CN1168241C - 用于在码分多址通信系统中进行代码同步捕获的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种在接收码分多址(CDMA)信号的接收系统中捕获初始代码同步的方法和装置。在该方法中，利用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值与预定的确定阈值比较。如果该比值大于或等于确定阈值，通过确定与最大能量值对应的代码相位是正确的代码相位来推断代码同步捕获，否则，确定最大能量值对应的代码相位不是正确的代码相位。因此，可做出关于已进行代码同步的稳定确定，而几乎不受无线移动信道中的信道失真引起的CDMA接收信号中的失真的影响。

Description

用于在码分多址通信系统中 进行代码同步捕获的方法和装置

技术领域：

本发明涉及采用码分多址(CDMA)调制技术的信号传输系统，特别是在CDMA传输系统的接收机中实现扩散码同步处理的初始同步捕获方法及其装置。

背景技术

CDMA是一种通过将被发射的数据比特调制成扩散码来形成传输信道的通信方法，即，一次采用几个扩散码来形成几个传输信道的频带扩散数字通信方法。扩散码以明显高于数据比特速率的码片速率运作，以便对将要发射的数据进行频带扩散。由于用作扩散码的伪噪音(PN)码彼此正交或准正交，所以几个信道信号可以通过扩散码的自相关特性和互相关特性复用。

CDMA的PN码同步的主要作用是反向扩散接收的信号，以对其解调。接收信号实质上由两类数字信号构成。一类是诸如编码的音频信号之类的信息信号，另一类是由PN码生成器生成的PN码，它具有明显高于信息信号的比特率。

接收机使用由本地PN生成器生成的PN码反向扩散接收的信号，并使PN码与接收信号中包含的PN码分量同步。从接收的信号中清除PN码分量，然后将清除PN码分量的接收信号集成为一个码元周期。这样可获得理想的原始信息信号。

代码同步通常包括下列两个步骤：(1)第一代码同步捕获步骤，将接收信号中包括的PN码的相位与本地生成的PN码的相位排列在一个码片周期内；(2)第二代码相位跟踪步骤，使用锁相环(PLL)将两个PN码的相位排列在准确的位置。

本发明的焦点是在第一代码同步捕获步骤上。代码同步捕获步骤在CDMA系统中很重要。

鉴于代码同步捕获的重要性，到目前为止提出了使用几种搜索方法和确定方法的代码同步捕获技术。这种代码同步捕获技术大致可分为下列几类技术：

第一类为并行搜索方法，其中将接收信号同时并行地与本地生成的PN码的所有可能的代码相位相关，并且并行地确定该接收信号是否与每个代码相位同步。该方法可以缩短代码同步捕获时间，但使硬件复杂化。

第二种为串行搜索方法，其中通过把接收信号与本地生成的PN码相关获得的相关值与具有的阈值比较来确定接收信号是否与本地生成的PN码同步。如果确定该接收信号与本地生成的PN码同步，则启动一个代码相位跟踪处理。如果确定结果相反，则在改变内部生成的PN码相位后再次执行上述确定处理。如上所述，相对于所有可生成的PN码相位进行该搜索。与利用硬件的并行搜索方法相比，认为这种方法较简单，但增加了同步捕获时间。

代码同步捕获处理的时间和同步的精确性是限制CDMA接收机性能的重要因素。通常，由于诸如低信噪比(SNR)，多普勒效应以及衰落环境之类的恶劣信道环境，代码同步捕获处理在CDMA系统中执行的进程中有很大难度。在这些失真因素中，由于多普勒效应导致的信道改变是本发明的主要关注的。

在无线移动信道环境中，接收机移动或外围物体相对移动时产生的多普勒效应造成信道功率和信道相位相对于时间段而改变。这种变化与移动体的速度成正比。当接收信号的振幅随信道功率的变化而改变时，接收信号与本地PN码之间的相关能量值也改变。

因此，当将串行搜索方法用作现有技术时，由于每当搜索到的每个本地PN码相位时接收信号的幅度改变，代码相位不能在同一环境中被搜索到。如果当前搜索到的本地PN码相位是精确的代码相位，其相关能量值可能会明显大于前一个本地PN码的相关能量值。(理论上，比处理增益大一倍)。

然而，如果因信道功率的变化造成当前信道功率明显小于前一个信道功率，尽管当前搜索到的代码相位是一个精确的代码相位，因为接收信号的幅度太小，其相关能量值也非常小。考虑到最坏的情况，当前代码相位的相关能量值可能等于，或甚至小于前一个不精确的代码相位的相关能量值。

在这些情况下，即使在采用自适应阈值时，代码同步的正确捕获也是非常困难的，更不必说采用固定阈值确定是否已实现代码同步的情况了。每当连续地计算信道功率的变化时，采用自适应阈值的代码同步捕获技术自适应地获得一个确定阈值。然而，这种代码同步捕获技术不能实时地计算信道功率的变化，因此，很难在恰当的时间应用自适应获得的阈值并做出确定。另外，在象当今无线移动信道环境这样具有明显低的SNR的情况，很难正确地获得信道功率的变化，因此，即使是自适应获得的确定阈值也不能被认为是正确的值。

1997年7月1日颁发的，转让给高通公司的题为“用于在CDMA通信系统中进行搜索捕获的方法和装置”的美国专利No.5,644,591公开了采用固定阈值的现有串行搜索方法的例子。1997年6月24日颁发的，转让给诺基亚移动电话公司的题为”具有自适应阈值的串行搜索捕获系统和扩频系统的优化决定”的美国专利No.5,642,377公开了采用自适应阈值的现有串行搜索方法的例子。

现有的并行搜索方法产生现有串行搜索方法所产生的问题，即除了同时获得几个代码相位的相相关能量外，现有的并行搜索方法具有与串行搜索方法相同的确定技术，因此现有的并行搜索方法很难解决信道功率变化产生的问题。

发明内容：

为解决上述问题，本发明的目的是提供一种在码分多址(CDMA)传输系统中的代码同步捕获方法及装置，它能够通过大幅度减少由于CDMA接收信号的功率变化而引起的错误告警和误检测的可能性，提供稳定的代码同步捕获，缩短整个初始代码同步捕获的时间而不受CDMA接收信号，扩散代码同步处理中的初始代码同步捕获步骤，及接收利用无线移动信道作为传输媒体的CDMA信号的接收机中包括的噪音的影响。

为达到上述目的，本发明提供捕获初始扩散代码同步的方法的实施例，该捕获初始扩散代码同步是在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中，在接收到码分多址(CDMA)已调制信号后，将它下变换为模拟信号后，将得到的信号抽样到复数数字信号中之后进行的，该方法包括：(a)执行N个并行复数相关以获得抽样的复数数字信号与在接收机内生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；(b)由N个并行复数相关结果中的分量并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；(c)并行地获得K个并行复数相关结果的累积结果中每一个分量的的能量值，以及(d)使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值与预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，通过确定与最大能量值对应的代码相位是正确的代码相位，和否则，确定与最大能量值对应的代码相位不是正确的代码相位来推断代码同步捕获。

为达到上述目的，本发明提供了捕获初始扩散代码同步的方法的另一个实施例，该捕获初始扩散代码同步是在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中，在接收到码分多址(CDMA)已调制信号后，将它下变换为模拟信号，将得到的信号抽样到复数数字信号中之后进行，该方法还包括：(e)生成具有N个代码相位的、且与该N个并行复数扩散代码相邻的N个并行复数扩散代码，当在步骤(d)中确定在N个并行复数扩散代码的代码相位中没有正确的代码相位时重复步骤(a)到(d)。

为达到上述目的，本发明提供捕获初始扩散代码同步的装置的实施例，该捕获初始扩散代码同步是在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中，在接收到码分多址(CDMA)已调制信号后，将它下变换为模拟信号，将得到的信号抽样到复数数字信号中之后进行的，该装置包括：一个并行复数相关器，用来生成N个并行复数相关结果以获得抽样的复数数字信号与接收机中生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；一个并行复数累加器，用来并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；一个并行能量检测器，用来并行地获得K个累加的并行复数相关结果的能量值；和一个自适应比值确定器，用于使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值和预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，则通过确定与最大能量值对应的代码相位是一个正确的代码相位来生成一个搜索推断信号。

为达到上述目的，本发明提供捕获初始扩散代码同步的装置的另一个实施例，该捕获初始扩散代码同步是在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中，在接收到码分多址(CDMA)已调制信号后，将它下变换为模拟信号，将得到的信号抽样到复数数字信号中之后进行的，其中，当确定没有任何代码相位在N个并行复数扩散码的代码相位中时，自适应比值确定器生成一个搜索控制信号。该装置还包括：一个PN码生成控制器，用于在搜索控制信号的控制下生成在连续的K个PN码周期的间隔内表示移位启动信号，或在连续的N个PN码周期的间隔内表示保持启动信号的PN码控制信号；和一个并行复数PN码生成器，用于响应PN码控制信号生成N个并行复数扩散代码。

根据本发明的一个方面，这里提供一种一种用以在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中捕获初始扩散代码同步的方法，在接收到码分多址CDMA已调制信号后，将它下变换为模拟信号并将得到的信号抽样到复数数字信号中，其特征在于，该方法包括：(a)执行N个并行复数相关以获得抽样的复数数字信号与在接收机内生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；(b)在N个并行复数相关结果中按分量并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；(c)并行地获得K个并行复数相关结果的累积结果中每一个分量的的能量值，和(d)使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值与预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，通过确定与最大能量值对应的代码相位是正确的代码相位，和否则，确定与最大能量值对应的代码相位不是正确的代码相位来推断代码同步捕获。

根据本发明的另一个方面，这里提供一种用以在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中捕获初始扩散代码同步的装置，在接收到码分多址CDMA已调制信号后，将它下变换为模拟信号并将得到的信号抽样成复数数字信号，其特征在于，该装置包括：一个并行复数相关器，用来生成N个并行复数相关结果以获得抽样的复数数字信号与接收机中生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；一个并行复数累加器，用来并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；一个并行能量检测器，用来并行地获得K个累加的并行复数相关结果的能量值；和一个自适应比值确定器，用于使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值和预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，则通过确定与最大能量值对应的代码相位是一个正确的代码相位来生成一个搜索推断信号。

附图说明：

通过参考附图详细描述本发明的优选实施例将使本发明上面的目的及优点变得更加显而易见，其中：

图1是表明本发明结构的方框图；

图2示出自适应比值确定器的结构；

图3示出最大信号检测器的结构；

图4示出伪噪声(PN)码生成控制器的结构；

图5示出并行复数PN码生成器的结构；

图6是控制信号的定时图；

图7A至7D是本发明与常规搜索方法的效果比较的曲线图；

图8A和8B示出了用来验证本发明性能的计算机模拟结果。

具体实施方式：

参见图1，根据本发明的码分多址(CDMA)接收机中代码相位捕获装置的实施例包括并行复数相关器11，并行复数累加器12，并行能量检测器13，自适应比值确定器14，伪噪音(PN)码生成控制器16和并行复数PN码生成器17。

并行复数相关器11将接收的d_k数据抽样信号101与由N个内部生成的并行复数PN码组成的c_k矢量信号105并行地复数相关。

并行复数累加器12累加由并行复数相关器11输出的r_k矢量信号102的每一个分量的K个连续的抽样信号的相关值。

并行能量检测器13获得由并行复数累加器12输出的复数信号，即s_k矢量信号103的每一个复数分量的能量。

自适应比值确定器14从并行能量检测器13接收e_k矢量信号104，和确定阈值V_TH111，并且利用e_k矢量信号104的统计特性来确定实现或未实现代码同步。

PN码生成控制器16利用自适应比值确定器14的输出信号中的信号SEARCH_FLAG107来控制并行复数PN码生成器17的操作。

并行复数PN码生成器17在PN码生成控制器16输出的信号PN_CNTL108的控制下生成由具有代码相位的N个并行复数PN码组成的c_k矢量信号105。

参见图2，图1中的自适应比值确定器14包括，一个最大信号检测器21，加法器22，减法器23，第一除法器24，第二除法器25，确定器26，和确定状态定时信号生成器27。最大信号检测器21从e_k矢量信号104的N个能量分量检测最大能量值E_MAX201。

加法器22对e_k矢量信号104的所有N个能量分量求和。

减法器23从加法器22输出的E_SUM202中减去最大信号检测器21输出的最大能量值E_MAX201。第一除法器24通过把减法器23的输出信号203除以(N-1)来生成平均能量值E_MEAN204。

第二除法器25把最大信号检测器21输出的最大能量值E_MAX201除以第一除法器24输出的平均能量值E_MEAN204。

确定器26确定第二除法器25的输出是否大于预定的确定阈值V_TH111。

确定状态定时信号生成器27从确定器26输出的确定值206生成SEARCH_FLAG信号107和SEARCH_DONE信号110。

参见图4，图1中的PN码生成控制器16包括由SEARCH_FLAG信号107复位的计数器41，比较器42，以及倒相器43。比较器42将计数器41的输出值与(N-1)比较，以确定计数器41的输出值是否等于(N-1)，并将比较结果作为PN_CNTL信号108输出。倒相器43将PN_CNTL信号108倒相，并且输出用于控制计数器41的计数保持操作的控制信号。

下面将参考附图详细描述本发明的操作原理。

参见图1，经天线接收的信号d_k信号101，即CDMA接收信号，下变换成中频(IF)信号，解调回到基带信号，由模/数转换器ADC(未示出)抽样。接收的d_k信号101是具有如等式1表示的同相和正交相位的复数信号：

d_k＝d_k，i+d_k，q                                         …(1)d_k信号101是已通过CDMA传输系统中的无线移动信道的信号，如等式2所示模拟作为复数信道的无线移动信道，：

h(t)＝∑A(t)^*e^jp                                        …(2)其中A(t)表示随时间变化的信道的大小，其中该变化具有瑞利分布。另外，q表示在(0，2π)范围内具有均匀分布的复数信道的相位。

将d_k信号101施加到并行复数相关器11。并行复数相关器11还接收由并行复数PN码生成器17输出的c_k矢量信号105。c_k矢量信号105由如等式3表示的N个本地生成的复数PN码组成：

c_X＝[c_k，c_k-1，c_k-2，…，c_k-N+2，c_k-N+1]^T               …(3)其中T表示一个矢量转置。在此，每个分量是复共轭。就是说，c_k矢量信号105可表示为等式4

c_k＝c_k，i-jc_k，q                                        …(4)并行复数相关器11将d_k信号101与c_k矢量信号105的每个分量并行地复数相关，以输出如等式5表示的r_k矢量信号102。

r_k＝d_k*c_k

  ＝[r_k，r_k-1，r_k-N+2，r_k-N+1]                          …(5)在此，r_k矢量信号102有N个分量，每个分量都是复数信号，是d_k信号101与c_k矢量信号105的每个分量之间的复数相关的结果。r_k矢量信号102可用等式6表示：

r_k＝r_k，i+jr_k，q＝d_k*c_k

＝(d_k，ic_k，i+d_k，qc_k，q)+j(d_k，qc_k，i-d_k，ic_k，q)    …(6)

由并行复数累加器12接收r_k矢量信号102，r_k矢量信号102的每个分量的同相部分(实部)和正交相位(虚部)被分别累加，从而输出s_k矢量信号103。s_k矢量信号103由N个分量组成，每个分量都是复数信号。可由等式7和8表示：

s_k＝[s_k，s_k-1，s_k-2，…，s_k-N+2，s_k-N+1]^T             …(7)

$S_k=\underset{m=0}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{km},i}+{\mathrm{jr}}_{\mathrm{km},q}---\left(8\right)$

$S_{k,i}+{\mathrm{jS}}_{k,q}$

并行能量检测器13接收由并行复数相关器12输出的s_k矢量信号103，并且并行地计算每个分量的能量，以便输出e_k矢量信号104。e_k矢量信号104有N个分量，每个分量都是s_k矢量信号103相应的分量的能量值。并且为实数。这可由等式9和10表示：

e_k＝[e_k，e_k-1，e_k-2，…，e_k-N+2，e_k-N+1]^T             …(9)

e_k＝|s_k|²＝(s_k，i+js_k，q)(s_k，i+js_k，q)               …(10)

  ＝s² _k，i+s² _k，q

自适应比值确定器14接收e_k矢量信号104，从N个能量分量e_k获得最大能量值E_MAX，并获得不包含最大能量E_MAX的剩余(N-1)个分量的平均值E_MEAN。然后，自适应比值确定器14将两个值的比值与确定阈值V_TH111比较，以确定与最大能量值对应的代码相位是否是正确的代码相位，以便输出SEARCH_FLAG信号107和MAX_PHASE信号109。该过程中使用的时钟信号是CHIP_CLK信号(未示出)，它有一个与PN码片的周期相同的周期。MAX_PHASE信号109是与从矢量信号e_k104获得的最大能量值对应的代码相位。把SEARCH_FLAG信号107输入到PN码生成控制器16。在此，当从矢量信号e_k104获得的最大能量值E_MAX大于确定阈值V_TH111时，SEARCH_FLAG信号107变为1，当最大能量值E_MAX小于确定阈值V_TH111时，SEARCH_FLAG信号107则变为0。自适应比值确定器14的另一个输出信号SEARCH_DONE信号110是表示当在代码同步捕获过程中找到了正确的代码相位时已完成代码同步捕获过程的状态信号。即，当找到正确的代码相位时，SEARCH_DONE信号110变为1，反之，保持为0。

PN码生成控制器16通过响应接收的SEARCH_FLAG信号107的值输出PN_CNTL信号108来控制并行PN码生成器17的操作。当相对于N个代码相位完成代码同步搜索后仍未找到正确的代码相位时，PN码生成控制器16控制并行复数PN码生成器17有效地生成接下来的N个代码相位。当目前的N个代码相位如等式11时，接下来的N个代码相位如等式12：

[C_K，C_K-1，C_K-2，…，C_K-N+2，C_K-N+1]                    …(11)

[C_K-N，C_K-N-1，C_K-N-2，…，C_K-2N+2，C_k-2N+1]               …(12)因此，当相对于当前的N个代码相位完成同步搜索后，PN码生成控制器16保持并行复数PN码生成器17的操作达N个PN码周期，以使并行复数PN码生成器17生成具有接下来的N个相位的复数PN码。

并行复数PN码生成器17在PN_CNTL信号108控制下生成作为复数PN码信号的c_k矢量信号105。c_k矢量信号105由具有如等式3所示的连续相位的复数代码组成，并输入到并行复数相关器11的。

参见图2，在图1所示的自适应比值确定器的具体操作中，把接收的e_k矢量信号104输入到最大信号检测器21。最大信号检测器21从e_k矢量信号104的N个分量中检测出最大能量值，以便输出最大能量值E_MAX201，并同时输出相应于作为MAX_PHASE信号109的与最大能量值对应的代码相位的索引，这个关系可用等式13表示：

E_max＝max[e_k，e_k-1，e_k-2，…，e_k-N+2，e_k-N+1]             …(13)

MAX-PHASE＝Emax的下标

把e_k矢量信号104同样施加到加法器22。加法器22对e_k矢量信号104的所有N个分量求和，以得到E_SUM202。减法器23从加法器22的输出信号E_SUM202中减去最大能量值E_MAX201。

第一除法器24把减法器23相减的结果值203除以(N-1)获得平均能量值E_MEAN204。第二除法器25用最大能量值M_AX201除以平均能量值E_MEAN204获得自适应比值信号R 205。

确定器26将自适应比值信号R 205与确定阈值V_TH111比较，并输出确定值206。当自适应比值信号R 205大于或等于确定阈值V_TH111时，确定值206为1，当自适应比值信号R 205小于确定阈值V_TH时，确定值为0。

确定状态定时信号生成器27接收确定值206并输出控制复数PN码生成的SEARCH_FLAG信号107，和表示代码同步捕获进程完成或未完成的SEARCH_DONE信号110。SEARCH_FLAG信号107在K个抽样的相关值被累加时的周期期间总是保持为1，并根据关于是否实现了代码同步的确定结果针对一个PN码周期改变其值。即，当在一个PN码周期，确定找到了正确的代码相位，SEARCH_FLAG信号继续为1，否则为0。当确定未捕获代码同步时，SEARCH_DONE信号110为0，当确定已捕获代码同步时，SEARCH_DONE信号110为1。这样，完成了代码同步捕获进程。

图3说明了图2中的最大信号检测器21的具体配置。N个接收信号e_k104.0至e_k-N+1104.N-1表示从图1的并行能量检测器13输出的e_k矢量信号104的分量。在第一步，把一对连续的信号施加到每个比较输出单元31.1至31.N/2。如图3所示，把接收信号e_k104.0和e_k-1104.1施加到比较输出单元31.1，接收的信号e_k-N+2104.N-2和e_k-N+1104.N-1施加到比较输出单元31.N/2。在第二步，把在第一步来自两个连续的比较输出单元中的每一个的一个信号，即输出信号对施加到比较输出单元32.1至32.N/4。通过增加上述步骤的数量来减少比较目标的数量。最后一步，即第(log₂N)步，只需要一个比较输出单元33。最后的比较输出单元33将来自前一步的两个信号相互比较以获得最大能量值E_MAX201。

现在以比较输出单元31.1为例来描述比较输出单元的详细结构。其它比较输出单元的结构同比较输出单元31.1相同。比较输出单元31.1中的比较器31.1.1分别通过A和B端口接收信号104.0和104.1，并输出一个比较结果值301。如果端口A接收的信号大于或等于端口B接收的信号，则比较结果值为1，否则为0。选择器31.1.2分别通过其L端口和H端口接收信号e_k104.0和e_k-1104.1。并且根据比较器31.1.1的比较结果值301经OUTPUT端口有选择地输出接收的信号。就是说，当经S端口接收的比较结果值301为1时，则经OUTPUT端口302输出H端口接收的信号104.1，当经S端口接收的比较结果值301为0时，则经OUTPUT端口302输出L端口接收的信号104.0。

参见图4，描述图1的PN码生成控制器16的详细操作，经计数器41的CLEAR端口从自适应比值确定器14接收SEARCH_FLAG信号107。当接收到0时，作为低有效(low-active)端口的CLEAR端口将计数器41的输出值141复位为0。仅当CLEAR端口的输入信号为1时，计数器41在每个PN码周期增加一次计数输出值141。比较器42连续地比较计数输出值141和(N-1)值142，确定计数输出值141是否与(N-1)值142一致，如果确定计数输出值141与(N-1)值142不一致时，则生成0，否则，生成1，并且将0和1作为PN_CNTL信号108向外输出。另外，PN_CNTL信号108经倒相器43倒相，并施加到计数器41的HOLD端口。当收到0时，作为低活动端口的HOLD端口不再增加计数输出值141，只在接收到1时增加计数输出值141。图6示出了接收的SEARCH_FLAG信号107和输出的PN_CNTL信号108之间的定时关系。

参见图5，描述图1中并行复数PN码生成器17的详细操作。在此，只描述同相PN码的生成。除了生成多项表达式外，正交相位PN码的生成与同相位PN码的生成相同。

假设生成多项表达式G(x)为r次幂，生成多项表达式G(x)在等式14表示为

G(X)＝x^r+g_r-1x^r-1+g_r-2x^r-2+..+g₁x+                 …(14)其中，g_r-1，g_r-2，g₁是生成多项表达式G(x)的的系数并具有值{0，1}。g_r和g₀总为1。线性反馈移位寄存器(LFSR)51设定D触发电路52.r至52.1中的(r-1)个D触发电路52.r至52.2的初始值为0，并设定余下的D触发电路52.1的初始值为1。本实施例中的初始值是一个典型值，可根据需要设定为不同的值。生成多项表达式的系数控制门53.r-1至门53.1的操作。例如，当生成多项表达式的系数g₁为1时，门53.1对输入不作变化地输出，当系数g₁为0时，总是输出0，而与其输入无关。

移位寄存器54接收从LFSR 51输出的c_k信号501，并生成图1中的c_k矢量信号105。移位寄存器54包括(N-1)个D触发电路54.1至54.N-1，它的操作类似于串行/并行转换寄存器。

PN_CNTL信号108输入到LFSR 51中的每个D触发电路52.r至52.1的保持端口。当作为低有效端口的保持端口接收到0时，每个D触发电路的移位操作停止，保持其状态。当经保持端口接收到0时，每个D触发电路执行移位。把PN码片时钟提供给每个D触发电路。这样，在K个PN码周期期间，LFSR 51连续生成c_k信号501，以便通过移位寄存器54中的D触发电路54.1至54.N-1的连续移位生成矢量信号105。然后，当在N个PN码周期期间PN_CNTL信号108为0时，D触发电路52.r至52.1停止移位并在N个PN码周期期间保持前一个状态。同时，移位寄存器54中的D触发电路54.1至54.N-1也停止其移位操作并在N个PN码周期期间保持前一个值，因此，矢量信号105的值在N个PN码周期期间保持不变。

PN_CNTL信号108还通过其所有内部D触发电路54.1至54.N-1施加到移位寄存器54。PN_CNTL信号108对移位寄存器54的操作控制与PN_CNTL信号108对LFSR 51的操作控制相同。

这种交替的移位与保持允许PN码相位在所需的位置改变。也就是说，首先，在K个PN码周期期间将在K个PN码周期期间连续生成的c_k矢量信号105的并行复数相关的K个结果与图1中的d_k信号101并行地累加，以便同时搜索N个代码相位。当使用累加结果做出关于代码同步的确定后仍没有找到正确的代码同步时，生成具有接下来的N个代码相位的c_k矢量信号105。代码相位是d_k信号101的索引与一个PN码索引的相对比较值。由于d_k信号101被连续抽样和接收，如上所述的在N个PN码周期期间保持的c_k矢量信号105的值由N个PN代码改变了d_k信号101与c_k矢量信号105的相对代码相位。就是说，可产生具有接下来的N个代码相位的c_k矢量信号105。

图7A至7D用来比较本发明与常规搜索技术的效果。图7A示出常规串行搜索技术确定的结果。图7B示出当信道功率没有变化时由常规并行搜索技术确定的结果(当N为4)。图7C示出当信道功率变化时由常规并行搜索技术确定的结果(当N为4)。图7D示出当信道功率变化时，由根据本发明的自适应比值确定技术确定的结果(当N为4)。

进行计算机模拟以验证本发明的性能，其中无线移动信道中的多普勒频率设定为83Hz，并行搜索时的并行数设定为16，计算机模拟的结果如图8A和8B所示。

图8A示出被搜索的每个代码相位的相关能量，其中所需的代码相位是x轴上第33个代码相位。然而，从图8A中证实，相关能量在92的代码相位为最大，在60或60以上的代码相位的相关能量明显大于60以下的代码相位的相关能量。这是因为在60或60以上的代码相位的信道功率远远大于60以下的代码相位的信道功率，这是由于多普勒效应在信道功率引起的变化造成的。如果图8A所示的相关能量是如同现有确定技术通过与特定的确定阈值的简单比较确定的，则不能找到正确的代码相位33。

然而，在本发明中，可以通过将图8A中的相关能量分割N个相关能量(在此N＝16)并获得和确定分组中的统计来获得正确的代码相位。

图8B是表明代码相位1和代码相位48之间的放大的范围。参见图8B，将48个代码相位的结果分为16个代码相位为一组的单元(因为N＝16)，将所分的组设定为组1，组2和组k3。正确的代码相位33在组3中。另外，最大相关能量在48个代码相位中的第10个代码相位。但是本发明的自适应比值确定没有将代码相位10确定为正确的代码相位，因为代码相位10所属的组1的平均能量也很大。

在正确代码相位33所属的组3的情况中，代码相位33的相关能量很大，但组3的平均能量很小。这样，本发明的自适应比值确定技术可将代码相位33确定为正确的代码相位。

[表1]每个组的统计分布

	Emax	Emean	R＝Emax/Emean
				组1	0.00687	0.00194	3.54
组2	0.00247	0.00019	12.97
				组3	0.00644	0.00022	28.92
组4	0.00270	0.00064	4.23
				组5	0.00837	0.00183	4.58
组6	0.03253	0.00509	6.39
				组7	0.02605	0.00661	3.94
组8	0.02695	0.00670	4.02

表1示出了图8A中具有16个相位代码的每个组的最大能量，平均能量，自适应比值R。

根据本发明，无线移动信道环境中采用CDMA技术传输信号的系统中在初始代码同步捕获期间，可稳定地做出是否已进行代码同步的确定，而不受无线移动信道中的信道失真引起的CDMA接收信号失真的影响。

另外，一个稳定的CDMA接收系统通过极大地减少因在初始代码同步捕获期间CDMA接收信号中的功率变化导致的误告警和误检测的可能性，可实现稳定的CDMA接收系统。

此外，通过极大地减少因初始代码同步捕获期间CDMA接收信号中的功率变化导致的误告警和误检测的可能性可明显减少初始代码同步捕获的总时间。

从本发明的实现角度而言，通过并行处理适合于实现现有硬件的初始代码同步捕获装置，可以通过软件有效地实现初始代码同步捕获装置。另外，本发明提供了一种通过相对于几个代码相位计算相关能量的特性与分布来获得确定阈值的技术，以便能很好地利用软件的操作。

本发明可应用于所有采用直接序列CDMA(DS-CDMA)的信号传输系统，特别是象目前的蜂窝电话，个人通信系统(PCS)等之类的系统，以及如IMT-2000之类的第三代移动通信装置的接收系统。

Claims (12)

1.一种用以在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中捕获初始扩散代码同步的方法，在接收到码分多址CDMA已调制信号后，将它下变换为模拟信号并将得到的信号抽样到复数数字信号中，其特征在于，该方法包括：

(a)执行N个并行复数相关以获得抽样的复数数字信号与在接收机内生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；

(b)在N个并行复数相关结果中按分量并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；

(c)并行地获得K个并行复数相关结果的累积结果中每一个分量的的能量值，和

(d)使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值与预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，通过确定与最大能量值对应的代码相位是正确的代码相位，和否则，确定与最大能量值对应的代码相位不是正确的代码相位来推断代码同步捕获。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括(e)生成具有N个代码相位的、且与该N个并行复数扩散代码相邻的N个并行复数扩散代码，当在步骤(d)中确定在N个并行复数扩散代码的代码相位中没有正确的代码相位时重复步骤(a)到(d)。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在N个PN码周期期间，通过保持并行复数扩散代码不改变来把接收的复数数字信号和并行复数扩散代码之间的相对代码相位改变成N个代码相位，以及在N个PN码周期期间，通过生成并行复数扩散代码同时响应定期接收的复数数字信号移位并行复数扩散代码来保持相对代码相位不改变。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，设定最大能量值为相应分量的能量值中的最大能量值，所述的平均能量值是在N个能量值中去掉后最大能量值的N-1个能量值的平均值。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，通过从N个能量值的和减去最大能量值并将相减结果除以(N-1)获得平均能量值。

6.一种用以在无线移动信道环境下的CDMA通信系统的接收机中捕获初始扩散代码同步的装置，在接收到码分多址CDMA已调制信号后，将它下变换为模拟信号并将得到的信号抽样成复数数字信号，其特征在于，该装置包括：

一个并行复数相关器，用来生成N个并行复数相关结果以获得抽样的复数数字信号与接收机中生成的N个并行复数扩散代码之间的相关性；

一个并行复数累加器，用来并行地累加连续生成的K个并行复数相关结果；

一个并行能量检测器，用来并行地获得K个累加的并行复数相关结果的能量值；和

一个自适应比值确定器，用于使用每个分量的能量值获得最大能量值与平均能量值的比值，将该比值和预定的确定阈值比较，如果该比值大于或等于确定阈值，则通过确定与最大能量值对应的代码相位是一个正确的代码相位来生成一个搜索推断信号。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，当确定没有任何代码相位在N个并行复数扩散码的代码相位中时，自适应比值确定器生成一个搜索控信号，其中该装置还包括：

一个PN码生成控制器，用于在搜索控制信号的控制下生成在连续的K个PN码周期的间隔内表示移位启动信号，或在连续的N个PN码周期的间隔内表示保持启动信号的PN码控制信号；和

一个并行复数PN码生成器，用于响应PN码控制信号生成N个并行复数扩散代码。

8.根据权利要求7的所述的装置，其特征在于，PN码生成控制器包括：

一个计数器，具有一个清除输入端口和一个保持输入端口，经该清除输入端口接收搜索控制信号，计数器用于从0到N-1计数，并输出结果；和

一个比较器，用于将计数器的输出值与N-1比较，以输出PN码控制信号，

其中经计数器的保持输入端口接收PN码控制信号。

9.根据权利要求7的所述的装置，其特征在于，并行复数PN码生成器包括：

一个线性反馈移位寄存器，用于生成复数扩散代码；和

一个移位寄存器，用于并行生成具有N个相位的复数PN码，同时顺序存储线性反馈移位寄存器生成的值。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，当来自PN码生成控制器的PN码控制信号表示移位启动状态时，并行复数PN码生成器生成N个并行复数扩散代码，同时使用移位寄存器顺序移位线性反馈移位寄存器生成的值，当来自PN码生成控制器的PN码控制信号表示保持启动状态时，并行复数PN码生成器通过保持线性反馈移位寄存器和移位寄存器的移位操作来移动输入到并行复数相关器的抽样复数数字信号与N个并行复数扩散代码之间的N个相对代码相位。

11.根据权利要求7的所述的装置，其特征在于，自适应比值确定器包括：

最大信号检测器，用于从N个相应分量的能量值检测最大能量值；加法器，用于对N个相应分量的能量值求和；减法器，用于从加法器的输出中减去最大能量值；

第一除法器，通过将减法器的输出除以N-1来获得平均能量值；

第二除法器，通过将最大能量值除以平均能量值获得一个比值；

确定器，通过比较该比值与预定的确定阈值生成确定值；和

确定状态定时生成器，用于响应该确定值生成搜索结论信号和搜索控制信号。

12.根据权利要求11的所述的装置，其特征在于，最大信号检测器包括1+log₂N个比较输出单元，用于将N个相应的分量的能量值相互比较，并将N个相应分量的能量值之中的最大值作为最大能量值输出。

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