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CN116365888A - 一种宽电压范围的并联型变换器系统 - Google Patents

一种宽电压范围的并联型变换器系统 Download PDF

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CN116365888A
CN116365888A CN202310345953.0A CN202310345953A CN116365888A CN 116365888 A CN116365888 A CN 116365888A CN 202310345953 A CN202310345953 A CN 202310345953A CN 116365888 A CN116365888 A CN 116365888A
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CN
China
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power switching
bridge
full
voltage
tubes
Prior art date
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Application number
CN202310345953.0A
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陈昌松
韩东桐
董明洋
杨天昊
甘霖
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Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
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Abstract

本发明公开了一种宽电压范围的并联型变换器系统，包括两双向开关、两并联的双向CLLC谐振变换器和一控制驱动电路，两双向CLLC谐振变换器均包括以一高频变压器耦合连接的原边侧和副边侧，原边侧和副边侧均包括一全桥电路和一谐振腔，全桥电路包括并联相连的两桥臂，各桥臂均由两源漏相连的第一功率开关管组成；双向开关由两漏极相连的第二功率开关管组成；控制驱动电路用于根据所需输出电压和所需工作方向，调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统的六种工作模式，使系统在所需工作方向下的电压增益至所需输出电压。本发明在具有大功率容量特点的同时，还能有效拓宽系统的输出电压范围。

Description

一种宽电压范围的并联型变换器系统
技术领域
本发明属于变换器系统技术领域，更具体地，涉及一种宽电压范围的并联型变换器系统。
背景技术
双向CLLC谐振变换器由于其对称性强的拓扑特点，可以很容易地实现能量的双向流动，同时也有谐振变换器具有的能实现开关器件的零电压开通、高效率、高功率密度等特点，随着新能源发电、电动汽车、储能系统等应用技术的发展，CLLC谐振变换器有了越来越广泛的应用前景，但对CLLC谐振变换器的功率等级和电压范围要求也越来越高。
因此，亟需一种具有大功率等级和宽输出电压范围的变换器系统。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种宽电压范围的并联型变换器系统，在具有大功率容量特点的同时，还能有效拓宽系统的输出电压范围。
为实现上述目的，本发明提供了一种宽电压范围的并联型变换器系统，包括两双向开关S1和S2、两并联的双向CLLC谐振变换器U1和U2、和一控制驱动电路；
两双向CLLC谐振变换器均包括以一高频变压器耦合连接的原边侧和副边侧，原边侧和副边侧均包括一全桥电路和一谐振腔，所述全桥电路包括并联相连的第一桥臂和第二桥臂，各桥臂均由两源漏相连的第一功率开关管组成；所述双向开关由两漏极相连的第二功率开关管组成，双向开关S1的两端对应与双向CLLC谐振变换器U1中的原边侧的全桥电路中的第二桥臂的中点、双向CLLC谐振变换器U2中的原边侧的全桥电路中的第一桥臂的中点相连，双向开关S2的两端对应与双向CLLC谐振变换器U1中的副边侧的全桥电路中的第二桥臂的中点、双向CLLC谐振变换器U2中的副边侧的全桥电路中的第一桥臂的中点相连；
所述控制驱动电路用于根据所需输出电压和所需工作方向，调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统的工作模式，使系统在所需工作方向下的电压增益至所需输出电压；其中，所述工作模式包括正向倍压模式、正向全桥模式、正向半桥模式、反向倍压模式、反向全桥模式和反向半桥模式，所述正向倍压模式和反向倍压模式使系统的单位电压增益提高至2，所述正向全桥模式、正向半桥模式、反向全桥模式和反向半桥模式使系统的单位电压增益在1和0.5间变化。
在其中一个实施例中，在双向CLLC谐振变换器U1中，原边侧的全桥电路包括功率开关管T1和T2构成的第一桥臂及功率开关管T3和T4构成的第二桥臂，副边侧的全桥电路包括功率开关管T5和T6构成的第一桥臂及功率开关管T7和T8构成的第二桥臂；在双向CLLC谐振变换器U2中，原边侧的全桥电路包括功率开关管T9和T10构成的第一桥臂及功率开关管T11和T12构成的第二桥臂，副边侧的全桥电路包括功率开关管T13和T14构成的第一桥臂及功率开关管T15和T16构成的第二桥臂；
当所需工作方向为正向方向时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T2、T4、T10和T12的源极相连，外部负载的一端接在功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级上，外部负载的另一端接在功率开关管T6、T8、T14和T16的源极上；且当系统正向工作时，所述控制驱动电路向两双向CLLC谐振变换器中的原边侧中的全桥电路中的功率开关管提供驱动信号；
当所需工作方向为反向工作时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T6、T8、T14和T16的源极相连，外部负载的一端接在功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级上，外部负载的另一端接在功率开关管T2、T4、T10和T12的源极上；且当系统反向工作时，所述控制驱动电路向两双向CLLC谐振变换器中的副边侧中的全桥电路中的功率开关管提供驱动信号。
在其中一个实施例中，当所需输出电压为2倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1关断，控制双向开关S2导通，同时向功率开关管T1～T4、T9～T12提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在正向倍压模式；当所需输出电压为单位电压增益的2倍且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1导通，控制双向开关S2关断，同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的驱动信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在反向倍压模式；
当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时向功率开关管T1～T4、T9～T12提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在正向全桥模式；当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在反向全桥模式；
当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时控制功率开关管T3和T11常闭，控制功率开关管T4和T12常通，向功率开关管T1、T2、T9和T10分别提供占空比为50％且互补的方波信号，使系统工作在正向半桥模式；当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时控制功率开关管T5和T13常闭，控制功率开关管T6和T14常通，向功率开关管T7、T8、T15和T16分别提供占空比为50％且互补的方波信号，各桥臂中的上下管的驱动信号互补，使系统工作在反向半桥模式。
在其中一个实施例中，所述控制驱动电路对两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的控制采用变频控制。
在其中一个实施例中，所述第一功率开关管和第二功率开关管均采用带反并联二极管的全控型半导体器件。
在其中一个实施例中，所述全控型半导体器件为MOSFET。
在其中一个实施例中，所述并联型变换器系统应用于微电网储能装置双向充放电工作场合。
本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统，具有如下效果：
(1)原副边双向开关均关断时，可以通过控制原边功率开关管驱动信号，可以使变换器系统中的两双向CLLC谐振变换器并联工作全桥模式或半桥模式下，保留谐振型变换器的固有优点，在全负载范围内实现原边开关管零电压开通(ZVS)，副边开关管零电流关断(ZCS)，同时可以使变换器系统的单位电压增益在1和0.5间变化；原边双向开关关断，副边双向开关导通，此时通过控制原边功率开关管驱动信号，可以使变换器系统中的两双向CLLC谐振变换器工作在倍压模式下，即原边两谐振腔并联输入、副边两谐振腔串联输出，可以在保留谐振腔增益曲线不变的同时，使谐振腔的等效输入电压变为全桥模式下的2倍，使变换器系统的单位电压增益提高至2。
(2)相比于传统单CLLC谐振变换器拓扑结构的变换器系统，本实施例通过两CLLC谐振变换器并联方式，可有效提高系统的功率容量；另外，相比传统单CLLC谐振变换器拓扑结构的变换器系统，本实施例提供的并联型变换器系统添加了两个双向开关将两双向CLLC谐振变换器谐振腔连接起来，通过改变双向开关和功率开关管的驱动信号，让变换器系统工作在不同的工作模式下，使其在保留其大功率容量的特点的同时，可以使变换器系统在相同的工作频率范围内，具有更宽的电压增益范围，即系统的总电压增益范围可以在2～0.5间变化。
附图说明
图1是本发明一实施例提供的宽电压范围的并联型变换器系统的拓扑结构图；
图2是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在倍压模式下的部分关键波形示意图；
图3是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在全桥模式下的部分关键波形示意图；
图4是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在半桥模式下的部分关键波形示意图；
图5是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在倍压模式下t0阶段前的工作模态图；
图6是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在倍压模式下(t0～t1)阶段的工作模态图；
图7是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在倍压模式下(t2～t3)阶段的工作模态图；
图8是本发明提供的宽电压范围的并联型变换器系统在倍压模式下(t3～t4)阶段的工作模态图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
为解决传统采用单CLLC谐振变换器拓扑结构的变换器系统功率容量、工作电压范围无法满足工作需求的问题，本发明提供了一种宽电压范围的并联型变换器系统，可适用于微电网储能装置双向充放电工作场合。如图1所示，该并联型变换器系统包括两双向开关S1和S2、两并联的双向CLLC谐振变换器U1和U2和一控制驱动电路(图中未示出)。
其中，本实施例提供的两双向CLLC谐振变换器U1和U2拓扑结构相同，均采用本领域常用的全桥CLLC谐振变换器拓扑结构，即包括以一高频变压器耦合连接的原边侧和副边侧，原边侧和副边侧均包括一全桥电路和一谐振腔，该全桥电路包括并联相连的第一桥臂和第二桥臂，各桥臂均由两源漏相连的功率开关管组成。
具体地，如图1所示，双向CLLC谐振变换器U1包括两全桥电路T1～T4和T5～T8、两谐振电容C1和C2、两谐振电感L1和L2和高频变压器Tr1，谐振电容C1和谐振电感L1组成该变换器的原边谐振腔，谐振电容C2和谐振电感L2组成该变换器的副边谐振腔。双向CLLC谐振变换器U2包括两全桥电路T9～T12和T13～T16、两谐振电容C3和C4、两个谐振电感L3和L4和高频变压器Tr2，谐振电容C3和谐振电感L3组成该变换器的原边谐振腔，谐振电容C4和谐振电感L4组成该变换器的副边谐振腔。在本实施例中，功率开关管T1～T16均采用带反并联二极管的全控型半导体器件，如MOSFET。
本实施例提供的两双向开关S1和S2均由两漏极相连的功率开关管组成。具体地，如图1所示，双向开关S1由漏极相连的功率开关管Q1和Q2组成，双向开关S2由漏极相连的功率开关管Q3和Q4组成。在本实施例中，功率开关管Q1～Q4均采用带反并联二极管的全控型半导体器件，如MOSFET。
本实施例提供的两双向开关中的功率开关管与两双向CLLC谐振变换器中各器件的连接关系为：
在双向CLLC谐振变换器U1中，功率开关管T1的源极和功率开关管T2的漏级连接，功率开关管T1的漏级和功率开关管T3的漏级连接，功率开关管T2的源极和功率开关管T4的源极连接，功率开关管T3的源极和功率开关管T4的漏级连接，谐振电容C1、谐振电感L1和变压器Tr1原边绕组串联，且串联部分的一端接在功率开关管T1与T2之间，另一端接在功率开关管T3与T4之间；功率开关管T5的源极和功率开关管T6的漏级连接，功率开关管T5的漏级和功率开关管T7的漏级连接，功率开关管T6的源极和功率开关管T8的源极连接，功率开关管T7的源极和功率开关管T8的漏级连接，谐振电容C2、谐振电感L2和变压器Tr1副边绕组串联，且串联的一端接在功率开关管T5与T6之间，另一端接在功率开关管T7与T8之间。
在双向CLLC谐振变换器U2中，功率开关管T9的源极和功率开关管T10的漏级连接，功率开关管T9的漏级和功率开关管T11的漏级连接，功率开关管T10的源极和功率开关管T12的源极连接，功率开关管T11的源极和功率开关管T12的漏级连接谐，振电容C3、谐振电感L3和变压器Tr2的原边绕组串联，且串联部分的一端接在功率开关管T9与T10之间，另一端接在功率开关管T11与T12之间；功率开关管T13的源极和功率开关管T14的漏级连接，功率开关管T13的漏级和功率开关管T15的漏级连接，功率开关管T14的源极和功率开关管T16的源极连接，功率开关管T15的源极和功率开关管T16的漏级连接，谐振电容C4、谐振电感L4和变压器Tr2的副边绕组串联，且串联的一端接在功率开关管T13与T14之间，另一端接在功率开关管T15与T16之间。
双向开关S1的一端接在开关管T3与T4之间，另一端接在T9与T10之间，双向开关S2的一端接在开关管T7与T8之间，另一端接在T13与T14之间。
当系统正向工作时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T2、T4、T10和T12的源极相连，外部负载R0的一端接在功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级上，外部负载R0的另一端接在功率开关管T6、T8、T14和T16的源极上。且当系统正向工作时，控制驱动电路向两双向CLLC谐振变换器中的原边侧中的全桥电路中的功率开关管(T1～T4和T9～T12)提供驱动信号，使原边实现逆变功能，同时不给两双向CLLC谐振变换器中的副边侧中的全桥电路中的功率开关管(T5～T8和T13～T16)提供驱动信号，使副边实现不控整流功能。
由于本实施例提供的并联型变换器系统拓扑结构上的对称性，使系统在正向和反向工作时具有良好的一致性，即系统在正向工作时和反向工作时的原理类似，由上述正向工作原理即可推导出反向工作情况，即：当系统反向工作时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T6、T8、T14和T16的源极相连，外部负载R0的一端接在功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级上，外部负载R0的另一端接在功率开关管T2、T4、T10和T12的源极上；且当系统反向工作时，控制驱动电路仅向两双向CLLC谐振变换器中的副边侧中的全桥电路中的功率开关管(T5～T8和T13～T16)提供驱动信号，不给两双向CLLC谐振变换器中的原边侧中的全桥电路中的功率开关管(T1～T4和T9～T12)提供驱动信号。
本实施例提供的控制驱动电路，可采用本领域常用的控制驱动芯片，用于根据所需输出电压和所需工作方向，调整两双向CLLC谐振变换器U1和U2及两双向开关S1和S2中的功率开关管的驱动信号，切换系统的工作模式，使系统在所需工作方向下的电压增益至所需输出电压。
其中，本实施例提供的并联型变换器系统工作模式包括正向倍压模式、正向全桥模式、正向半桥模式、反向倍压模式、反向全桥模式和反向半桥模式。正向倍压模式和反向倍压模式使系统的单位电压增益提高至2，正向全桥模式、正向半桥模式、反向全桥模式和反向半桥模式使系统的单位电压增益在1和0.5间变化。
具体地，当所需输出电压为2倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，控制驱动电路调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统工作模式至正向倍压模式。其中，控制驱动电路的控制原理为：控制双向开关S1关断，控制双向开关S2导通；同时向功率开关管T1～T4、T9～T12提供占空比为50％的方波信号，其中，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，此时两双向CLLC谐振变换器的原边工作在全桥模式，且两双向CLLC谐振变换器的原边输入侧并联；副边两谐振腔和变压器串联后通过不控整流桥输出，因此可以将原边的输出电压增益提高至全桥模式时的2倍，即单位增益可以提高至2，此时系统工作时的关键波形图如图2所示。
同理可知，当所需输出电压为单位电压增益的2倍且所需工作方向为反向时，控制驱动电路控制双向开关S1导通，控制双向开关S2关断同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的驱动信号，其中，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作模式至反向倍压模式。
当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为正向时，控制驱动电路调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统工作模式至正向全桥模式。其中，控制驱动电路的控制原理为：控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，使两双向CLLC谐振变换器分别独立工作；同时向双向CLLC谐振变换器U1中的功率开关管T1、T2和T3、T4分别提供占空比为50％且互补的方波，向谐振腔输入一幅值为±Vdc的高频方波经过谐振结构和整流电路后向副边负载传输功率；向双向CLLC谐振变换器U2中的功率开关管T9、T10和T11、T12分别提供占空比为50％且互补的方波，向谐振腔输入一幅值为±Vdc的高频方波经过谐振结构和整流电路后向副边负载传输功率，此时系统的单位增益为1，此时系统工作时的关键波形图如图3所示。
同理可知，当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为反向时，控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，从而使系统工作在反向全桥模式。
当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，控制驱动电路调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统工作模式至正向半桥模式。其中，控制驱动电路的控制原理为：控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，使两双向CLLC谐振变换器各自工作在半桥模式下；同时控制双向CLLC谐振变换器U1中的功率开关管T3常闭、T4常通，T1与T2分别以50％的占空比互补导通，控制双向CLLC谐振变换器U2中的开关管T11常闭、T12常通，T9与T10分别以50％的占空比互补导通，两双向CLLC谐振变换器原边的输入侧并联。此时两双向CLLC谐振变换器的谐振腔均输入一高频方波，经谐振腔滤除掉直流分量后其等效输入电压降低为全桥模式下的1/2，使系统的输出电压增益同样能够降低至全桥模式下的1/2，即此时系统单位增益为0.5，此时系统工作时的关键波形如图4所示。
同理可知，当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为反向时，控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时控制功率开关管T5常闭、T6常通，T7与T8分别以50％的占空比互补导通，控制双向CLLC谐振变换器U2中的T13常闭、T14常通，T15与T16分别以50％的占空比互补导通，从而使系统工作在反向半桥模式。
需要说明的是，本实施例所提出的宽电压范围的并联型变换器系统控制策略是基于变频调制策略下的控制策略，双向CLLC谐振变换器的工作频率往往会影响系统的电压增益。本实施例所提在不同工作模式下的电压增益对比指的是在相同的工作频率下，不同工作模式电压增益的比值。以变换器系统的工作频率与谐振频率相等时，变换器系统在工作模式为全桥模式下的电压增益为1，则当变换器系统的工作频率与谐振频率相等时，变换器系统工作在倍压模式下的电压增益为2，工作在半桥模式下的电压增益为0.5。根据功率开关管的开关频率与谐振腔的谐振频率的关系又可以将变换器系统的工作状态分为开关频率小于谐振频率(欠谐振状态)、开关频率等于谐振频率、开关频率大于谐振频率(过谐振状态)三种。在欠谐振状态下，副边功率开关管有良好的软开关特性，易于实现零电流(ZCS)关断，因此欠谐振状态是CLLC谐振变换器的理想工作状态。而通过控制变换器系统的功率开关管驱动信号和双向开关，所提的宽电压范围并联型变换器系统工作在不同模式下，使系统可以在相同的工作频率范围内，实现宽的电压范围，同时还可以承担更大的功率容量。
本实施例以欠谐振状态为例说明本发明所提出的控制策略中正向倍压模式的工作过程。应当理解的是，这里所描述的工作过程仅是本发明提供的变换器可以实现的一种工作模式，但本发明提供的变换器系统可能的工作模式并不仅限于此种情况。
在正向倍压模式下：
阶段1：[t0,t1]：t0时刻，原边电流通过功率开关管T1、T4和T9、T12的体二极管续流，如图5所示，t0时将功率开关管T1、T4和T9、T12导通，实现零电压导通。此时原边两谐振腔并联，经过高频变压器后副边两谐振腔串联，ir1、ir2、im1和im2开始上升。tx时刻，ir2从负过零，副边功率开关管T5、T16的反并联体二极管开始导通，副边谐振电流经T5、双向开关、T16后向负载供电，如图6所示。
阶段2：[t1，t2]：励磁电流im1、im2不断上升，直至谐振电流谐振至与励磁电流相等。此时原边电流下降至零。功率开关管T5、T16的反并联体二极管由于电流为零自然关断，实现ZCS。此时L2、L4、C2、C4退出谐振，Lm1、Lm2与L1、L3、C1、C3串联谐振，由于励磁电感较大，此时谐振周期远大于系统的谐振周期，因此可以认为此段时间ir1、ir2近似为恒流。
阶段3：[t2,t3]：t2时刻功率开关管T1、T4和T9、T12关断，进入死区时间。此时谐振电流ir2给T1、T4和T9、T12的寄生电容充电，给T2、T3和T10、T11的寄生电容放电。放电结束后，由于谐振电流的方向，此时谐振电流通过T2、T3和T10、T11的体二极管续流。原边开关管的体二极管仍保持关断状态，如图7所示。
阶段4[t3,t4]：由于谐振电流通过T2、T3和T10、T11的体二极管续流，t3时刻T2、T3和T10、T11导通时其漏源级电压为零，实现ZVS软开关。同样的，tx2时刻，ir2从零降负，原边开关管T6、T15的反并联体二极管开始整流导通，如图8所示。励磁电流im1、im2不断下降直至谐振电流谐振至与励磁电流相等，T6、T15的反并联体二极管自然关断。之后T2、T3和T10、T11关断，原边谐振电流通过T1、T4和T9、T12的体二极管续流，至此一个开关周期结束。
从模态分析中可以知道，本实施例提供的宽电压范围的并联型变换器系统如预期一样，根据控制开关管的驱动信号和双向开关的导通与否，可以使系统工作在不同的工作模式下，使系统在相同的工作频率范围内，可以实现更宽的工作电压范围，同时可以承担更大的功率容量。
本实施例提供的宽电压范围的并联型变换器系统，具有如下效果：
(1)原副边双向开关均关断时，可以通过控制原边功率开关管驱动信号，可以使变换器系统中的两双向CLLC谐振变换器并联工作全桥模式或半桥模式下，保留谐振型变换器的固有优点，在全负载范围内实现原边开关管零电压开通(ZVS)，副边开关管零电流关断(ZCS)，同时可以使变换器系统的单位电压增益在1和0.5间变化；原边双向开关关断，副边双向开关导通，此时通过控制原边功率开关管驱动信号，可以使变换器系统中的两双向CLLC谐振变换器工作在倍压模式下，即原边两谐振腔并联输入、副边两谐振腔串联输出，可以在保留谐振腔增益曲线不变的同时，使谐振腔的等效输入电压变为全桥模式下的2倍，使变换器系统的单位电压增益提高至2。
(2)相比于传统单CLLC谐振变换器拓扑结构的变换器系统，本实施例通过两CLLC谐振变换器并联方式，可有效提高系统的功率容量；另外，相比传统单CLLC谐振变换器拓扑结构的变换器系统，本实施例提供的并联型变换器系统添加了两个双向开关将两双向CLLC谐振变换器谐振腔连接起来，通过改变双向开关和功率开关管的驱动信号，让变换器系统工作在不同的工作模式下，使其在保留其大功率容量的特点的同时，可以使变换器系统在相同的工作频率范围内，具有更宽的电压增益范围，即系统的总电压增益范围可以在2～0.5间变化。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，包括两双向开关S1和S2、两并联的双向CLLC谐振变换器U1和U2、和一控制驱动电路；
两双向CLLC谐振变换器均包括以一高频变压器耦合连接的原边侧和副边侧，原边侧和副边侧均包括一全桥电路和一谐振腔，所述全桥电路包括并联相连的第一桥臂和第二桥臂，各桥臂均由两源漏相连的第一功率开关管组成；所述双向开关由两漏极相连的第二功率开关管组成，双向开关S1的两端对应与双向CLLC谐振变换器U1中的原边侧的全桥电路中的第二桥臂的中点、双向CLLC谐振变换器U2中的原边侧的全桥电路中的第一桥臂的中点相连，双向开关S2的两端对应与双向CLLC谐振变换器U1中的副边侧的全桥电路中的第二桥臂的中点、双向CLLC谐振变换器U2中的副边侧的全桥电路中的第一桥臂的中点相连；
所述控制驱动电路用于根据所需输出电压和所需工作方向，调整两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的驱动信号，切换系统的工作模式，使系统在所需工作方向下的电压增益至所需输出电压；其中，所述工作模式包括正向倍压模式、正向全桥模式、正向半桥模式、反向倍压模式、反向全桥模式和反向半桥模式，所述正向倍压模式和反向倍压模式使系统的单位电压增益提高至2，所述正向全桥模式、正向半桥模式、反向全桥模式和反向半桥模式使系统的单位电压增益在1和0.5间变化。
2.根据权利要求1所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，在双向CLLC谐振变换器U1中，原边侧的全桥电路包括功率开关管T1和T2构成的第一桥臂及功率开关管T3和T4构成的第二桥臂，副边侧的全桥电路包括功率开关管T5和T6构成的第一桥臂及功率开关管T7和T8构成的第二桥臂；在双向CLLC谐振变换器U2中，原边侧的全桥电路包括功率开关管T9和T10构成的第一桥臂及功率开关管T11和T12构成的第二桥臂，副边侧的全桥电路包括功率开关管T13和T14构成的第一桥臂及功率开关管T15和T16构成的第二桥臂；
当所需工作方向为正向方向时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T2、T4、T10和T12的源极相连，外部负载的一端接在功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级上，外部负载的另一端接在功率开关管T6、T8、T14和T16的源极上；且当系统正向工作时，所述控制驱动电路向两双向CLLC谐振变换器中的原边侧中的全桥电路中的功率开关管提供驱动信号；
当所需工作方向为反向工作时，输入电压源Vin的正极分别与功率开关管T5、T7、T13和T15的漏级相连，输入电压源Vin的负极分别与功率开关管T6、T8、T14和T16的源极相连，外部负载的一端接在功率开关管T1、T3、T9和T11的漏级上，外部负载的另一端接在功率开关管T2、T4、T10和T12的源极上；且当系统反向工作时，所述控制驱动电路向两双向CLLC谐振变换器中的副边侧中的全桥电路中的功率开关管提供驱动信号。
3.根据权利要求2所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，当所需输出电压为2倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1关断，控制双向开关S2导通，同时向功率开关管T1～T4、T9～T12提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在正向倍压模式；当所需输出电压为单位电压增益的2倍且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1导通，控制双向开关S2关断，同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的驱动信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在反向倍压模式；
当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时向功率开关管T1～T4、T9～T12提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在正向全桥模式；当所需输出电压为单位电压增益且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时向功率开关管T5～T8、T13～T16提供占空比为50％的方波信号，各桥臂中的上下功率开关管驱动信号互补，对角功率开关管的驱动信号相同，使系统工作在反向全桥模式；
当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为正向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时控制功率开关管T3和T11常闭，控制功率开关管T4和T12常通，向功率开关管T1、T2、T9和T10分别提供占空比为50％且互补的方波信号，使系统工作在正向半桥模式；当所需输出电压为0.5倍单位电压增益且所需工作方向为反向时，所述控制驱动电路控制双向开关S1和双向开关S2关断，同时控制功率开关管T5和T13常闭，控制功率开关管T6和T14常通，向功率开关管T7、T8、T15和T16分别提供占空比为50％且互补的方波信号，各桥臂中的上下管的驱动信号互补，使系统工作在反向半桥模式。
4.根据权利要求1所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，所述控制驱动电路对两双向CLLC谐振变换器和两双向开关中的功率开关管的控制采用变频控制。
5.根据权利要求1所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，所述第一功率开关管和第二功率开关管均采用带反并联二极管的全控型半导体器件。
6.根据权利要求5所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，所述全控型半导体器件为MOSFET。
7.根据权利要求1所述的宽电压范围的并联型变换器系统，其特征在于，所述并联型变换器系统应用于微电网储能装置双向充放电工作场合。
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