CN116130979A - 一种低副瓣背腔缝隙阵列天线 - Google Patents
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Abstract
本发明提供的一种低副瓣背腔缝隙阵列天线，包括辐射层和馈电层，辐射层在馈电层上方。馈电层包括馈电网络，馈电网络使用全并联馈电形式，相比串联馈电网络天线的能够获得更好的阻抗带宽。馈电网络由波导、T型结和H型结组成，信号由底部的WR‑51波导口输入馈电网络，先通过三个T型结实现对称的四等分，而后再通过H型结实现一分十六路的功率分配。其中H型结功率分配器由三个T型结功率分配器构成。本发明中的功率分配馈电网络中，几乎所有实现非等分T型结的办法仅仅偏移金属隔板并调整两输出端口距离，而无需其他额外结果，增加难度低效果好。改进了天线单元腔体设计，相比传统天线单元能够在减小剖面的基础上获得更好带宽。
Description
技术领域
本发明涉及一种谐振腔天线，具体为一种低副瓣谐振腔缝隙阵列天线。
背景技术
随着电子和通信技术的蓬勃发展，电子设备周围的电磁环境越来越复杂。为了减少外界环境的干扰，保障天线接收系统的稳定运行，对天线的副瓣性能有了越来越高的要求。目前在通信、雷达、检测、遥感等领域中，高性能的低副瓣天线已经成了极为重要的一环。
在低频时常用微带贴片天线阵列，但是在毫米波频率下由于严重的介质损耗，使得微带贴片天线插入损耗很大,难以在高频段实现高增益。
波导缝隙天线通过在波导金属管的导体壁上切割一个或多个缝隙，缝隙切割表面电流，产生向外部空间辐射电磁波的天线。波导缝隙阵列天线具有低损耗，高增益及高口径效率的优点。
随着现代电子技术的发展，对于高通信速率和低干扰的需求，需要天线具有低副瓣的性能。波导缝隙天线在设计时可以设置不同的层数，但总可以按功能分为馈电层和辐射层。要想实现低副瓣性能，主要有这三种办法，第一种是通过在辐射层上方额外增加缝隙平面将方向旋转45度，通过电场极化方向的变化来改变E面和H面的方向图，从而降低副瓣，但是额外增加的45度辐射槽等结构无疑会增加天线的剖面高度，同时使天线的成本增加。第二种是仅仅使用谐振腔的TE101模式，通过其天然的中间大，两头小的幅度分布取代馈电网络实现锥型幅度分布，获得低副瓣性能。但是此种方法工作带宽极小，难以满足当今毫米波领域较长波段的应用。第三种是通过调整馈电层中馈电网络中幅度比例来使得辐射层各缝隙按照特定功率排布辐射电磁波，在调整功率分配时往往需要对其中的T型结H型结进行改造，如果结构过于复杂容易造成加工难度的大幅增加。
现如今需要一种结构更加简单，尺寸更加小的低副瓣阵列天线。
申请号201610487674.8提供一种波导缝隙阵列天线，总体包括若干辐射单元、馈线、馈电端口。功分网络采用异形扁波导功分分层形式，通过方位方向上的幅度比例锥削来实现辐射方向图上的低副瓣特性。但是，该波导缝隙阵列天线存在以下问题：一、馈电网络层层次太多，使得天线结构复杂，剖面太高，装配更加麻烦；二、只在一个方向上进行幅度的锥削分配，无法实现E和H两个平面的低副瓣。
Huang G L,Zhou S G,Chio T H,et al.A low profile and low sidelobewideband slot antenna array feb by an amplitude-tapering waveguide feed-network[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2014,63(1):419-423.提供一种通过改变波导T型结中一个输出端口的宽度来影响端口中波的传播速度，从而实现两输出端口相位相同的波导馈电网络。但是T型结输出端口长度较小时所需要的宽度很大，在面对大功率比分配时T型结难以匹配。
申请号201810107976.7，采用了全并联结构，并且为了降低整体的尺寸，采用了比普通波导更窄的脊波导。在单脊波导并联馈电网络上采用泰勒分布，实现了方向图的低副瓣。但是依旧使用带有金属壁的背腔来作为缝隙的一分四馈电形式，限制了天线的工作带宽。
发明内容
本发明要解决的技术问题是实现一种低副瓣性能好，剖面低，馈电网络实现简单的低副瓣背腔缝隙阵列天线。
具体技术方案为：
本发明提供的一种低副瓣背腔缝隙阵列天线，包括辐射层和馈电层，所述的辐射层在馈电层上方。
所述的馈电层包括馈电网络，馈电网络使用全并联馈电形式，相比串联馈电网络天线的能够获得更好的阻抗带宽。馈电网络由波导、T型结和H型结组成，信号由底部的WR-51波导口输入馈电网络，先通过三个T型结实现对称的四等分，而后再通过H型结实现一分十六路的功率分配。其中H型结功率分配器由三个T型结功率分配器构成。所述的三个T型结，分为第一级不等功率分配T型结和其他不等功率T型，第一级不等功率分配T型结即为电磁波经过的第一种不等分功率分配T型结。
所述低副瓣背腔缝隙天线采用16×16辐射缝隙排列形式，方位方向16辐射缝隙，俯仰方向16辐射缝隙。
辐射层是由8×8个辐射单元构成，每个辐射单元从上到下分为辐射缝隙层、谐振腔、耦合缝隙层。辐射缝隙层的2×2缝隙单元将电磁波激发并辐射到自由空间中。谐振腔用来激发多种高阶TE模式，并将电磁波传输到辐射缝隙。耦合缝隙层用来作为下方馈电层到上方辐射层的过渡，使得电磁波的能量损耗降低。
其中2×2辐射缝隙的中心先设置在对应矩形谐振腔四分之一矩形区域的中心，通过切割表面电流实现良好的辐射。由于2×2缝隙中相邻缝隙对应谐振腔内部的电场分布相反，因此相邻缝隙需向相反方向移动相同距离，来使得辐射缝隙上方的电磁波相位相等，不会因此降低增益。
矩形谐振腔设计要考虑多个高阶模式TE120、TE210和TE220,通过这三个模式覆盖设计波段，使得整个带宽内电场分布稳定。
谐振腔下方由耦合缝隙馈电，缝隙位置需要仔细选择以激发正确的的各种高阶模式，这样才能使得其中的电场分布符合要求。
其中耦合缝隙投影位置在馈电网络波导的角落，两条边与波导角落的边重合以获得最好的传输效果。
常用的不等分分布有三种：二项式分布、切比雪夫分布和泰勒分布。
二项分布消除了所有的副瓣，但是增加了主板的宽度。在幅度变化较小的情况下，泰勒分布可以获得较好的旁瓣抑制效果，便于实现大阵列尺寸的馈电网络。对于中等数量的单向阵元，切比雪夫分布具有与泰勒分布相似的功率比，同时在相同的阵元尺寸和副瓣大小情况下能实现最窄的波束宽度。因此本发明使用切比雪夫分布来设计底层馈电网络。
波导大小由TE10模式计算得来，波导尺寸要使得主模截止频率低于工作频率。
T型结由三路波导信号组成，通过调节中间金属隔板的位置和两输出端口的长度来实现需要的功率分配比例，另外再调节输入端口到交汇处的两侧金属窗用来更好的阻抗匹配。
本例应用了切比雪夫幅度分布，由于每2×2个缝隙共用一个馈电口，所以16×16的缝隙对应着8×8的单元，在平面的两个方向上都采用8单元切比雪夫分布，每一行八个单元比值为0.26：0.52：0.81：1：1：0.81：0.52：0.26。并且由于使用全并馈网络，还需增加0.43：1这一幅度分布的T型结。
垂直平面的WR51波导端口和水平的馈电网络入口之间直接相连会导致许多不必要的电磁波反射，在两部分间加入一个过渡枝节，可以降低反射系数。
本发明中的功率分配馈电网络，通过两类不等功率分配T型结来实现。两类T型结都通过偏移金属隔板来实现功率的不等分配，一类调整两输出端口长度补偿相位差，另一类通过调整输出端口宽度补偿相位差。
其中馈电网络采用了幅度的切削分布，有限降低了天线的副瓣水平，使得在中心频率天线方向图的E面和H面第一副瓣电平低于-22.4dB和-28.2dB，总体副瓣水平低于-20.2dB和-22dB，并且同时获得较窄的波束宽度。
本发明对其中T型结进行处理，主要通过移动金属隔板的位置和改变两输出端口的长度，不增加网络的复杂度，容易实现且效果很好。
本发明通过谐振腔形式来实现天线的辐射，大大的降低了天线整体的尺寸，而增益几乎没有减少。而且通过谐振腔的多模工作，拓宽了工作带宽，之后通过谐振腔模式的运用配合在谐振腔中插入金属结构来抑制不需要的模式，可以实现多种组合。
本发明的天线输出端口采用了谐振腔缝隙形式，摒弃了传统的带有金属壁的背腔形式，使得加工更加简便，成本更加低。同时谐振腔形式能够降低剖面的高度，并且获得更好的阻抗带宽，使得工作频段大大增加。
附图说明
图1是本发明的天线整体结构图；
图2是本发明的天线单元的结构爆炸图；
图3a是本发明的单元上方三层位置关系图；
图3b是本发明的单元下俩位置关系图；
图4a是本发明的(6dB、1.83dB)功分T型结结构示意图；
图4b是本发明的功分T型结尺寸图；
图4c是第一级不等功率分配T型结(7.31dB)结构示意图；
图5是本发明的馈电网络功率分配图；
图6是本发明输入端口过渡结构图；
图7是本发明的天线反射系数和增益；
图8是本发明的天线E面和H面归一化方向图。
具体实施方式
本实施例的目的是提供一种低损耗高增益的低副瓣谐振腔缝隙阵列天线，如图1所示一共四层，可分为第一层辐射层和后三层馈电层，馈电层在辐射层下方。
其中分别为辐射缝隙1，耦合缝隙2，波导T型结3，H型结4。
本实施例天线工作频率基本在k波段，具体阻抗带宽为17.9GHz到22.3GHz,需要实现在中心频率方向图E面和H面的副瓣水平都低于-20dB。
整个子阵列由图2所示的2×2阵列构成，每个部分都需要精心设计。先确定馈电波导的宽度，结果计算得出当最下层矩形波导的TE10模式截止频率为18GHz时对应的宽度为8.3mm左右。图3a和图3b是表示子阵列各层之间关系的俯视图，表示了各层中缝隙和底层馈电波导的水平位置关系。通过图3a确定子阵单元各缝隙的位置，其中子阵列第三层的耦合缝隙2与底层的波导的边角重合，其中宽度要设置的不应太大以使得耦合缝隙2中电场分布不会太过混乱，避免上层的谐振腔受到干扰。此外，耦合缝隙2需和谐振腔的一边接触，这样才能使得缝隙的工作模式和和预想相同。再根据图3b,可以看出耦合缝隙2和底层的馈电波导边缘重合。图2中第二层的谐振腔尺寸按照谐振腔理论设置在20mm，使得TE220模式在工作带宽的高频处，TE120和TE210则共同作用在工作带宽的低频处。谐振腔内的电场分布对称，电场强度最强的地方即为谐振腔每四分之一矩形的中心处，但是相邻极值点处的电场方向是相反的，因此为了第一层的4个辐射缝隙1不互相干扰，相邻缝隙需向相反方向移动相同距离以获得相同相位。以上尺寸都需要根据仿真结果仔细优化，和各金属层的高度一起，不断改进获得最好的效果。
除第一级不等功率T型结外的其他不等功率T型，设计方法如图4a和图4b所示，其中三个端口的宽度都为a。对于上述各种功率分配比，通过金属隔板31的移动m来调整，其中金属隔板的移动距离随功率比增大而增大，再通过两输出端口的距离设置d1,d2来弥补回因隔板造成的相位差异。其中隔板的尺寸，输入端口交界处的窗口32尺寸l，w设计也要和上述距离位移配合，使得插入损耗最低。第一级不等功率T型结设计方法如图4c所示，通过增大一端输出端口的宽度wr影响其通道内电磁波的传播速度，再调节lr的长度来起到消除两端口相位差的效果。
馈电网络如图5所示，T型结3和H型结4，本实施例采用一分64端口，按照切比雪夫分布八端口功率比例为-11.7dB、-5.7dB,-1.83dB、0dB、0dB、-1.83dB、-5.7dB、-11.7dB。由于馈电网络采用全并馈模式，只有一分二网络，因此其中还需用到功率比为6dB、7.31dB的T型结3。设计时先设计好T型结3，组合成H型结4，再设计成一分十六网络，最后通过将该四分之一网络对称两两相连便可得到完整馈电网络。
由于WR51波导和馈电网络尺寸差距较大，需要添加过渡枝节来减少不连续性，从而降低反射系数。过渡枝节位置如图6所示，馈电网络、过渡枝节及馈电波导均关于中心轴对称，通过过渡枝节长宽高尺寸和三部分结构前后相对位置的调节来获得最佳阻抗匹配。
本实施例得到的天线2×2单元尺寸小于0.75波长，其中波长为工作的中心频率20GHz电磁波在自由空间波长。根据图7和图8仿真结果可知，E面和H面的归一化方向图中总体副瓣小于-20.2dB和-22dB，最大副瓣出现在正负40度左右，这是由于阵列单元间距造成的栅瓣。
对于发明中天线的结构，本实施例采用了多层金属板的形式来实现，事实上，使用基于介质集成波导的PCB介质板也能够实现目标性能，并且剖面高度更低。只是介质集成波导这一方法，在高频时由于介质损耗的增大，使得一部分能量消耗在介质中，从而导致天线的效率降低。
上面的实施例尽管以及有了详尽描述，但可以想到根据上述的指导方法，对该实施例可以进行十分方便的变化和替换，不必局限于特定的数值及指标。
Claims (2)
1.一种低副瓣背腔缝隙阵列天线，其特征在于，包括辐射层和馈电层，所述的辐射层在馈电层上方；
所述的馈电层包括馈电网络，馈电网络使用全并联馈电形式；馈电网络由波导、T型结(3)和H型结(4)组成；
信号由底部的WR-51波导口输入馈电网络，先通过三个T型结(3)实现对称的四等分，而后再通过H型结(4)实现一分十六路的功率分配；其中H型结(4)功率分配器由三个T型结(3)功率分配器构成；所述的三个T型结(3)，分为第一级不等功率分配T型结和其他不等功率T型，第一级不等功率分配T型结即为电磁波经过的第一种不等分功率分配T型结。
2.根据权利要求1所述的一种低副瓣背腔缝隙阵列天线，其特征在于，所述的辐射层用16×16辐射缝隙(1)排列形式，方位方向16辐射缝隙(1)，俯仰方向16辐射缝隙(1)；
辐射层是由8×8个辐射单元构成，每个辐射单元从上到下分为辐射缝隙层、谐振腔、耦合缝隙层；辐射缝隙层的2×2缝隙单元将电磁波激发并辐射到自由空间中；谐振腔用来激发多种高阶TE模式，并将电磁波传输到辐射缝隙(1)；耦合缝隙层设有耦合缝隙(2)，用来作为下方馈电层到上方辐射层的过渡，使得电磁波的能量损耗降低；
其中2×2辐射缝隙(1)的中心先设置在对应矩形谐振腔四分之一矩形区域的中心；相邻缝隙向相反方向移动相同距离，来使得辐射缝隙(1)上方的电磁波相位相等；
谐振腔下方由耦合缝隙(2)馈电，缝隙位置需要仔细选择以激发正确的各种高阶模式，通过多模式的协同作用，使得其中的电场分布符合要求；
其中耦合缝隙(2)投影位置在馈电网络波导的角落，两条边与波导角落的边重合；
T型结(3)由三路波导信号组成，第一级不等功率分配T型结结较为特别，为了避免过大的功率分配比导致的T型结两输出端口长度差距过大，通过调整其中一路输出端口宽度来补偿相位，使得天线整体尺寸可以设计得更小；
其他不等功率T型结通过调节中间金属隔板的位置和两输出端口的长度来实现需要的功率分配比例，另外再调节输入端口到交汇处的两侧金属窗用来实现更好的阻抗匹配。
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