CN116009635B

CN116009635B - 一种压控电流输出的驱动电路

Info

Publication number: CN116009635B
Application number: CN202310005714.0A
Authority: CN
Inventors: 侯金涛; 吴城酉; 尤云江; 牛文强; 孙维娜
Original assignee: Beijing Oriental Sharp Laser Technology Co ltd
Current assignee: Beijing Oriental Sharp Laser Technology Co ltd
Priority date: 2023-01-04
Filing date: 2023-01-04
Publication date: 2023-08-15
Anticipated expiration: 2043-01-04
Also published as: CN116009635A

Abstract

本发明提供了压控电流输出的驱动电路，对ISET1端进行模拟电压输入，经过R8A、C131、C130进行滤波整流，通过R8B及C124进行分压处理，保证输入电压与恒流输出的比例关系；利用电压跟随电路将设置电压信号进行隔离处理，保证ISETA电压的稳定性；通过对PI进行高电平使能，实现输出端开关可控；N24B运算放大器根据恒流源输出端电流对N24B运算放大器输出端电压进行的积分调整，对三极管V8、V11进行控制，PMOS管V9通过调节负输出的电流实现电流恒定，通过控制V11的基极端反馈采样并根据比例计算恒流源电流输出。本发明有效防止瞬间电流值过大而引起器件损坏，可保障驱动电路长时间稳定工作。

Description

一种压控电流输出的驱动电路

技术领域

本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种压控电流输出的驱动电路。

背景技术

稳定的恒定电流输出装置可以更好的为激光器提供电源技术，激光器的输出光功率的稳定性与供电电流直接相关，大功率的激光器则需要稳定的大电流的恒流装置，同时需要根据激光器情况对电压进行自适应的调整，针对激光器供电要求的标准，发明了此项压控电流的驱动电路。

目前压控电流的驱动方式主要有以下2中：

1)利用蓄电池进行压控电流的方式

使用蓄电池的直流供电，利用基本压控方式，将可调电压通过积分电路后对MOS进行控制，达到对输出电流大小的控制。

2)利用电源模块实现压控电流的方式

使用AC/DC电源模块提供供电技术，将供入的交流电经过AC/DC电源模块转化为小电压供电范围后，在通过基本压控方式对MOS进行控制DC/DC电源模块的输出电流，从而实现压控电流的驱动方式。

目前压控电流的驱动方式有以下缺点：

a)输出负载端的电压不可控制

利用蓄电池供电的压控电流的输出方式不能有效的调整输出端的电压大小，输出端电压大小直接受到蓄电池两端电压的影响，当蓄电池长时间供电后电量下降，电压随之减弱，对输出端功率势必造成很大影响，不适合长时间使用；

b)小电源模块的电源转化效率低；

当前采用电源模块的输出方式，其缺点在于电源利用率低。通过AC/DC电源模块进行转化时一部分电能已经转化为热能散失，并且在大电流输出的环境下，基本压控电路不能达到输出的稳定性，并且在大电流情况下MOS调节不稳定导致AC/DC电源模块转化效率的极速变化，会造成因电源模块过热而停止工作的风险。

发明内容

针对上述现存技术缺点，本发明主要目的在于针对上述问题，通过驱动电路对供电模块进行串联控制，可根据输出功率情况串联多组电源模块，可串联不同功率的电源模块。本发明也可根据不同功率的电源模块对模块输出按照相同比例进行调节，利用对负载输出端进行反馈采集。首先，对各模块的输出电压进行分压后经过加法电路及放大电路，然后，将采集的负载输出端的电压进行放大及积分的处理，最后，将模块输出端处理后的电压与负载输出端处理后的电压进行积分电路计算，经过光耦元件实现对模块输出电压的调节。

本发明的驱动电路针对恒流控制采用二次反馈的方式，对反馈功率电阻进行两级反馈，第一级反馈至三极管控制端，对三极管控制电流处直接进行调节，从而稳定输出电流；第二级反馈至电压积分的输出端，对积分后的电流进行稳定调节，从初始控制端进行稳流处理。

本发明的驱动电路用以解决上述现有技术中的问题。

本发明提供一种压控电流输出的驱动电路，

对ISET1端进行模拟电压输入，经过R8A、C131、C130进行滤波整流，通过R8B及C124进行分压处理，保证输入电压与恒流输出的比例关系，处理后的模拟电压进入N24A运算放大器中；

利用电压跟随电路将设置电压信号进行隔离处理，保证ISETA电压的稳定性，处理后的设置电压ISETA进入模拟开关N25的1脚，通过对N256脚进行高电平使能，实现输出端达到开关可控的目的，即N25的6脚高电平时N25的1、4管脚导通，将ISETA进行分压进入N24B运算放大处理器正输入端；

为保证恒定电流输出的稳定性，N24B运算放大器的负输入端引入恒流电源输出端反馈，根据恒流源输出端电流对N24B运算放大器输出端电压进行积分调整，调整后的电流ISETB对三极管V8、V11进行控制，通过控制V8基极端的电流控制发射极电流大小，V8发射极连接PMOS管V9的栅极，从而达到对V9源极与漏极间流通电流的控制，V9源极连接恒流源输出的负输出端，通过调节负输出的电流达到电流恒定的效果，在V9漏极引入负反馈以稳定V9源极与漏极间的电流大小；

通过控制V11的基极端进行反馈采样，F_SETI为反馈采样，可采集F_SETI点电压并根据比例进行恒流源电流输出的计算。

进一步，所述压控电流输出的驱动电路能够控制大恒定电流的通过，通过电流控制三极管，再由三极管控制MOS管；同时在三极管V10处引用反馈将控制电流ISETB进行调整，当反馈电流过大时，V10基极与发射极加大电流导通，从而减小ISETB处的电流，进行稳定调节，保证了大电流时控制端电流的稳定，在V9栅极处引入反馈，通过反馈电流直接调节PMOS管的栅极电流大小，直接稳定负载输出端的电流大小。

进一步，所述压控电流输出的驱动电路采用积分电路，将控制电压通过N24B的积分电路对电压进行调整，将V8与V11为互补对称管组成推挽电路；当N24B存在输出时，V8导通，V8的发射级电压为β8倍的V8基极电压，β8倍的V8基极电压流入V9的栅极，导致V9漏极与源极导通，导通后电流通过R118流入N24B的输入负端，形成一级反馈，在压控输入负端直接调整积分后的信号形成回路调节，同时LD-端子处连接功率电阻R89及限流电阻R99至V10的基极处，假设功率电阻电压为VR，则负载输出端电流ILD-＝VR/R89，V10基极处的电压VB10等于ILD-×R99，在设定电压不变的情况下，即V8发射级电压VC8不变，IR92＝VC8/R92，V9源极电压VG9＝(IR92-ILD-)×R100，所以当VR减小时VG9变大、VB10减小；VB10减小，设置电压ISETB经过V10分流减小，从而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节，V10导通发射极电流为基极电流β10倍，从而对N24B积分后的输出电流进行分流，进而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节；当N24B为低电平即电压控制不存在时，V9漏极与栅极导通，三极管V8截止，场效应管V9的漏极与栅极导通，通过V11导通形成快速放电。

进一步，其中，负载输出端电流＝[P电源/V电源-(β8×N24B输出电流×R92)]/R89，P电源为所串电源模块额定功率值，V电源为所串电源模块额定电压值；反馈采样V10电路利用三极管放大原理，利用V10进行二次反馈调节；基极电流为发射极电流的β10倍，通过对V9源极端的反馈电流进行输出电流采样，V10电路根据采样结果进行二次反馈调节，同时对采样结果进行ADC转换，转化结果比例为：I真实＝I采样*(R89+R99)。

进一步，在恒流源输出的负输出端LD-引入采样，通过分压运放及加法运放电路将采样电压TZH1分别进入分压运放及加法运放电路的比例计算电路。

进一步，其中，28V1为模块N12正输出端电压，V2-为模块N12负输出端电压，经过运放N15B进行分压、比例缩小将模块N12的输出电压引入运放N15A负输入端，运放N15A正输入端为TZH1，通过运放N15A的输出电压变化，根据电压变化改变光耦输入端电流大小，从而改变N12模块TRM与AUX间电压，进而改变N12模块输出电压。

进一步，其中，N7模块与N12模块原理相同，由于N7与N12模块功率输出差异，需根据模块参数对R43、R48、R49、R61、R62、R26、30、R36、R41、R42进行调整，以调整分压比例关系。

进一步，所述压控电流输出的驱动电路对N10B运算放大器输入端采用N2的输出端及N7的输出端进行分压与比例缩小，保证了N7与N12两模块间的输出电压为同比例输出，保证N7与N12两模块正常工作，同时功率系数相同，提高电源效率。

进一步所述压控电流输出的驱动电路的供入电源采用300V+和300V-为交流220V整流后的输入电压，经过整流滤波后进入DC/DC电源模块N7、N12中，为增大输出电压，将N7、N12两电源模块进行串联，N7的负输出端‘-VO、-S’与N12的正输出端‘+VO、+S’相连接，可以依次进行多组模块的串联方式，达到更宽电压的输出范围。

进一步，其中，N7、N12两电源模块经过串联的正电压输出端经过电容进行滤波稳压后，作为恒流输出电源的正输出端，负输出端使用PMOS管进行压控电流。

本发明方法具有如下优点：

使用DC/DC电源模块串联的方案可根据不同功率需求进行串联个数的调节，再配合输出电压自适应调节原理进行输出，可以更好的满足供电范围及功率需求，同时利用压控电流的方式可以搭配单片机技术实现数字调节的方式。

利用电流控制三极管，三极管控制MOS管，可以避免电流直接控制MOS管的情况，规避了在反馈时会导致控制电流发生过大变化的情况，从而导致负载端电流波动明显过大的情况；二次使用反馈，将反馈引入V10可以实现微调控制电流进而稳定控制电流的技术，将稳定负载输出端电流的准确度，还可对大电流通过进行控制，有效防止因控制电流不稳导致的瞬间电流值过大而引起器件损坏的情况，可保障驱动电路长时间稳定工作。。

附图说明

图1为电压自适应设计原理图；

图2为压控电流处理方式原理图；

图3为供入电源选取及原理图。

具体实施方式

下面将结合实施例对本发明的优选实施方式进行详细说明。需要理解的是以下实施例的给出仅是为了起到说明的目的，并不是用来限制本发明的保护范围。本领域的技术人员在不背离本发明的宗旨和精神的情况下，可以对本发明进行各种修改和替换，所有这些修改和替换都落入了本发明权利要求书请求保护的范围内。

本发明提出利用输入电压值进行比例转化，从而达到控制输出端恒定电流的大小，同时根据输出端所连接的负载情况，进行电压自动适应输出，在电压自适应输出的情况下保证电源工作效率达到最大化，解决了电源转化效率低的问题，同时保证了输出恒定电流的稳定性。

在恒定输出大电流时，电流波动情况较大且电流输出准确度偏差较大，因此在进行大电流输出时，传统压控电流驱动电路亦不能满足，需要重新设计压控驱动电路，针对大电流输出时的恒流电源装置进行压控电流驱动电路的设计。

a)电压自适应设计原理：

如图1、图3所示，在恒流源输出的负输出端LD-引入采样，通过分压运放及加法运放电路将采样电压TZH1分别进入两模块的比例计算电路。28V1为模块N12正输出端电压，V2-为模块N12负输出端电压，经过运放N15B进行分压、比例缩小将模块N12的输出电压引入N15A负输入端，N15A正输入端为TZH1，通过N15A的输出电压变化，根据电压变化改变光耦输入端电流大小，从而改变N12模块TRM与AUX间电压，从而改变N12模块输出电压。N7模块与N12模块原理相同，由于N7与N12模块功率输出差异，需根据模块参数对R43、R48、R49、R61、R62、R26、30、R36、R41、R42进行调整，调整分压比例关系。此处电路设计对N10B运算放大器输入端采用N2的输出端及N7的输出端进行分压与比例缩小，这样设计的原理保证了两模块间的输出电压为同比例输出，保证两模块正常工作，同时功率系数相同，提高电源效率。

b)压控电流处理方式原理

如图2所示，利用对ISET1端进行模拟电压输入，经过R8A、C131、C130进行滤波整流，通过R8B及C124进行分压处理，保证输入电压与恒流输出的比例关系，处理后的模拟电压进入N24A运算放大器中，利用电压跟随电路将设置电压信号进行隔离处理，保证ISETA电压的稳定性，处理后的设置电压ISETA进入N25中，通过对PI进行高电平使能，实现输出端达到开关可控的目的，即PI高电平时N25的1、4管脚导通，将ISETA进行分压进入N24B运算放大处理器正输入端，为保证恒定电流输出的稳定性，N24B运算放大器的负输入端引入恒流电源输出端反馈，根据恒流源输出端电流对N24B运算放大器输出端电压进行的积分调整，调整后的电流ISETB对三极管V8、V11进行控制，通过控制V8基极端的电流进行控制发射极电流大小，V8发射极连接V9(PMOS管)栅极，从而达到对V9源极与漏极间流通电流的控制，V9源极连接恒流源输出的负输出端，通过调节负输出的电流达到电流恒定的效果，在漏极引入负反馈稳定PMOS管源极与漏极间的电流大小；通过控制V11的基极端进行反馈采样，F_SETI为反馈采样，可采集F_SETI点电压根据比例进行恒流源电流输出的计算。此方式可控制大恒定电流通过，通过电流控制三极管，再由三极管控制MOS管；同时在三极管V10处引用反馈将控制电流ISETB进行调整，当反馈电流过大时，V10基极与发射极加大电流导通，从而减小ISETB处的电流，进行稳定调节，保证了大电流时控制端电流的稳定，在V9栅极处引入反馈，通过反馈电流直接调节PMOS管的栅极电流大小，直接稳定负载输出端的电流大小。

本实施例采用积分电路，将控制电压通过N24B的积分电路对电压进行调整，将V8与V11为互补对称管组成推挽电路。当N24B存在输出情况时，V8导通，V8的发射级电压为β8倍的V8基极电压，β8倍的V8基极电压流入V9的栅极，导致V9漏极与源极导通，导通后电流通过R118流入N24B的输入负端，形成一级反馈，在压控输入负端直接调整积分后的信号形成回路调节，同时LD-端连接功率电阻R89及限流电阻R99至V10的基极处，假设功率电阻电压为V_R，则负载输出端电流I_LD-＝V_R/R89，V10基极处的电压V_B10等于I_LD-×R99，在设定电压不变的情况下，即V8发射级电压V_C8不变，I_R92＝V_C8/R92，V9源极电压V_G9＝(I_R92-I_LD-)×R100，所以当V_R减小时V_G9变大、V_B10减小；V_B10减小，设置电压ISETB经过V10分流减小，从而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节，V10导通发射极电流为基极电流β10倍，从而对N24B积分后的输出电流进行分流，进而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节；当N24B为低电平即电压控制不存在时，V9漏极与栅极导通，三极管V8截止，场效应管V9的漏极与栅极导通，通过V11导通形成快速放电。

负载端输出电流＝[P电源/V电源-(β8×N24B输出电流×R92)]/R89；

P电源为所串电源模块额定功率值；

V电源为所串电源模块额定电压值；

反馈采样V10电路利用三极管放大原理，主要利用V10进行二次反馈调节；基极电流为发射极电流的β10倍，通过对V9源极端的反馈电流进行输出电流采样，V10电路根据采样结果进行二次反馈调节，同时对采样结果进行ADC转换，转化结果比例为：I真实＝I采样*(R89+R99)。

c)供入电源选取及原理

300V+和300V-为交流220V整流后的输入电压，经过整流滤波后进入DC/DC电源模块N7、N12中，为增大输出电压，将两电源模块进行串联(N7的负输出端‘-VO、-S’与N12的正输出端‘+VO、+S’相连接)，可以依次进行多组模块的串联方式，达到更宽电压的输出范围；

两电源模块经过串联的正电压输出端经过电容进行滤波稳压后，作为恒流输出电源的正输出端。负输出端使用PMOS管进行压控电流。

本发明利用串联电源模块进行自适应调节电路对两电源模块进行同比例输出调节电路。使用三极管控制MOS管的反馈调节电路以及利用三极管V10反馈控制电流。

串联电源模块方案包括但不限于两电源模块的串联方案。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims

1.一种压控电流输出的驱动电路，其特征在于，

利用电压跟随电路将设置电压信号进行隔离处理，保证ISETA电压的稳定性，处理后的设置电压ISETA进入模拟开关N25的1脚，通过对N25的6脚进行高电平使能，实现输出端达到开关可控的目的，即N25的6脚高电平时N25的1、4管脚导通，将ISETA进行分压进入N24B运算放大处理器正输入端；

2.根据权利要求1所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，所述压控电流输出的驱动电路能够控制大恒定电流的通过，通过电流控制三极管，再由三极管控制MOS管；同时在三极管V10处引用反馈将控制电流ISETB进行调整，当反馈电流过大时，V10基极与发射极加大电流导通，从而减小ISETB处的电流，进行稳定调节，保证了大电流时控制端电流的稳定，在V9栅极处引入反馈，通过反馈电流直接调节PMOS管的栅极电流大小，直接稳定负载输出端的电流大小。

3.根据权利要求2所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，所述压控电流输出的驱动电路采用积分电路，将控制电压通过N24B的积分电路对电压进行调整，将V8与V11为互补对称管组成推挽电路；当N24B存在输出时，V8导通，V8的发射级电压为β8倍的V8基极电压，β8倍的V8基极电压流入V9的栅极，导致V9漏极与源极导通，导通后电流通过R118流入N24B的输入负端，形成一级反馈，在压控输入负端直接调整积分后的信号形成回路调节，同时LD-端子处连接功率电阻R89及限流电阻R99至V10的基极处，假设功率电阻电压为VR，则负载输出端电流I_LD-＝V_R/R89，V10基极处的电压VB10等于ILD-×R99，在设定电压不变的情况下，即V8发射级电压VC8不变，IR92＝VC8/R92，V9源极电压V_G9＝(I_R92-I_LD-)×R100，所以当V_R减小时V_G9变大、V_B10减小；V_B10减小，设置电压ISETB经过V10分流减小，从而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节，V10导通发射极电流为基极电流β10倍，从而对N24B积分后的输出电流进行分流，进而降低推挽三极管处的控制电流，形成二级反馈调节；当N24B为低电平即电压控制不存在时，V9漏极与栅极导通，三极管V8截止，场效应管V9的漏极与栅极导通，通过V11导通形成快速放电。

4.根据权利要求3所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，其中，负载输出端电流＝[P电源/V电源-(β8×N24B输出电流×R92)]/R89，P电源为所串电源模块额定功率值，V电源为所串电源模块额定电压值；反馈采样V10电路利用三极管放大原理，利用V10进行二次反馈调节；基极电流为发射极电流的β10倍，通过对V9源极端的反馈电流进行输出电流采样，V10电路根据采样结果进行二次反馈调节，同时对采样结果进行ADC转换，转化结果比例为：I真实＝I采样*(R89+R99)。

5.根据权利要求1所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，在恒流源输出的负输出端LD-引入采样，通过分压运放及加法运放电路将采样电压TZH1分别进入分压运放及加法运放电路的比例计算电路。

6.根据权利要求5所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，其中，28V1为模块N12正输出端电压，V2-为模块N12负输出端电压，经过运放N15B进行分压、比例缩小将模块N12的输出电压引入运放N15A负输入端，运放N15A正输入端为TZH1，通过运放N15A的输出电压变化，根据电压变化改变光耦输入端电流大小，从而改变N12模块TRM与AUX间电压，进而改变N12模块输出电压。

7.根据权利要求6所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，其中，N7模块与N12模块原理相同，由于N7与N12模块功率输出差异，需根据模块参数对R43、R48、R49、R61、R62、R26、30、R36、R41、R42进行调整，以调整分压比例关系。

8.根据权利要求7所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，所述压控电流输出的驱动电路对N10B运算放大器输入端采用N2的输出端及N7的输出端进行分压与比例缩小，保证了N7与N12两模块间的输出电压为同比例输出，保证N7与N12两模块正常工作，同时功率系数相同，提高电源效率。

9.根据权利要求1所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，所述压控电流输出的驱动电路的供入电源采用300V+和300V-为交流220V整流后的输入电压，经过整流滤波后进入DC/DC电源模块N7、N12中，为增大输出电压，将N7、N12两电源模块进行串联，N7的负输出端‘-VO、-S’与N12的正输出端‘+VO、+S’相连接，可以依次进行多组模块的串联方式，达到更宽电压的输出范围。

10.根据权利要求8所述的压控电流输出的驱动电路，其特征在于，其中，N7、N12两电源模块经过串联的正电压输出端经过电容进行滤波稳压后，作为恒流输出电源的正输出端，负输出端使用PMOS管进行压控电流。