或其组合实现。
综上上述，本申请实施例提供的一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法及系统：通过在DQDD发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，CD接收线圈在大范围偏移偏转位置下可充分拾取激发的磁通量。并且建立了耦合机构绕制、位置和尺寸三类特征参数对互感与耦合系数的作用规律，给出了以最大耦合系数作为最大期望值所对应的发射与接收机构特征参数值。分析了偏移偏转位置下DQDD-CD耦合机构的互感及耦合系数变化规律，构建了基于双路逆变器-双路整流器的LCC-S谐振拓扑，推导了谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，包括，
构建WPT系统，所述WPT系统采用两路逆变器分别产生高频电压，并通过LCC-S谐振拓扑供给DQDD-CD耦合机构；在所述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，所述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量；两路能道分别经过补偿电容进入整流电路，最终为负载提供电能；
基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据所述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
2.如权利要求1所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，在所述DQDD-CD耦合机构的发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，所述DQDD-CD耦合机构通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，通过如下内容实现：所述发射线圈为双层正交排列的两对解耦DD线圈，所述接收线圈为两组正交放置的扁平偶极式线圈。
3.如权利要求1所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：通过所述系统传输能效表达式建立耦合机构绕制、位置和尺寸三类特征参数对互感与耦合系数的作用规律，给出以最大耦合系数作为最大期望值所对应的发射与接收机构特征参数值。
4.如权利要求1所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，所述LCC-S谐振拓扑包括原边补偿电感，原边并联补偿电容，原边串联电容，副边串联谐振电容，发射线圈自感，接收线圈自感；任意一路所述逆变器的输出与所述原边补偿电感、所述原边并联补偿电容串联；所述原边并联补偿电容与所述原边串联电容、所述发射线圈自感、所述DQDD-CD耦合机构的发射线圈/接收线圈的串联结构并联；所述DQDD-CD耦合机构、所述接收线圈自感、所述副边串联谐振电容与一路所述整流电路的输入串联。
5.如权利要求1所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，包括：
设所述发射线圈p1、p2的激励电流的幅值相同，相位相差为α，则逆变器输出电流I1、I2的表达式为：
由于所述发射线圈p1、p2正交，则线圈产生的磁动势fDD1、fDD2表示为：
式中，θs为参考空间角，ω为系统的角频率；其中，两组DD线圈结构和匝数相同，故FDD1＝FDD2，则合成磁动势fφ为：
fφ＝fDD1+fDD2＝FDD1[cosωtcosθs-cos(ωt+α)sinθs] (3)；
当所述发射线圈p1、p2的激励电流相位差90°，即α＝90°，此时的合成磁动势为：
fφ＝FDD1cos(ωt-θs) (4)；
由式(4)得到，两极磁场合成磁动势以角频率ω呈周期性旋转分布，且幅值相等。
6.如权利要求5所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：
采用基波近似法分析，当两组逆变器的占空比为50％时，两路逆变器产生相位相差90°的高频交流电压U1、U2，表示为：
式中，Udc为两组逆变器的输入直流电压；
所述LCC-S谐振拓扑的KVL方程如下：
式中，Ip1、Ip2为两个能道的输入电流，IS1、IS2为两个能道的输出电流，Upij、Usij(i＝1，2；j＝1，2)为所述DQDD-CD耦合机构各个互感产生的感应电压，XLfp1、XLp1、XLs1为对应谐振电感的感抗，XCfp1、XCp1、XCs1、XCfp2、XCs2、XCs2为对应谐振电容的容抗，R1、R2为接收线圈s1和s2所在回路的等效负载电阻，Lp1、Lp2为对应发射线圈自感；
由公式(6)得到：
其中，Lfpi表示第i个原边谐振电感的自感，Lpi表示第i个发射线圈的自感，Lsj表示第j个接收线圈的自感，XLsj表示接收线圈自感的电抗，XCpi表示第i个发射端并联谐振电容的容抗，Cfpi表示第i个发射端并联谐振电容的容值，XCpi表示第i个发射端串联谐振电容的容抗，Cpi表示第i个发射端串联谐振电容的容值，Csj表示第j个接收端串联谐振电容的容值；
LCC-S谐振元件参数配置方法，表示为：
由式(6)至(8)，求得各回路电流：
式中，Mp1s1、Mp2s2为发射线圈正对互感，Mp1s2，Mp2s1为交叉耦合互感，Mp1p2，Ms1s2为同侧线圈耦合互感；
接收线圈s1和s2所在回路的等效负载电阻R1、R2表示为：
式中，Req为整流输入端后级电路的等效电阻；
其中，A、B为中间变量，表示为：
结合式(9)、(10)和(11)得到系统输出电压Uo，即阻性负载RL的端电压：
得出两组偶极式线圈所在回路的输出功率分别为：
式中，r1、r3为发射线圈p1、p2的内阻，r2、r4为接收线圈s1、s2的内阻；
系统输出总功率为：
7.如权利要求6所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：
结合式(14)，求得系统传输效率表达式为：
其中各个中间变量表达式：
根据式(12)和(16)，推导出输入输出电压增益Gv表达式为：
其中：
式中，RL为阻性负载。
8.如权利要求7所述的基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转方法，其特征在于，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，还包括：
在发射端子和接收端子线圈满足解耦条件下，双发射-双接收形式耦合机构的传输性能采用等效耦合系数keff描述：
式中，Sus1、Sus2表示接收线圈拾取的容量，VAP1、VAP2表示发射线圈传输的容量；Voc1、Voc2为接收线圈的开路电压，Isc1、Isc2为接收线圈的短路电流，Vp1、Vp2为发射线圈的端电压，Ip1、Ip2为发射线圈的激励电流；
其中，接收线圈拾取的容量Sus1、Sus2，和发射线圈传输的容量VAP1、VAP2由互感模型描述：
其中，由于所述DQDD-CD耦合机构同侧线圈的参数对称，发射线圈自感Lp1＝Lp2，接收线圈自感Ls1＝Ls2；
联立式(19)、(20)推导得到：
式中，Meff为耦合机构的等效互感；
根据Keff对发射端与接收端的线圈和磁芯尺寸参数进行优化，得到最优抗偏移性能。
9.一种基于旋转磁场耦合的WPT抗偏移抗偏转系统，其特征在于，包括WPT系统和元件配置分析优化单元；
所述WPT系统包括两路逆变器、LCC-S谐振拓扑、DQDD-CD耦合机构和两路整流电路；
两路所述逆变器，用于分别产生高频电压，并通过所述LCC-S谐振拓扑供给所述DQDD-CD耦合机构；
所述DQDD-CD耦合机构，用于在发射线圈上加载正交电流使得激发磁场呈周期性旋转，并通过接收线圈在大范围偏移偏转位置下拾取激发的磁通量，然后分别经过补偿电容进入其中一路所述整流电路，最终为负载提供电能；
所述元件配置分析优化单元，基于所述WPT系统获得谐振电路的元件配置参数以及系统传输能效表达式，并根据所述元件配置参数以及系统传输能效表达式，获得抗偏移偏转性能最优的LCC-S谐振元件配置方法。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1-8中任一项所述的方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311223245.6A CN117277616A (zh) | 2023-09-20 | 2023-09-20 | 基于旋转磁场耦合的wpt抗偏移抗偏转方法及系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311223245.6A CN117277616A (zh) | 2023-09-20 | 2023-09-20 | 基于旋转磁场耦合的wpt抗偏移抗偏转方法及系统 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117277616A true CN117277616A (zh) | 2023-12-22 |
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| CN202311223245.6A Pending CN117277616A (zh) | 2023-09-20 | 2023-09-20 | 基于旋转磁场耦合的wpt抗偏移抗偏转方法及系统 |
Country Status (1)
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|---|---|
| CN (1) | CN117277616A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117669455A (zh) * | 2024-02-02 | 2024-03-08 | 中国人民解放军陆军装甲兵学院 | 一种无人地面车辆高适应性耦合线圈及其优化方法 |
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2023
- 2023-09-20 CN CN202311223245.6A patent/CN117277616A/zh active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117669455A (zh) * | 2024-02-02 | 2024-03-08 | 中国人民解放军陆军装甲兵学院 | 一种无人地面车辆高适应性耦合线圈及其优化方法 |
| CN117669455B (zh) * | 2024-02-02 | 2024-04-19 | 中国人民解放军陆军装甲兵学院 | 一种无人地面车辆高适应性耦合线圈及其优化方法 |
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