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CN115133792B - 具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器 - Google Patents

具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器 Download PDF

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CN115133792B
CN115133792B CN202210922991.3A CN202210922991A CN115133792B CN 115133792 B CN115133792 B CN 115133792B CN 202210922991 A CN202210922991 A CN 202210922991A CN 115133792 B CN115133792 B CN 115133792B
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Abstract

本发明提供了一种具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，电感模块的第一连接端连接直流电源的正极，电感模块的第二连接端连接整流桥模块的第一连接端，电感模块的第三连接端逆变桥模块的第一连接端；整流桥模块的第二连接端连接高频变压器模块的第一输入端，整流桥模块的第三连接端连接高频变压器模块的第二输入端；逆变桥模块的第二连接端连接高频变压器模块的第一输入端，逆变桥模块的第三连接端连接高频变压器模块的第二输入端；整流桥模块的第四连接端分别连接直流电源的负极和电动汽车电池，逆变桥模块的第四连接端连接电动汽车电池。本发明基于自耦型拓扑结构，相对于传统变换器能够降低总变换器容量与功率损耗。

Description

具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器
技术领域
本发明涉及电动汽车充电技术领域，具体地，涉及具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，尤其是具备输入输出直流短路故障阻断功能的自耦型电动汽车充电变流器。
背景技术
电动汽车直流充电系统输入三相交流电经过整流输出直流电，再经过变流器输出电动汽车所需要的电压和电流。直流快充站需要配备多组DC/DC变换器满足多辆电动汽车充电需求。为了保证电动汽车充电安全性，在电动汽车输入侧或输出侧出现直流短路故障时，电动汽车充电变流器应当具备短路故障阻断能力，降低故障影响范围，避免连锁性故障出现。
目前已有的充电变流器拓扑，需要增设额外直流断路器。当变流器输入侧或输出侧出现短路故障时，通过断路器切断短路电流。其中涉及到断路器动作电流参数整定，短路短路电流检测等，控制系统复杂，保护速度慢，不适用于未来含有大量充电负荷的运行场景。现有的电动汽车变流器拓扑，在变流器输入或输出侧短路时的故障阻断能力有待优化提高。
文献1，Sebastian Rivera,Julian Rojas,Samir Kouro,et al.Partial-Powerconverter topology of type II for efficient electric vehicle fast charging[J].IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics,2021,1-1；电动汽车直流快速充电器处理的功率水平不断提高，将对开关设备提出额外的挑战，以应对效率的要求，通过部分功率转换的概念是一种具有成本效益的替代方案，以实现高效的功率转换，该文献验证了基于移相全桥变换器的降压型II型部分功率变换器(PPC)在电动汽车快速充电器中的优越性，通过利用电动汽车电池组的降低电压范围以及II型PPC的降低功率比，可以实现极其高效的充电过程，这一概念通过7千瓦的演示装置得到了验证，从而获得了真实的效率测量结果，结果表明，仅处理13.32％的电力提供给电池充电的有效性，最高效率为99.11％。但是该文献所验证的拓扑无法实现软开关运行，具备较高开关损耗，此外，当输入(或输出)侧短路时，短路故障将传递至输出(或输入)侧，导致电动汽车直流快充站整体故障。
文献2，J.Rojas,H.Renaudineau,S.Kouro,et al.Partial power DC-DCconverter for electric vehicle fast charging stations[C].Annual Conference ofthe IEEE Industrial Electronics Society,IECON 2017–43rd；该专利文献提出了一种适用于电动汽车快速充电站DC-DC转换阶段的交错式部分功率变换器(PPC)，提出的变换器拓扑基于h桥DC-DC变换器，PPC允许变换器只处理总功率的一小部分，其余的被旁路并直接提供给负载，这提高了变换器的效率，因为只有一部分功率通过变换器，从而提高了它的效率，对所提出的PPC的工作原理进行了理论分析，对该方法在电动汽车电池充电过程中的性能进行了仿真研究，结果表明，该系统具有良好的性能，特别验证了所提出的变换器在整个输出功率范围内仅处理36％左右的一小部分功率，与经典全功率变换器的比较表明，该拓扑结构的转换效率从95.1％显著提高到98.3％。但是该文献所提出的拓扑，在输出侧短路故障时，短路电流较大，将导致直流快充站电源侧连锁故障，在输入侧短路故障时，不能阻止输出侧电流倒灌至短路点，导致较大的直流故障短路电流与电池、变换器本体的损坏，且对于该文献所提出的拓扑，虽然可以实现部分功率传输，开关运行在硬开关状态,具备较高的功率损耗。
文献3，公开号为CN208646623U的专利文献公开了一种高效率的电动汽车直流快充系统，属于新能源汽车领域，该系统包含直流快充桩的桩体与输出直流母线、AC/DC变换器、DC/DC变换器、电容、配电变压器和电网；配电变压器的一端连接至电网，另一端连接至AC/DC变换器的AC端，AC/DC变换器的DC端与电动车直流快充桩的输出直流母线相连；DC/DC变换器的一端与电容相连，另一端与直流快充桩输出直流母线相连并通过控制来吸收AC/DC直流输出电流中的低次谐波。但是该专利文献仍然存在需要增设额外直流断路器的缺陷。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器。
根据本发明提供的一种具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，包括：整流桥模块、逆变桥模块、电感模块以及高频变压器模块；
所述电感模块的第一连接端连接直流电源的正极，所述电感模块的第二连接端连接所述整流桥模块的第一连接端，所述电感模块的第三连接端所述逆变桥模块的第一连接端；
所述整流桥模块通过所述高频变压器模块连接所述逆变桥模块；所述整流桥模块的第二连接端连接所述高频变压器模块的第一输入端，所述整流桥模块的第三连接端连接所述高频变压器模块的第二输入端；所述逆变桥模块的第二连接端连接所述高频变压器模块的第一输入端，所述逆变桥模块的第三连接端连接所述高频变压器模块的第二输入端；
所述整流桥模块的第四连接端分别连接所述直流电源的负极和电动汽车电池，所述逆变桥模块的第四连接端连接所述电动汽车电池。
优选的，所述电感模块包括电感L1和电感L2；所述整流桥模块包括二极管D1、二极管D2、二极管D3以及二极管D4；所述逆变桥模块包括开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13以及开关MOS管S14；
所述电感L1的一端作为所述电感模块的第一连接端；所述电感L1的另一端连接所述电感L2的一端，并作为所述电感模块的第二连接端；所述电感L2的另一端作为所述电感模块的第三连接端；
所述二极管D1的负极连接所述二极管D2的负极，并作为所述整流桥模块的第一连接端；所述二极管D1的正极连接所述二极管D3的负极，并作为所述整流桥模块的第二连接端；所述二极管D2的正极连接所述二极管D4的负极，并作为所述整流桥模块的第三连接端；所述二极管D3的正极连接所述二极管D4的正极，并作为所述整流桥模块的第四连接端；
所述开关MOS管S11的漏极连接所述开关MOS管S12的漏极，并作为所述逆变桥模块的第一连接端；所述开关MOS管S11的源极连接所述开关MOS管S13的漏极，并作为所述逆变桥模块的第二连接端；所述开关MOS管S12的源极连接所述开关MOS管S14的漏极，并作为所述逆变桥模块的第三连接端；所述开关MOS管S13的源极连接所述开关MOS管S14的源极，并作为所述逆变桥模块的第四连接端。
优选的，还包括二极管D5、电容C1、电容C2以及电容Cbat；
所述二极管D5连接在所述电感模块和所述逆变桥模块之间；所述二极管D5的正极连接所述电感模块的第三连接端，所述二极管D5的负极连接所述逆变桥模块的第一连接端；
所述电容C1的一端连接所述电感模块的第一连接端，所述电容C1的另一端连接所述整流桥模块的第四连接端；
所述电容C2的一端连接所述逆变桥模块的第一连接端，所述电容C2的另一端连接所述逆变桥模块的第四连接端；
所述电容Cbat的一端连接所述逆变桥模块的第四连接端，所述电容Cbat的另一端连接所述整流桥模块的第四连接端。
优选的，具备如下两种直流短路故障阻断模式：
模式一：充电电池侧短路故障阻断模式；
模式二：电源侧短路故障阻断模式。
优选的，所述充电电池侧短路故障阻断模式具体为：
在电池侧短路时，跌落的输出电压信号被控制器捕捉，所述控制器控制所述逆变桥模块的所述开关MOS管S11、所述开关MOS管S12、所述开关MOS管S13以及所述开关MOS管S14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过所述电感L1、所述电感L2、所述二极管D5以及所述电容C2将最大短路电流限制在额定电流的1.5倍以下，使短路电流经半个正弦震荡周期后降为零。
优选的，所述电源侧短路故障阻断模式具体为：
在电源侧短路时，跌落的充电电流信号被控制器捕捉，所述控制器控制所述开关MOS管S11、所述开关MOS管S12、所述开关MOS管S13以及所述开关MOS管S14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过二极管D5使变流器输出侧的电流不倒灌至电源侧短路点。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明基于自耦型拓扑结构，相对于传统变换器能够降低总变换器容量与功率损耗，基于变压器漏感实现开关管ZVS软开关运行，进一步提升变流器整体运行效率；
2、本发明的充电变流器输入侧电源短路时，基于本发明所提出的变流器的拓扑结构，可以保证电动汽车电池不会向短路点放电，有效保护电动汽车电池，避免二次故障；
3、本发明的充电变流器输出侧(即电动汽车一侧)短路时，能够有效限制短路电流，避免开关元件与电动汽车电池过流损坏；
4、本发明提出的变流器的拓扑结构能够实现全部开关器件零电压开通，有效降低变换器损耗，同时能够同时实现输入输出侧故障阻断，保证充电站运行可靠性；
5、本发明提出自耦型电动汽车充电拓扑结构，内部功率变换器仅传输部分功率，相对于传统变换器能够降低总变换器容量与功率损耗。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为一实施例中的自耦型直流快充变流器的拓扑结构图；
图2为一实施例中的自耦型直流快充变流器软开关运行关键波形图；
图3为一实施例中的自耦型直流快充变流器输出侧短路第一阶段等效电路图；
图4为一实施例中的自耦型直流快充变流器输出侧短路第二阶段等效电路图；
图5为一实施例中的自耦型直流快充变流器输入侧短路等效电路图；
图6为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时电池充电电压波形图；
图7为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时电池充电电流波形图；
图8为一实施例中的自耦型直流快充变流器输出侧短路时电池充电电压波形图；
图9为一实施例中的自耦型直流快充变流器输出侧短路时电池充电电流波形图；
图10为一实施例中的自耦型直流快充变流器输出侧短路时电感L1电流波形图；
图11为一实施例中的自耦型直流快充变流器输入侧短路时电池充电电压波形图；
图12为一实施例中的自耦型直流快充变流器输入侧短路时电池充电电流波形图；
图13为一实施例中的自耦型直流快充变流器输入侧短路时电感L1电流波形图；
图14为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时开关MOS管S11栅-源极电压与漏-源极电压的波形图；
图15为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时开关MOS管S12栅-源极电压与漏-源极电压的波形图；
图16为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时开关MOS管S13栅-源极电压与漏-源极电压的波形图；
图17为一实施例中的自耦型直流快充变流器正常运行时开关MOS管S14栅-源极电压与漏-源极电压的波形图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
实施例1：
如图1～17所示，本实施例提供一种具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，包括：整流桥模块、逆变桥模块、电感模块以及高频变压器模块。电感模块的第一连接端连接直流电源的正极，电感模块的第二连接端连接整流桥模块的第一连接端，电感模块的第三连接端逆变桥模块的第一连接端，整流桥模块通过高频变压器模块连接逆变桥模块，整流桥模块的第二连接端连接高频变压器模块的第一输入端，整流桥模块的第三连接端连接高频变压器模块的第二输入端，逆变桥模块的第二连接端连接高频变压器模块的第一输入端，逆变桥模块的第三连接端连接高频变压器模块的第二输入端，整流桥模块的第四连接端分别连接直流电源的负极和电动汽车电池，逆变桥模块的第四连接端连接电动汽车电池。
逆变桥模块包括开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13以及开关MOS管S14，开关MOS管S11的漏极连接开关MOS管S12的漏极，并作为逆变桥模块的第一连接端，开关MOS管S11的源极连接开关MOS管S13的漏极，并作为逆变桥模块的第二连接端，开关MOS管S12的源极连接开关MOS管S14的漏极，并作为逆变桥模块的第三连接端，开关MOS管S13的源极连接开关MOS管S14的源极，并作为逆变桥模块的第四连接端。开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13以及开关MOS管S14均包括MOS管、二极管以及电容，MOS管、二极管以及电容并联连接，二极管的正极连接MOS管的源极，二极管的负极连接MOS管的漏极。
整流桥模块包括二极管D1、二极管D2、二极管D3以及二极管D4。二极管D1的负极连接二极管D2的负极，并作为整流桥模块的第一连接端，二极管D1的正极连接二极管D3的负极，并作为整流桥模块的第二连接端，二极管D2的正极连接二极管D4的负极，并作为整流桥模块的第三连接端，二极管D3的正极连接二极管D4的正极，并作为整流桥模块的第四连接端。
电感模块包括电感L1和电感L2。电感L1的一端作为电感模块的第一连接端，电感L1的另一端连接电感L2的一端，并作为电感模块的第二连接端，电感L2的另一端作为电感模块的第三连接端。
高频变压器的匝比为n：1，本实施例中n取10。
具备如下两种直流短路故障阻断模式：模式一：充电电池侧短路故障阻断模式；模式二：电源侧短路故障阻断模式。
充电电池侧短路故障阻断模式具体为：在电池侧短路时，跌落的输出电压信号被控制器捕捉，控制器控制逆变桥模块的开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13以及开关MOS管S14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过电感L1、电感L2、二极管D5以及电容C2将最大短路电流限制在额定电流的1.5倍以下，使短路电流经半个正弦震荡周期后降为零。
电源侧短路故障阻断模式具体为：在电源侧短路时，跌落的充电电流信号被控制器捕捉，控制器控制开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13以及开关MOS管S14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过二极管D5使变流器输出侧的电流不倒灌至电源侧短路点。
本实施例的自耦型直流快充变流器还包括二极管D5，二极管D5连接在电感模块和逆变桥模块之间；二极管D5的正极连接电感模块的第三连接端，二极管D5的负极连接逆变桥模块的第一连接端。本实施例的自耦型直流快充变流器还包括电容C1，电容C1的一端连接电感模块的第一连接端，电容C1的另一端连接整流桥模块的第四连接端。本实施例的自耦型直流快充变流器还包括电容C2，电容C2的一端连接逆变桥模块的第一连接端，电容C2的另一端连接逆变桥模块的第四连接端。本实施例的自耦型直流快充变流器还包括电容Cbat，电容Cbat的一端连接逆变桥模块的第四连接端，电容Cbat的另一端连接整流桥模块的第四连接端。
实施例2：
本领域技术人员可以将本实施例理解为实施例1的更为具体的说明。
如图1～17所示，本实施例提出一种具备输入输出直流短路故障阻断功能的电动汽车充电变流器拓扑，进而针对该变换器提出限制短路电流的参数选择依据，给出相应电路参数设计依据。
如图1所示，本实施例所提出的具备输入输出直流短路故障阻断功能的电动汽车充电变流器拓扑。输入侧整流桥由二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4构成，输出侧逆变桥由开关MOS管S11、开关MOS管S12、开关MOS管S13、开关MOS管S14构成，逆变桥与整流桥之间通过匝比为1:n的高频变压器相连接，逆变器桥侧等效漏感为Lk。输入侧直流电源Vin通过电感L1、电感L2、二极管D5与逆变桥和电动汽车电池串联。其中电感L2具备短路限流功能和滤波功能。Vbat为电动汽车电池侧充电电压。
工作原理：
输入电源Vin通过电感L1、电感L2、二极管D5、以及电容C2和电动汽车电池保持串联。因此能够在任一时间，电源Vin都保证向负载传输有功功率。同时，电容C2处电压通过开关管S11、开关管S12、开关管S13、开关管S14动作进行调节，全桥变换器在任一时刻均向电源回馈功率，通过调节电压来控制全桥功率传输与电容旁路功率传输之比。由于C2与电池充电电压Vbat之间串联连接，充电电压随之确定。
上述充电变流器拓扑工作在3种典型工况：
工况1：
在正常运行时，所提出充电变流器稳态时软开关运行关键波形见图2。开关管S11、开关管S13互补导通组成超前桥臂、开关管S12、开关管S14互补导通为滞后桥臂。超前桥臂与滞后桥臂之间的移相角记为θ，以[t0,t6]半个开关周期为例，简要说明变换器运行原理。
假定电容C2两端电压不变。在t0时刻，开关管和开关管S14导通，漏感电流流经电容C2、开关管S11、开关管S14和变压器原边绕组，构成回路。变压器副边电流流经二极管D1、二极管D4和滤波电感L1将电能回馈给电源。根据t0时刻分析结果，开关管S11在导通时其寄生电容C3两端电压为零，因此在t0+时刻开关管S11是零电压关断。在(t0,t1]区间，由于开关管S11关断，且此时漏感电流为正，在变压器原边电流将通过寄生电容C3和寄生电容C5构成回路，寄生电容C3充电，寄生电容C5放电，由于变压器滤波电感较大，在此时相当于一个电流源，再由变压器原副边电流关系可知，滤波电感相当于串联在变压器原边回路，故寄生电容C3和寄生电容C5两端的电压分别线性下降和上升。这一过程一直持续到t1时刻，此时寄生电容C3两端电压为电容C2两端电压，而寄生电容C5两端的电压为零，开关管S13的体二极管自然导通。在(t1,t2]区间内某一时刻开关管S13导通，由于此时开关管S13两端并联的寄生电容C5电压为零，因此开关管S13是零电压开通，但是电流不会流经开关管S13依旧会通过体二极管流通电流，电流持续下降到t2时刻降为I2。在(t2,t3]区间，t2时刻开关管S14关断，由于并联寄生电容C6两端电压为零，因此开关管S14零电压关断。在这段时间寄生电容C5、寄生电容C6和漏感L1组成谐振电路，电感电流以正弦形式下降，同时寄生电容C6两端电压成正弦形式上升，在t3时刻寄生电容C6两端电压上升到电容C2两端电压，开关管S12体二极管自然导通，将开关管S12两端电压钳位0V。在(t3,t4]区间可零电压开通开关管S12，原边电流线性下降，在t4时刻，原边电流下降至零，在t4时刻电流反向，将从开关管S12和开关管S13中流经。在(t4,t5]区间电容C2两端电压直接加在漏感两端，漏感电流继续线性下降，到t5时刻电流下降至-I1。在(t5,t6]区间电容C2将功率反馈给电源。
对于整个变流器来说，达到稳态时，电容C2两端的电压Vc2与电动汽车充电电压Vbat之和即为输入电压Vin，Vin与Vc2之间满足移相全桥变换器的直流电压增益特性，通过控制移相角进而改变占空比来达到控制电压的目的，经过推算电动汽车充电电压Vbat可表示为：
其中Deq为等效占空比，n为变压器副边匝数与原边匝数之比，Vin为输入直流电压；
其中Lk为变压器原边漏感，Vc2为电容C2两端的电压，θ为移相角，Dloss为变压器副边相比原边丢失的占空比，fs为开关频率，I1及I2见图2。
工况2：
当输出侧(充电侧)出现短路故障时，全桥变换器触发脉冲将同时全部闭锁。在短路发生的那一刻为时间起点，由于电感L1和电感L2的初始电流不同，因此短路过程会经历两个阶段，第一个阶段是电感L1电流线性上升，电感L2电流线性下降直至相等，这一阶段等效电路见图3，图中深黑色部分为等效电路。当电感L1和电感L2电流相等后进入第二个阶段，短路电流将通过直流电源流经电感L1、电感L2、二极管D5、电容C2与输出侧短路电阻构成回路，瞬时短路电流为is，见图4，图中深黑色部分为等效电路。经过分析短路电流呈正弦形式震荡，但是由于二极管的作用使得短路电流仅有半个正弦周期，经过约1/4周期短路电流达到最大值，短路电流仿真波形见图9。
第一个阶段所需时间t1：
其中IL2为短路第一个阶段结束时刻电感L2中流过的电流，Ibat为电动汽车电池侧充电电流；
第二个阶段短路电流震荡周期T：
其中：w为第二阶段短路震荡电流角频率，可由公式(6)表示：
其中Rs为输出侧短路电阻；
经过分析：
T＞＞t1 (7)
因此可粗略计算认为：
Ibat＝IL2 (8)
第二阶段短路电流：
其中：为第二阶段短路电流衰减震荡过程初始相位，可由公式(10)表示：
Ro为输出侧负载电阻。
根据上述分析，短路电流经过约T/4后达到最大值：
工况3：
当输入侧(电源侧)短路故障时，全桥变换器触发脉冲依旧将同时全部被阻断，使其与变流器断开电气连接，由于二极管D5的作用，可以有效防止变流器输出侧的电流倒灌至短路点，短路电流将仅能通过直流电源与输入侧短路电阻构成回路，见图5，图中深黑色部分为等效电路。
计及故障场景的电路参数设计依据：
根据公式(1)，Vbat应大于0，移相角θ存在一个范围如下：
下面分析滤波电感L1、L2取值设计：
根据公式(11)，L1与L2取值之和越大，则最大短路电流越小，为了使电路器件在短路时不受到损害，可设计最大短路电流不超过额定电流的1.5倍，即：
电感L1与L2以及iD电流纹波ΔiL1、ΔiL2、ΔiD分别可由公式(14)、(15)、(16)表示，其中Ts为开关管的开关周期：
注意到电感L1和电感L2取值之和固定时，仅当L1＝L2时iD电流纹波最小，变流器整体性能将会得到优化，因此在进行电感L1和L2参数设计时应使得二者取值相等，电感L1和L2取值应在满足公式(17)和公式(18)的前提下尽量选取更小的值：
为实现ZVS软开关，需要在死区时间内对超前或滞后桥臂完成开关管电容的充放电，从而使得开关管体二极管优先导通，为软开关创造条件，从能量的角度分析，实现软开关所需能量E需满足公式(19)：
其中，Ci为超前桥臂或滞后桥臂的开关电容之和，CTR为变压器原边绕组寄生电容；
超前桥臂由开关管S11和开关管S13组成，由于超前桥臂开关过程中滤波电感L1以及限流电感L2相当于和漏感Lk串联，很容易满足公式(19)，因此需要着重对滞后桥臂软开关条件进行分析。由于滞后桥臂软开关运行时，已经处于占空比丢失时间区间，滤波电感L1以及限流电感L2不再为其软开关提供能量，仅由漏感Lk为其供能，因此滞后桥臂S12和S14实现软开关需要满足公式(20)：
因此漏感Lk的设计需要满足公式(21)：
其中C4和C6分别为开关管S12和S14的寄生电容。
下面分析电容C2的取值设计：由于电容C2两端电压作为移相全桥的供电电源，应使其纹波大小满足一定要求，C2两端电压纹波可由公式(22)表示：
可设计电压纹波峰峰值小于直流分量VC2的百分之一：
由公式(1)、(22)、(23)可得电容C2取值应满足公式(24)：
下面分析变压器变比n的取值设计：当Vbat达到最大值Vbatmax时移相全桥输入和输出侧端电压差值最大，此时为变比n的最苛刻条件，因此存在最小变比n应满足公式(25)：
当移相角θ＝180时，根据仿真结果电池充电电压达到最大Vbatmax＝63.4V，代入公式(25)可得：
nmin≥8.37 (26)
根据已有文献，n的取值应接近nmin，如果选取过大会导致较大的无功功率循环，增加损耗，此外考虑到实际运行中死区时间的影响以及电路中其他因素造成电压降，最终选取的变比n同时应该略大于nmin，综合考虑以上因素，在本设计中取变比n＝10。
实施例3：
本领域技术人员可以将本实施例理解为实施例2的更为具体的说明。
按图1扑搭建Plecs仿真模型。输入电压Vin＝72V，输出负载电阻Ro＝10Ω，额定输出电压Vbat＝55V，开关频率50kHz，死区时间td＝200ns，变压器变比n＝10。根据前述参数选择依据，电感L1取值50mH，电感L2取值50mH，漏感Lk取值1uH，电容C2取值1000uF。
变流器正常运行仿真。取移相角θ＝90。变流器正常工作为负载充电，充电电压Vbat为52V，充电电流Ibat为5.2A，直流电源侧输入电流IL1为3.8A，全桥变换器回馈电源电流ID为1.4A。正常运行电压、电流波形见图6和图7。图14～17显示了开关管S11、开关管S12、开关管S13、开关管S14栅-源极电压与漏-源极电压之间的时序关系，可看到当漏-源极电压降为零后，栅-源极电压变为高电平，实现了各个开关管的软开关运行。
输出侧短路故障仿真。仿真0.6s前变流器正常运行为负载充电，在0.6s时刻，输出侧发生短路故障，短路电流及短路电压波形见图8～10。可见在电感L1和电感L2的共同限流作用下电池充电最大短路电流约为正常运行时的1.35倍，有效限制了短路电流，短路电压在短路瞬间降为零。
输入侧短路故障仿真。仿真0.6s前变流器正常运行为负载充电，在0.6s时刻，输入侧发生短路故障，短路后切除直流电源。图11～13中可以看出流过电感L1的电流以及电池充电电流立即降为零，没有出现负电流，说明可以有效防止输出侧电流倒灌到输入侧短路点。
本发明涉及电动汽车充电领域中充电变流器拓扑设计和控制保护，尤其涉及变流器输入输出侧直流短路故障阻断。本发明基于自耦型拓扑结构，相对于传统变换器能够降低总变换器容量与功率损耗。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (5)

1.一种具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，其特征在于，包括：整流桥模块、逆变桥模块、电感模块以及高频变压器模块；
所述电感模块的第一连接端连接直流电源的正极，所述电感模块的第二连接端连接所述整流桥模块的第一连接端，所述电感模块的第三连接端所述逆变桥模块的第一连接端；
所述整流桥模块通过所述高频变压器模块连接所述逆变桥模块；所述整流桥模块的第二连接端连接所述高频变压器模块的第一输入端，所述整流桥模块的第三连接端连接所述高频变压器模块的第二输入端；所述逆变桥模块的第二连接端连接所述高频变压器模块的第一输出端，所述逆变桥模块的第三连接端连接所述高频变压器模块的第二输出端；
所述整流桥模块的第四连接端分别连接所述直流电源的负极和电动汽车电池的一端，所述逆变桥模块的第四连接端连接所述电动汽车电池的另一端；
所述电感模块包括电感L 1和电感L 2；所述整流桥模块包括二极管D 1、二极管D 2、二极管D 3以及二极管D 4；所述逆变桥模块包括开关MOS管S 11、开关MOS管S 12、开关MOS管S 13以及开关MOS管S 14；
所述电感L 1的一端作为所述电感模块的第一连接端；所述电感L 1的另一端连接所述电感L 2的一端，并作为所述电感模块的第二连接端；所述电感L 2的另一端作为所述电感模块的第三连接端；
所述二极管D 1的负极连接所述二极管D 2的负极，并作为所述整流桥模块的第一连接端；所述二极管D 1的正极连接所述二极管D 3的负极，并作为所述整流桥模块的第二连接端；所述二极管D 2的正极连接所述二极管D 4的负极，并作为所述整流桥模块的第三连接端；所述二极管D 3的正极连接所述二极管D 4的正极，并作为所述整流桥模块的第四连接端；
所述开关MOS管S 11的漏极连接所述开关MOS管S 12的漏极，并作为所述逆变桥模块的第一连接端；所述开关MOS管S 11的源极连接所述开关MOS管S 13的漏极，并作为所述逆变桥模块的第二连接端；所述开关MOS管S 12的源极连接所述开关MOS管S 14的漏极，并作为所述逆变桥模块的第三连接端；所述开关MOS管S 13的源极连接所述开关MOS管S 14的源极，并作为所述逆变桥模块的第四连接端。
2.根据权利要求1所述的具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，其特征在于，还包括二极管D 5、电容C 1、电容C 2以及电容C bat；
所述二极管D 5连接在所述电感模块和所述逆变桥模块之间；所述二极管D 5的正极连接所述电感模块的第三连接端，所述二极管D 5的负极连接所述逆变桥模块的第一连接端；
所述电容C 1的一端连接所述电感模块的第一连接端，所述电容C 1的另一端连接所述整流桥模块的第四连接端；
所述电容C 2的一端连接所述逆变桥模块的第一连接端，所述电容C 2的另一端连接所述逆变桥模块的第四连接端；
所述电容C bat的一端连接所述逆变桥模块的第四连接端，所述电容C bat的另一端连接所述整流桥模块的第四连接端。
3.根据权利要求2所述的具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，其特征在于，具备如下两种直流短路故障阻断模式：
模式一：充电电池侧短路故障阻断模式；
模式二：电源侧短路故障阻断模式。
4.根据权利要求3所述的具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，其特征在于，所述充电电池侧短路故障阻断模式具体为：
在电池侧短路时，跌落的输出电压信号被控制器捕捉，所述控制器控制所述逆变桥模块的所述开关MOS管S 11、所述开关MOS管S 12、所述开关MOS管S 13以及所述开关MOS管S 14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过所述电感L 1、所述电感L 2、所述二极管D5以及所述电容C2将最大短路电流限制在额定电流的1.5倍以下，使短路电流经半个正弦震荡周期后降为零。
5.根据权利要求3所述的具备直流短路故障阻断能力的自耦型直流快充变流器，其特征在于，所述电源侧短路故障阻断模式具体为：
在电源侧短路时，跌落的充电电流信号被控制器捕捉，所述控制器控制所述开关MOS管S 11、所述开关MOS管S 12、所述开关MOS管S 13以及所述开关MOS管S 14的脉冲，使四个开关MOS管全部闭锁，再通过二极管D5使变流器输出侧的电流不倒灌至电源侧短路点。
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