CN115811241A

CN115811241A - 单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法

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Publication number: CN115811241A
Application number: CN202310081386.2A
Authority: CN
Inventors: 周步祥; 赵崇付; 罗欢; 臧天磊
Original assignee: Sichuan University
Current assignee: Sichuan University
Priority date: 2023-02-08
Filing date: 2023-02-08
Publication date: 2023-03-17
Anticipated expiration: 2043-02-08
Also published as: CN115811241B

Abstract

本发明公开一种单级无桥交错并联Boost‑LLC AC‑DC变换器混合控制方法，采用双环控制结构，外环控制中外环电压环通过PFM控制对变换器输出电压进行调节，内环控制通过PWM控制稳定bus电压的大小，并通过非线性载波控制提高变换器的功率因数。本发明通过对变换器的控制策略改进，采用PWM/PFM混合控制方式，相对于传统PFM控制和PWM控制，bus电压的波动更小，并可有效降低谐振元件的电压电流应力；通过双环控制实现了输入输出功率的解耦，实现了输出电压的稳定控制。

Description

单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体为一种单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法。

背景技术

随着分布式储能、电动汽车充电以及交直流混合微电网的快速发展，AC-DC变换器已得到广泛应用，大量的电力电子设备的应用使电网谐波污染严重，影响着电力系统的安全性。传统的AC-DC变换器通常由前级PFC（Power factor correction 功率因数校正）和后级DC-DC变换器构成。前级主要实现功率因数校正并为后级提供稳定的直流电压，后级可将较高的bus电压转换为特定直流电压以适应不同输入电压场合的需要。但采用两级结构，存在成本较高、体积大、控制复杂等缺点。单级AC-DC变换器只有一级结构，并只采用一套控制电路，可同时实现输入功率因数校正及输出电压快速调节的目的，具有成本低、体积小、控制简便等优点。

针对传统两级式AC-DC变换器，前级PFC的实现可采用两路Boost电路交错并联的方法，可减小输入电流纹波，提高纹波频率，后级通过采用LLC谐振变换器可实现宽负载范围内开关管零电压导通和输出二极管零电流关断的特性，可以有效降低变换器电磁干扰(Electro-magnetic interference, EMI)与开关损耗，提高系统转换效率，并且能够工作在较高开关频率，以减小无功元件体积，满足高功率密度与小型化要求。通过PFC电路与LLC电流的级联可得到单级型AC-DC变换器，减少功率开关管的使用数量，节省了变换器的成本，具有高功率因数，高效率，高功率密度，可以实现宽输入电压范围内稳定电压输出。这使得单级型AC-DC变换器的研究至关重要。

但传统单相PFC电路的输入侧会产生二倍频功率脉动，需要在输出端并联大电解电容加以消除。而电解电容数量的增加会增大设备体积，减小功率密度；同时温度和电流纹波对电解电容的影响较大，导致电容的寿命与稳定性受影响。为减小输出端电容容值，一般采用功率解耦电路来消除二倍频功率波动，通过增加解耦电路电容的波动来吸收主电路的二倍频功率，但使电路更复杂且损耗更大。有学者提出了复用开关型解耦拓扑，令解耦电路和变换器共用部分开关管，即可减少开关管数量，从而降低损耗，但新增的解耦电路会影响原变流器的控制，使控制更加复杂。

文献1[Raed Saasaa, Wilson Eberle, Mohammed Agamy.A single-stageinterleaved LLC PFC converter[C]//2016 IEEE Energy ConversionCongress andExposition (ecce), 2016: 1-6.]，及文献2[Junhong Yi, Hongbo Ma, Xiaobin Li, etal. A Novel Hybrid PFM/IAPWM ControlStrategy and Optimal Design for Single-Stage Interleaved Boost-LLC AC–DC Converter With Quasi-Constant Bus Voltage[J]. IEEETransactions on Industrial Electronics, 2021, 68(9): 8116-8127.]对单级交错并联Boost-LLC AC-DC变换器进行了研究，并且文献2实现了该变换器在全球电压输入范围下，高功率因数、高效率、稳定输出电压工作。随着变换器功率等级的提高，整流桥的损耗在整个功率级损耗中占很大比重，因此采用不带整流桥的无桥PFC拓扑结构对提高系统的整体效率具有重要作用。另一方面，由于整流桥的存在，该变换器并不能用于双向变换器。因此，无桥PFC作为一种高效率的拓扑结构，引起人们的广泛关注。

文献3[Guangdi Li, Jin Xia, Kun Wang, et al. A Single-StageInterleaved Resonant Bridgeless Boost Rectifierwith High-Frequency Isolation[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topicsin Power Electronics, 2020,8(2): 1767-1781.]提出了单级无桥交错并联Boost-LLCAC-DC变换器，如图1所示。该变换器可用于双向变换器，并且通过一级功率电路的变换同时实现了功率因数校正、电气隔离以及软开关。为实现输出电压的稳定控制，文献3针对该变换器提出了PWM（Pulse widthmodulation 脉冲宽度调制）调制策略，然而，该拓扑存在电流反向流动问题，产生脉动输入功率，由于原副边的功率耦合，导致了输出电压的波动。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于针对单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器采用PWM调制策略，存在脉动输入功率，由于原副边的功率耦合，导致了输出电压的较大波动的问题，提供一种单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法，通过对变换器的控制策略改进，提出PWM/PFM混合控制策略，可以实现原副边的功率解耦，解决传统PWM控制带来的输出电压波动问题。技术方案如下：

单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法，所述单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器包括依次连接的交错PFC和DC-DC，所述交错PFC包括一端连接输入电压的Boost电感L ₁和L ₂，Boost电感L ₁的另一端连接于开关管Q ₁和Q ₂之间，Boost电感L ₂的另一端连接于开关管Q ₃和Q ₄之间；输入电压一端连接于Boost电感L ₁和L ₂，另一端连接于二极管D₁和D₂之间；二极管D₁的负极连接于开关管Q ₁和Q ₃之间，二极管D₂的正极连接于开关管Q ₂和Q ₄之间；bus电容C_bus连接于二极管D₁的负极与极管D₂的正极之间，电容C_bus上的电压为bus电压V _bus；

采用双环控制结构，外环控制中外环电压环通过PFM（Pulse frequencymodulation 脉冲频率调制）控制对变换器输出电压进行调节，内环控制通过PWM控制稳定bus电压的大小，并通过非线性载波控制提高变换器的功率因数。

进一步的，所述外环控制包括：

先对变换器的输出电压V _o进行比例采样，经过ADC转换后与设定值V _oref ^*进行比较，得到的误差进行比例积分运算，并对运算结果进行限幅得到频率调节信号V _of ^*，用于调节变换器的开关频率，经过PFM控制，产生相位差180^o的两条变频锯齿载波saw1、saw2；

所述内环控制包括：

对bus电压V _bus进行比例采样后经过ADC得到bus电压采样信号V _bus ^*，将bus电压采样信号V _bus ^*与bus电压设定值V _busref ^*进行误差放大，再进行比例积分运算，经过限幅得到占空比调节信号V _busf ^*；

通过对Boost电感L ₁和L ₂的电感电流i _L1和i _L2进行采样，经过ADC转换后取绝对值得到电感电流绝对值|I _L1 ^*|和|I _L2 ^*|；将电感电流绝对值|I _L1 ^*|和|I _L2 ^*|分别与占空比调节信号V _busf ^*相除，得到调制波信号V _m1和V _m2；再将调制波信号V _m1与锯齿载波saw1进行比较，将调制波信号V _m2与锯齿载波saw2进行比较，并通过对输入电压进行过零检测，判断上下管的占空比取值，得到4个驱动信号v _gs1、v _gs2、v _gs3和v _gs4，分别来控制开关管Q ₁、Q ₂、Q ₃和Q ₄的导通关断，从而控制bus电压V _bus与输出电压V _o。

更进一步的，所述双环控制结构的控制器采用DSP28335，通过采样电路将得到的信号进行转换限制在3V以内。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明通过对变换器的控制策略改进，采用PWM/PFM混合控制方式，相对于传统PFM控制和文献3提出的PWM控制，bus电压的波动更小，并可有效降低谐振元件的电压电流应力；通过双环控制实现了输入输出功率的解耦，实现了输出电压的稳定控制。

附图说明

图1为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器原理图。

图2为PWM控制下变换器关键波形图。

图3（a）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 1（t ₀≤t≤t ₁,v _in>0,D<0.5）。

图3（b）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 2（t ₁≤t≤t ₂,v _in>0,D<0.5）。

图3（c）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 3（t ₂≤t≤t ₃,v _in>0,D<0.5）。

图3（d）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 4（t ₃≤t≤t ₄,v _in>0,D<0.5）。

图3（e）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 5（t ₄≤t≤t ₅,v _in>0,D<0.5）。

图3（f）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 6（t ₅≤t≤t ₆,v _in>0,D<0.5）。

图3（g）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 7（t ₆≤t≤t ₇,v _in>0,D<0.5）。

图3（h）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 8（t ₇≤t≤t ₈,v _in>0,D<0.5）。

图3（i）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 9（t ₈≤t≤t ₉,v _in>0,D<0.5）。

图3（j）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器的工作等效电路图：工作模态 10（t ₉≤t≤t ₁₀,v _in>0,D<0.5）。

图4为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器控制框图。

图5（a）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器PWM/PFM混合控制仿真图主电路。

图5（b）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器PWM/PFM混合控制仿真图PWM控制。

图5（c）为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器PWM/PFM混合控制仿真图PFM控制。

图6（a）为PWM/PFM控制下输入电压90~220V仿真波形图：90V。

图6（b）为PWM/PFM控制下输入电压90~220V仿真波形图：120V。

图6（c）为PWM/PFM控制下输入电压90~220V仿真波形图：180V。

图6（d）为PWM/PFM控制下输入电压90~220V仿真波形图：220V。

图7（a）为PWM控制下输入电压90~220V仿真波形图：90V。

图7（b）为PWM控制下输入电压90~220V仿真波形图：120V。

图7（c）为PWM控制下输入电压90~220V仿真波形图：180V。

图7（d）为PWM控制下输入电压90~220V仿真波形图：220V。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。本发明通过对变换器的控制策略改进，提出PWM/PFM混合控制策略，可以实现原副边的功率解耦，解决传统PWM控制带来的输出电压波动问题。

1、单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器工作模态

单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器如图1所示，其工作在CCM模式，根据电感电压的伏秒平衡特性，开关管的占空比可由式（1）计算：

（1）

式（1）中，v _in为输入电压，V _bus为bus电容上的电压。

当输入电压v _in在正半周期时，开关管Q ₁和Q ₃的占空比为 1-D，开关管Q ₂和Q ₄的占空比为D；当输入电压v _in在负半周期时，开关管Q ₁和Q ₃的占空比为D，开关管Q ₂和Q ₄的占空比为1-D。

为进一步理清变换器的基本特性，有必要对变换器的工作模态进行分析，对关键波形进行详细阐述及对重要变量进行数学解析。为简化电路分析，在进行模态分析时特作出如下假设：

1）开关频率f _s远大于线电压频率f _line，故在一个开关周期内，输入电压v _in可以看作一个恒定的值V _in；

2）开关管Q₁-Q₄的等效寄生电容容值相同；

3）所有二极管、电感、电容均为理想器件。

图2和图3（a）-图3（j）分别为单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器PWM控制下输入电压v _in正半周期时的关键波形和等效电路。图2中v _gs1、v _gs2、v _gs3、v _gs4是开关管Q₁-Q₄的驱动波形，i _L2、i _L3为输入滤波电感L ₂、L ₃上的电流，i _Lr为谐振电流，i _Lm为变压器中励磁电感上的电流，i _Do1、i _Do2为副边输出整流二极管D_o1、D_o2上的电流，v _AB为谐振腔的输入电压。由于变换器在输入电压v _in正负半周期的运行方式是对称的，所以本文分析了正半周期的工作模态。

工作模态1[t ₀≤t≤t ₁，如图3（a）]：在t ₀时刻，开关管Q₂、Q₃导通；此阶段，输入电压v _in向电感L ₂充电，因此电感L ₂上的电流i _L2斜率V _in/L ₂线性上升，电感L ₃向中间直流母线的bus电容C_bus放电，因此电感L ₃上的电流i _L3以斜率(V _bus-V _in)/L ₃线性下降，变压器励磁电感电压被箝位至-nV _o，励磁电流i _Lm以斜率nV _o/L _m线性降低，谐振电流i _Lr始终小于励磁电流i _Lm，副边二极管D_o2、D_o3正向导通，D_o1、D_o4反向截止，谐振腔输入电压v _AB等于负的bus电压-V _bus。此阶段中电流i _L2、i _L3的表达式为：

（2）

（3）

工作模态2[t ₁≤t≤t ₂，如图3（b）]：在t ₁时刻，开关管Q₂关断，v _AB由-V _bus快速过渡到零；此阶段，开关管Q₂的寄生电容被快速充电至V _bus，开关管Q₁的寄生电容迅速放电至零而后开关管Q₁的体二极管开始续流，实现零电压导通（ZVS），电感L ₂上的电流i _L2以斜率(V _bus-V _in)/L ₂线性下降，电流i _L3、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，电流i _Lr仍小于电流i _Lm，副边二极管工作状态与上一阶段相同，副边二极管D_o2、D_o3正向导通，副边二极管D_o1、D_o4反向截止。此阶段中电流i _L2、i _L3的表达式为：

（4）

（5）

工作模态3[t ₂≤t≤t ₃，如图3（c）]：在t ₂时刻，开关管Q₁、Q₃导通；电流i _L2、i _L3、i _Lr、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，副边二极管D_o2、D_o3正向导通，D_o1、D_o4反向截止，谐振腔输入电压v _AB等于零；在t ₃时刻，变压器励磁电流i _Lm等于谐振电流i _Lr。

工作模态4[t ₃≤t≤t ₄，如图3（d）]：此阶段，开关管Q₁、Q₃保持导通，Q₂、Q₄保持关断，电流i _L2、i _L3保持上一阶段的变化趋势，分别以斜率(V _bus-V _in)/L ₂和(V _bus-V _in)/L ₃线性下降，变压器励磁电流i _Lm等于谐振电流i _Lr，副边二极管 D_o1、D_o2、D_o3、D_o4反向截止，谐振腔输入电压v _AB等于零。

工作模态5[t ₄≤t≤t ₅，如图3（e）]：在t ₄时刻，开关管Q₃关断；此阶段，开关管Q₃的寄生电容被快速充电至V _bus，开关管Q₄的寄生电容迅速放电至零而后开关管Q₄的体二极管开始续流，实现了开关管Q₄的零电压导通（ZVS），电流i _L2、i _L3、i _Lr、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，副边二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4反向截止，v _AB保持为零。

工作模态6[t ₅≤t≤t ₆，如图3（f）]：在t ₅时刻，开关管Q₁、Q₄导通，谐振腔输入电压v _AB由零快速上升至V _bus；电感L ₂向中间直流母线的bus电容C_bus放电，电感L ₂上的电流i _L2以斜率(V _bus-V _in)/L ₂线性下降，输入电压V _in向电感L ₃充电，电感L ₃上的电流i _L3斜率V _in/L ₃线性上升，变压器励磁电感电压被箝位至nV _o，励磁电流i _Lm以斜率nV _o/L _m线性增加，谐振电流i _Lr大于励磁电流i _Lm，副边二极管 D_o1、D_o4正向导通，D_o2、D_o3反向截止。此阶段中电流i _L2、i _L3的表达式为：

（6）

（7）

工作模态7[t ₆≤t≤t ₇，如图3（g）]：在t ₆时刻，开关管Q₄关断；此阶段，v _AB由V _bus快速降为零，开关管Q₄的寄生电容被快速充电至V _bus，Q₃的寄生电容迅速放电至零而后开关管Q₃的体二极管开始续流，实现了开关管Q3的零电压导通（ZVS），电感L ₃上的电流i _L3以斜率(V _bus-V _in)/L ₃线性下降，电流i _L2、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，电流i _Lr大于电流i _Lm，副边二极管D_o1、D_o4正向导通，副边二极管D_o2、D_o3反向截止。此阶段中电流i _L2、i _L3的表达式为：

（8）

（9）

工作模态8[t ₇≤t≤t ₈，如图3（h）]:此阶段，与工作模态3类似，开关管Q₁、Q₃导通，Q₂、Q₄关断，电流i _L2、i _L3、i _Lr、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，副边二极管 D_o2、D_o3正向导通，D_o1、D_o4反向截止，谐振腔输入电压v _AB等于零，在t ₈时刻，变压器励磁电流i _Lm等于谐振电流i _Lr。

工作模态9[t ₈≤t≤t ₉，如图3（i）]：此阶段与工作模态4类似，仍保持开关管Q₁、Q₃导通，Q₂、Q₄关断，电流i _L2、i _L3保持上一阶段的变化趋势，分别以斜率(V _bus-V _in)/L ₂和(V _bus-V _in)/L ₃线性下降，变压器励磁电流i _Lm等于谐振电流i _Lr，副边二极管 D_o1、D_o2、D_o3、D_o4反向截止，谐振腔输入电压v _AB等于零。

工作模态10[t ₉≤t≤t ₁₀，如图3（j）]：在t ₉时刻，开关管Q₁关断；此阶段，开关管Q₁的寄生电容被快速充电至V _bus，开关管Q₂的寄生电容迅速放电至零而后开关管Q₂的体二极管开始续流，实现了开关管Q₂的零电压导通（ZVS），电流i _L2、i _L3、i _Lr、i _Lm保持上一阶段的变化趋势，电流i _Lr等于电流i _Lm，副边二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4反向截止，v _AB保持为零。

2、单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器控制策略

对于单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器，若只采用传统的PFM控制，即变换器四个开关管Q₁-Q₄的占空比D均为0.5，那么bus电容上的电压V _bus至少为输入线电压峰值的2倍。当输入线电压较高时，常规选型的MOSFET及bus电容难以满足电压应力要求，同时LLC谐振单元的增益调节范围会大大增加，变换器的开关频率较宽，不利于磁性元件参数设计。然而，定频控制易于优化设计磁性元件，但是当输入电压范围很宽时，占空比变化很大，导致环流增加，效率降低。因此，结合两者的优点，采用PFM/PWM混合控制策略，在降低bus电压波动的同时，减小开关频率范围。

通过控制两路Boost PFC开关管交错180°导通，使得两相Boost PFC处于相互交错的工作状态，故两相的电流其相位角也相互交错，两相的纹波电流相互抵消，使得输入和输出电流的总纹波电流减小。

单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器控制框图如图4所示。控制系统采用双环控制结构，外环电压环通过PFM控制对输出电压进行调节，内环通过PWM控制稳定bus电压的大小，并通过非线性载波控制提高变换器的功率因数。控制器采用DSP28335，其内部集成了ADC转换模块，所以需要先通过采样电路将得到的信号进行转换限制在3V以内。

外环先对变换器的输出电压V _o进行比例采样，经过ADC转换后与设定值V _oref ^*进行比较，得到的误差进行比例积分运算，并对运算结果进行限幅得到V _of ^*，用于调节变换器的开关频率，经过PFM控制，产生相位差180^o的两条变频锯齿载波saw1、saw2。

内环对bus电压进行比例采样后经过ADC得到V _bus ^*，与设定值V _busref ^*进行误差放大，再进行比例积分运算，经过限幅得到V _busf ^*，通过对Boost电感L ₁、L ₂的电流i _L1、i _L2进行采样，经过ADC转换后取绝对值得到|I _L1 ^*|、|I _L2 ^*|，将两者分别与V _busf ^*相除，得到调制波信号V _m1、V _m2，再与锯齿载波saw1、saw2进行比较，并通过对输入电压进行过零检测判断上下管的占空比取值，可得到4个驱动信号v _gs1、v _gs2、v _gs3和v _gs4来控制开关管的导通关断，从而控制bus电压与输出电压。通过PWM/PFM的混合控制实现了输入输出功率的解耦，达到了输出电压稳定的目的。

3、与PWM控制策略仿真对比

图5（a）-图5（c）为根据提出的单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法搭建的PSIM仿真模型，仿真模型可分为图5（a）所示的主电路模块、图5（b）所示的PWM控制模块和图5（c）所示的PFM控制模块。主电路由LC滤波器、两路交错并联Boost PFC电路和LLC电路级联组成，LLC输出电路采用全桥整流方式。控制部分由双闭环控制系统构成，外环电压环经过PFM调制输出信号锯齿载波saw1和saw2，与内环电压电流环得到的调制波信号V _m1和V _m2经过PWM调制和逻辑分配模块输出4路PWM波，从而控制4个开关管的导通与关断。

在仿真模型中，设置额定输出功率为1kW，输出电压200V，同时控制bus电压V _bus为400V，对应的bus电压V _bus和输出电压V _o仿真波形如图6（a）-图6（d）和图7（a）-图7（d）所示。图6（a）-图6（d）是PWM/PFM控制下输入电压90~220V仿真波形图，从图中可以看出，输出电压V _o基本稳定在200V，幅值在0.5%上下波动，bus电压V _bus可以稳定在400V，幅值在5%上下波动。图7（a）-图7（d）是PWM控制下输入电压90~220V仿真波形图，可以看出输出电压V _o在200V上下20%波动，并且由于未对bus电压V _bus进行控制，导致bus电压V _bus不稳定。

通过对两种不同控制策略得到的bus电压和输出电压仿真波形图对比，可以看出针对单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器所提的PFM/PWM混合控制策略，bus电压和输出电压波动更小，实现了输出电压的稳定控制。

Claims

1.单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法，所述单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器包括依次连接的交错PFC和DC-DC，所述交错PFC包括一端连接输入电压的Boost电感L ₁和L ₂，Boost电感L ₁的另一端连接于开关管Q ₁和Q ₂之间，Boost电感L ₂的另一端连接于开关管Q ₃和Q ₄之间；输入电压一端连接于Boost电感L ₁和L ₂，另一端连接于二极管D1和D2之间；二极管D₁的负极连接于开关管Q ₁和Q ₃之间，二极管D₂的正极连接于开关管Q ₂和Q ₄之间；bus电容C_bus连接于二极管D₁的负极与极管D₂的正极之间，电容C_bus上的电压为bus电压V _bus；

其特征在于，采用双环控制结构，外环控制中外环电压环通过PFM控制对变换器输出电压进行调节，内环控制通过PWM控制稳定bus电压的大小，并通过非线性载波控制提高变换器的功率因数。

2.根据权利要求1所述的单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法，其特征在于，所述外环控制包括：

所述内环控制包括：

通过对Boost电感L ₁和L ₂的电感电流i _L1和i _L2进行采样，经过ADC转换后取绝对值得到电感电流绝对值| I _L1 ^*|和| I _L2 ^*|；将电感电流绝对值| I _L1 ^*|和| I _L2 ^*|分别与占空比调节信号V _busf ^*相除，得到调制波信号V _m1和V _m2；再将调制波信号V _m1与锯齿载波saw1进行比较，将调制波信号V _m2与锯齿载波saw2进行比较，并通过对输入电压进行过零检测，判断上下管的占空比取值，得到4个驱动信号v _gs1、v _gs2、v _gs3和v _gs4，分别来控制开关管Q ₁、Q ₂、Q ₃和Q ₄的导通关断，从而控制bus电压V _bus与输出电压V _o。

3.根据权利要求1所述的单级无桥交错并联Boost-LLC AC-DC变换器混合控制方法，其特征在于，所述双环控制结构的控制器采用DSP28335，通过采样电路将得到的信号进行转换限制在3V以内。