CN1147723A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

第1缓冲二极管Ds1和第1电容器C1的串联电路连接在IGBTQ1的输入输出端之间，在Ds1上并联连接由第2电容器C2、第2二极管Ds2、电阻R1构成的充电放电电路装置。随着IGBTQ1的接通动作，形成从C1经IGBTQ1及充电放电电路装置返回C1的闭合回路，使电压对充电放电电路装置的C2充电，并以该充电电压使Ds1反向偏置，而随着IGBTQ1的新开动作，使C2所充的电压放电，在切断相同电流时能减小施加在IGBTQ1上的电压。

Description

电力变换装置

本发明涉及电力变换装置，尤其是备有冲击电压保护电路的电力变换装置。

一般都知道，如利用功率半导体元件等开关元件将供给负载的电流切断时，电源电压与配线电感上蓄积的能量同时作为冲击电压施加在元件上。将施加在这类元件上的电压抑制在元件的容许值以内的电路装置就是冲击电压保护电路。作为冲击电压保护电路的主要构成元件一般备有作为能量吸收装置的电容器、该电容器的放电电阻、以及向电容器充电时将放电电阻旁路的二极管，并已提出多种电路形式。

作为这种冲击电压保护电路的现有技术，例如，已知有特开昭57-106230号公报等所记载的技术。该现有技术的冲击电压保护电路的结构，是将二极管和第1电容器的串联电路与开关元件并联连接，将电阻和上述二极管并联同时与第2电容器并联连接。

冲击电压保护电路内的电容器的电容一般为固定值，但在理想情况下希望使电容器的电容随着切断电流的增加而增大。作为有关这类电容可变的冲击电压保护电路的现有技术，例如，已知有特开昭62-272862号公报等所记载的技术。采用该现有技术的冲击电压保护电路的结构，是将第1二极管和第1电容器的串联电路与开关元件并联连接，将电阻与上述第1二极管并联，同时将由第2电容器和一个开关器件组成的串联电路与上述第1电容器并联接，并将二极管与该开关器件并联连接。

另外，作为与备有冲击电压保护电路的电力变换装置有关的现有技术，例如，已知有特开平6-38506号公报等所记载的技术。该现有技术是将2个开关元件构成电桥的变换器，其结构是在各开关元件上设有缓冲电容器，同时与电桥并联设置了嵌位用的缓冲电容器(以下，称为嵌位电容器)。具有这种结构的冲击电压保护电路，当开关元件断开时，电容小的各缓冲电容器先投入工作用来抑制加在开关元件上的过电压，然后，由电容大的嵌位电容器吸收主电路配线上所蓄积的能量。

为提高冲击电压保护电路的过电压抑制效果，一般是希望加大构成电路的电容器的电容，但如加大电容器的电容，则电路的损耗将增加，并且，在负载电流小的情况下，将产生不能按照控制电路的指令控制负载电流的问题。

就是说，假定电容器电容为C、放电时的电压变化为V，则冲击电压保护电路的损耗可表示为CV²/2，从而电容器的电容越大，电路损耗就越大。并且，当负载电流小时，即使将开关元件关断，对冲击电压保护电路的电容器充电的电流仍继续流过负载，其结果是，不能按照指令控制负载电流。旨在解决这些问题的冲击电压保护电路，最好采用在电流小时使冲击电压保护电路的电容器电容减小、在电流大时使电容器电容增大的结构，使电容器的电容可变。

上述特开昭57-106230号公报所记载的冲击电压保护电路备有第1、第2电容器，在将开关元件断开时，换向流入冲击电压保护电路的电流仅通过二极管流入第1电容器。第1电容器的充电一直持续到将主电路配线的电感所蓄积的电磁能量全部吸收为止，所以其充电电压将达到电源电压以上。在将配线的能量全部吸收后，第1电容器的充电电压与电源电压之差的电压作为反向电压加在二极管上，二极管反向恢复。第2电容器由施加在二极管上的反向电压充电，抑制该反向电压随时间的变化dV/dt及其最大值。在由上述反向电压充电结束之后，即通过并联连接的电阻将电压放电，当开关元件再次断开时，第2电容器的充电电压变为零。

如上所述，采用该现有技术的冲击电压保护电路虽然备有2个电容器，但在二极管反向恢复以前仅第1电容器投入工作抑制开关元件的过电压，不具备电容可变的功能，所以要想解决上述问题是不可能的。

另外，特开昭62-272862号公报所记载的冲击电压保护电路，当切断电流大时使上述开关器件接通、将第2电容器与第1电容器并联，使合成电容增加到两个电容器的电容之和从而实现电容可变。如采用该冲击电压保护电路，则能使开关器件随电流的大小而接通、断开，按大小选择电容器的电容，可以降低冲击电压保护电路的损耗并改进负载电流的控制性。

然而，采用该现有技术的冲击电压保护电路，作为开关器件必须使用有源元件，需要有其驱动装置、控制装置、及电流检测装置，存在导致成本提高的问题，并且，主电路的开关元件的切换及冲击电压保护电路的开关器件的切换动作必须有准确的定时，存在着为此所进行的控制变得复杂的问题。

为提高冲击电压保护电路对开关元件的过电压抑制效果，通常是希望加大构成冲击电压保护电路的缓冲电容器的电容。但是，当加大了电容器的电容时，将产生电路损耗增加的问题，如假定缓冲电容器的电容为C、放电时的电压变化为V，冲击电压保护电路的损耗可表示为CV²/2，则缓冲电容器的电容越大，电路损耗就越大。

特开平6-38506号公报所记载的现有技术，将各缓冲电容器的电容设定得小，而将嵌位电容器的电容设定得大，通过使嵌位电容器所蓄存的能量在电源中再生而达到降低损耗的目的。但是，该冲击电压保护电路，对嵌位电容器的电荷供给主要是利用通过个别的缓冲电容器的电流进行的。所以，当个别的缓冲电容器的电容比嵌位电容器的电容小时，其电容越小流过嵌位电容器的电流越大，因而使个别的缓冲电容器的电压发生波动，将对个别的缓冲电容器形成应力。而且，该波动将导致电压过冲，过冲的电压作为过电压施加在元件上，所以存在着对本来的目的即过电压抑制造成不利影响的问题。

另外，当作为开关元件使用双极性晶体管IGBT时，电流切断时的电压变化(dV/dt)越大，与蓄积载流子的排出有关的尾电流就越大，元件的开关损耗将增加。因此，也存在上述个别的缓冲电容器的电压波动对元件的开关损耗造成恶劣影响的问题。

理想情况是，可使用具有能使电容器的电容随电流或电压的增大而加大的电容可变的缓冲电容器的冲击电压保护电路。在上述现有技术的冲击电压保护电路中，如使个别的缓冲电容器的电容随电压的增大而增加，则能够抑制电压的波动。但是，要使电容器的电容可变，需新设置电流或电压检测装置、用于切换多个电容器的开关装置、以及对该开关装置的通、断进行控制的装置等，存在着导致成本增加的问题。

本发明的目的在于，解决上述现有技术的问题，并以低成本的简单电路装置提供能使冲击电压保护电路的电容器电容可变、可减低损耗、且不影响负载电流的控制性的冲击电压保护电路反电力变换装置。

本发明的另一目的在于解决上述现有技术的问题，提供一种能利用低成本的简单电路装置使冲击电压保护电路的电容器电容可变、对开关元件进行电压抑制并兼能降低冲击电压保护电路的损耗、同时还能抑制电压波动从而减轻加在开关元件及其他零件上的应力的能稳定工作的电力变换装置。

本发明的目的通过以下方式达到，即，在控制从电源向负载供给的负载电流的流通和切断的开关元件的冲击电压保护电路中，备有将第1二极管和第1电容器串联连接后并联连接在上述开关元件的输入输出端之间的电路装置、及与上述第1二极管并联连接的充电放电电路装置，随着上述开关元件的接通动作，形成从上述第1电容器经上述开关元件及上述充电放电电路装置返回上述第1电容器的闭合回路，使电压对上述充电放电电路装置充电，利用上述充电放电电路装置的充电电压使上述第1二极管反向偏置，同时随着上述开关元件的断开动作，使对上述充电放电电路装置充电后的电压放电。

作为更好的实施形态，将上述充电放电电路装置同电阻和第2电容器串联连接，并在上述电阻上并联设置与上述第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管。

作为更为理想的的实施形态，将第2电容器的电容值设定得小于第1电容器的电容值。

本发明的目的还通过对构成电力变换装置的开关元件使用上述结构的冲击电压保护电路以构成电力变换装置来达到。

在本发明的冲击电压保护电路中，假定第1电容器的电容为C1、充电放电电路具有的第2电容器的电容为C2。并且，本发明的冲击电压保护电路，随着开关元件的接通动作，形成从第1电容器经开关元件及充电放电电路装置返回第1电容器的闭合回路，因此，第1电容器所充的电荷向第2电容器移动，使第2电容器充电。其结果是，第1电容器的充电电压减少，反之，第2电容器的充电电压升高，最终使第1、第2电容器的电压相等。然而，第1、第2电容器的电压的大小相等但极性相反，所以在开关元件的输入输出端之间相互抵消，开关元件的输入输出端之间的电压变为零。

上述的电荷移动意味着静电能量从第1电容器向第2电容器移动，由在移动路径上存在的电阻(包括开关元件内阻)产生的损耗变为CoV²/2(其中，Co为将C1和C2串联连接时的合成电容)。其结果是，例如，若电容C1、C2的电容相等并以C表示，则本发明的冲击电压保护电路的损耗与现有技术的冲击电压保护电路的损耗CV²/2相比，减小到一半。此外，第2电容器所充的电压使与第1电容器串联的第1二极管反向偏置，能起到使第1二极管作为开关而动作的作用。

开关元件断开时，因上述第1二极管被反向偏置，所以流过该元件的电流从第1电容器通过充电放电电路装置内的第2电容器流动。这时，从开关元件输入输出端之间看到的合成电容器电容用上述Co表示。第1电容器由流过冲击电压保护电路的电流充电，反之，第2电容器所充的电荷被放电。而第1电容器的电压增加部分与第2电容器所充电压的减少部分之和加在开关元件的输入输出端之间。在第2电容器的充电电压减小到零的时刻以后，上述第1二极管变为正向偏置的状态，电流从第1电容器通过第1二极管流动。在此时刻之后，从开关元件输入输出端之间看到的合成电容器电容变为C1。即，通过第1二极管的反向偏置、正向偏置达到使合成电容器电容可变的目的。

假定由于在开关元件断开时施加在开关元件上的电压使冲击电压保护电路被充电到电源电压以上的电压值为ΔV，则通常是冲击电压保护电路的电容器电容越大ΔV越小，但从另一方面来看，  由于开关元件接通时的放电将使冲击电压保护电路的损耗增加。在本发明的情况下，电压ΔV由第1电容器的电容C1抑制，由于第1电容器C1的一部分能量被第2电容器吸收，所以冲击电压保护电路的损耗作为总体的损耗能减轻。

另外，当将如上所述的冲击电压保护电路应用于电力变换装置时，能够在减低冲击电压保护电路损耗的同时，改善负载电流的控制性。即，由于将第2电容器的电容C2设定得小于第1电容器的电容C1，故能使合成电容Co小于C1，因而能在负载电流微小的情况下使向冲击电压保护电路的电容器充电而持续流动的电流与现有技术的情况相比，缩短持续时间，作为其结果是能改善负载电流的控制性。

本发明的另一目的通过以下方式达到，即，在备有串联连接在主电源端间的第1、第2开关元件、通过根据控制装置的指令对上述第2开关元件进行控制、向设置在上述2个开关元件连接点处的负载供给电力的电力变换装置中，备有将第1二极管和第1电容器串联连接后连接在上述2个开关元件的各输入输出端子之间的电路装置；与上述各第1二极管并联、将电阻和第2电容器串联、并在上述电阻上并联设置与第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管的电路装置、以及在第2电容器相互之间连接的嵌位用缓冲电容器。

作为更好的实施形态，将上述第2电容器的电容值设定得小于上述第1电容器的电容值。

作为更为理想的的实施形态，将上述嵌位用缓冲电容器的电容值设定得大于第1、第2电容器的电容值大。

在所构成的备有上述装置的电力变换装置中，假定嵌位电容器为C5、相对于第1开关元件的第1、第2电容器为C1、C2、相对于第2开关元件的第1、第2电容器为C3、C4。假定当第1开关接通时，第2开关元件断开，相反，当第2开关接通时，第1开关元件断开。并且，相对于第1开关元件的第1、第2电容器C1、C2构成第1电容可变电容器，相对于第2开关元件的第1、第2电容器C3、C4构成第2电容可变电容器。

现在，假定是在第1开关接通、第2开关元件断开的状态。这时，与第1开关元件并联设置的第1、第2电容器C1、C2以相等但极性相反的电压充电。而相对于第2开关元件的第1、第2电容器C3、C4，其电容器C3以与电源电压相等的电压充电，电容器C4的电压为零。嵌位电容器C5被充电到与电源电压相等的电压。

从上述状态开始，如第1开关断开后，还要持续流过由配线上所蓄积的能量产生的电流，所以该电流的一部分从第1二极管通过构成第1电容可变电容器的C2、C1流向负载，使电压对这两个电容充电。但是，因C2的电流方向开始时与所充电压的极性不同，所以开始时其所充的电压被放电。而另一方面，C1则以极性与初始极性相同的电压充电。上述电流的其余部分通过二极管、嵌位用缓冲电容器C5、构成第2电容可变电容器的C4、C3流向负载，使C3的电压放电。这时，与C3的电压值减小相反，C4由流过的电流从开始时的零电压充电到极性与C3相反的电压。

在上述的动作中，如C2的电压减小到规定的值(零)，则与C1串联的在这之前由于C2的电压作用而处于反向偏置状态的二极管变成导通状态，第1可变电容器的电容从C1和C2的串联合成电容变成C1的单独电容。另一方面，以电压对C4充电，与C3串联的在这之前处于导通状态的二极管被C4的电压置于反向偏置状态，第2可变电容器从等于C3的单独电容变成C4与C3的串联合成电容。

上述动作的结果，是对C1充电到与C5相同的电压值，C2的电压变为零。并且，对C3和C4充电到电压值相等而极性不同的电压，合成的电压相互抵消。

如上所述，本发明的电力变换装置以构成可变电容器的2个电容器中的一个电容器的单独电容抑制开关元件的过电压，并利用流过串联合成电容的电流进行放电动作，所以能够对开关元件进行充分的过电压抑制，而且，还能降低冲击电压保护的损耗。

例如，在上述情况中，假定C1和C2的电容比为4∶1，则可变电容器的电容表现出能从串联合成电容的0.8×2到C1的单独电容(4×C2)的5倍变化，利用C1的单独电容能充分地抑制功率半导体元件的过电压。而在放电时，通过C1和C2串联流过的电流进行放电动作，所以可以作到使冲击电压保护的损耗只对应于串联合成电容。

在上述情况中，被控制为导通状态及反向偏置状态的二极管可更换为第1、第2开关装置，也可根据C2、C4的电压进行控制，使该开关装置进行同样的动作。

图1是本发明第1实施例的冲击电压保护电路的结构图。

图2是说明本发明第1实施例的动作的波形图。

图3是本发明第1实施例中的电流路径的说明图。

图4是将本发明第1实施例的冲击电压保护电路的损耗和最大电压与现有技术进行比较的说明图。

图5是本发明第2实施例的冲击电压保护电路的结构图。

图6是本发明第4实施例的电力变换装置的结构例图。

图7A及图7B是说明本发明第4实施例的动作用的电流路径图。

图8是说明本发明第4实施例的动作的波形图。

图9是将本发明第4实施例中采用的冲击电压保护电路的损耗和最大电压与现有技术进行比较的说明图。

图10是将本发明第4实施例的开关元件的断开波形与现有技术进行比较的说明图。

图11是本发明第5实施例的电力变换装置的结构例图。

图12是本发明第3实施例的电力变换装置的结构例图。

图13是本发明第6实施例的电力变换装置的结构例图。

图14是本发明第7实施例的电力变换装置结构的说明图。

以下，根据附图详细说明本发明的冲击电压保护电路的一实施例。

图1是本发明第1实施例的冲击电压保护电路的结构图。图2是说明本发明第1实施例的动作的波形图。图3是本发明第1实施例中的电流路径的说明图。图4是将本发明第1实施例的冲击电压保护电路的损耗和最大电压与现有技术进行比较的说明图。在图1、图3中，1是电源，2是负载，Q1是绝缘栅型双极性晶体管(以下，称为IGBT)，D7是二极管，Ds1、Ds2是第1、第2缓冲二极管，C1、C2是第1、第2缓冲电容器，R1是缓冲电阻，L1、L2是寄生电感。

在图1中，作为开关元件的功率晶体管元件即IGBTQ1备有输入电流的集电极端子、输出电流的发射极端子、及施加控制电压的栅极端子，通过在栅极端子上施加或去掉控制电压使集电极、发射极间流过的电流通过或切断。而且，IGBTQ1的发射极连接于负载2的一端，负载2的另一端通过具有寄生电感L1的配线与电源1的正极连接，而集电极通过具有寄生电感L2的配线与电源1的负极连接，用于控制对应于负载2的电流。上述寄生电感L1、L2由配线的形态决定，配线的距离越短就越小。此外，二极管D7并联连接在负载2的两端，当负载为电感性的时，使IGBTQ1断开后的负载电流形成回流。

上述的电路被用作电力变换装置主电路的1个桥臂，冲击电压保护电路通常设置在IGBTQ1的输入输出端子之间，即集电极、发射极之间。

本发明第1实施例的冲击电压保护电路的结构，是在IGBTQ1的集电极、发射极之间连接电容为C1的第1缓冲电容器C1与第1缓冲二极管Ds1的串联电路，并在第1缓冲二极管Ds1上并联连接由电容为C2的第2缓冲电容器C2与第2缓冲二极管Ds2的串联电路构成的充电放电电路装置。而且，将第2缓冲二极管Ds2连接成使其流过与第1缓冲二极管Ds1极性相同的电流，并将电阻R1并联连接在第2缓冲二极管Ds2的阳极、阴极之间。

下面，参照图2说明在具有如上构成的冲击电压保护电路的图1所示电路中使IGBTQ1切换后的动作。

在图2中示出了施加在IGBTQ1的集电极与发射极之间的电压Vce、集电极与发射极之间流过的电流Ice、电容器C1及C2的电压Vc1的动作波形。T(off)、T(on)分别表示IGBTQQ1断开、接通的时刻。在该图2所示的动作波形中，E是电源1的电压，Vm表示主电路配线的能量被冲击电压保护电路吸收后被过度充电到超过电源电压E的电压最大值。另外，在以下的说明中，电容器C1及C2的电容假定被设定为C1＞C2的关系。

如后文所述，在IGBTQ1接通期间，第1、第2缓冲电容器C1、C2被充电到图1所示极性的电压，两者的电压相等，假定其值为Vo。但是，IGBTQ1的集电极和发射极端子之间的电压因电容器C1和C2的的电压相互抵消而变为零。

现在，在时刻T(off)以前的IGBTQ1接通期间，如假定流过负载2的电流为IL，主电路配线的电感所蓄各积的电磁能量WL可用该电流IL表示，如式(1)所示。

WL＝(L1＋L2)IL²/2    …(1)

在时刻T(off)以后的IGBTQ1断开期间，上述主电路配线的电感所蓄积的电磁能量WL被冲击电压保护电路吸收，其电流换流到冲击电压保护电路。图1中示出的虚线表示该电流的路径。即，在IGBTQ1接通期间被充电的C2的电压，对第2缓冲二极管Ds2的作用是正向偏置，但对第1缓冲二极管Ds1则是反向偏置。因此，第1缓冲二极管Ds1不能流过换流到冲击电压保护电路的电流。于是，流入冲击电压保护电路的电流从电容器C1经电容器C2流过二极管Ds2后返回主电路，回到电源1的负极。

这时，从IGBTQ1的集电极、发射极端子之间看到的冲击电压保护电路的合成电容Co变成电容器C1和C2串联连接后的电容，可用式(2)表示。

Co＝C1C2/(C1＋C2)    …(2)

例如，假定电容器C1和C2的电容比为4∶1，并假定C1＝4C2，则其合成电容为0.8C2，与只备有电容器C1的情况相比较，变为1/5的电容。流过电容器C1和C2的电流，对电容器C1来说，充电电压从T(off)以前的充电值Vo开始增加，相反，对C2来说，充电电压减小。由于电容器的电容为C1＞C2，所以流过同一电流时电容器C1的电压增加部分和电容器C2的电压减小部分，两者的值是不同的，但施加在IGBTQ1的集电极、发射极之间的电压是两个电压变化部分之和。

在图2中，现假定电容器C2的充电电压Vc2变到零的时刻为T1，在时刻T1以后，由电容器C2的充电电压施加在二极管Ds1上的反向偏置电压就不存在了，所以流过冲击电压保护电路的电流变为图1中的通过第1电容器C1及二极管Ds1的电流，只对电容器C1充电。

如上所述，本发明的冲击电压保护电路将二极管Ds1作为根据电容器C2的充电电压使电流切断或通过的开关使用。而且，与上述情况相同，如以电容器C1和C2的电容比为4∶1的情况为例，在时刻T1以后的缓冲电容增加到以前的5倍，因而可抑制IGBTQ1的集电极、发射极之间的电压Vce的升高。如假定式1所示的能量完全被冲击电压保护电路吸收时的时刻为T2，则此时在IGBTQ1的集电极、发射极之间施加最大电压Vm。Vm用式(3)表示，如将冲击电压保护电路电感忽略，则其大小取决于主电路配线的电感、电容器C1、及时刻T(off)以前的负载电流。 $\mathrm{Vm}=E+\sqrt{(L1+L2)\mathrm{IL}/C1}-----...\left(3\right)$

另外，因电容器C1的充电电压等于Vm，所以在电容器C1中蓄积了由式(4)表示的能量W2。

W2＝C1Vm²/2    …(4)

被充电到电源电压E以上的电容器C1的电压Vm，通过从电容器C1经二极管D7到电源1的正极、再从电源1的负极经电阻R1、电容器C2返回电容器C1的路径放电。在该放电动作的开始时刻，引起在二极管Ds1上施加反向电压使二极管Ds1反向恢复的现象，在二极管Ds1上施加了上述电压差和配线的反电动势后的过大反向电压，但电容器C2还兼有抑制该反向电压的效果。为了提高对二极管Ds1的反向电压的抑制效果，可以连接一个与二极管Ds2极性相反的二极管代替电阻R1。

通过上述电容器C1的放电，电容器C1的充电电压从Vm减小到以式(5)表示的电压V1。而在电容器C2上，则充电到图1所示极性的电压，其值为用式(6)表示的电压V2。

V1＝(C1Vm＋C2E)/(C1＋C2)    …(5)

V2＝C1(Vm－E)/(C1＋C2)      …(6)

由上述放电产生的电流流过电阻R1，在电阻R1上产生焦耳损耗，但该损耗WRo由式(7)表示，而与电阻R1的值无关。电容器C1及C2具有的能量之和Wo可用式(8)表示。

WRo＝Co(Vm－E)²/2       …(7)

Wo＝C1V1²/2＋C2V2²/2   …(8)

接着，到达时刻T(on)，IGBTQ1接通，这时，电容器C1蓄积的电荷被放电。其放电路径，如图3中的虚线所示，是从电容器C1通过IGBTQ1、经电阻R1及电容器C2返回C1的闭合回路。通过该放电，电容器C1上的充电电压V1减小，相反，电容器C2由电容器C1供给电荷，其充电电压从V2逐渐增加。最后，电容器C1和C2的电压相等，变为由式(9)表示的电压Vo。

充电到电压Vo后的电容器C1及C2的能量之和为W1，W1可用式(10)表示。而在时刻T(on)以前的能量，即从式(8)的Wo减去上述W1后的值如式(11)所示，该差值正是因图3示出的C1的放电电流流过电阻R1所造成的焦耳损耗。

Vo＝(C1V1＋C2V2)/(C1＋C2)        …(9)

W1＝(C1V1＋C2V2)²/2(C1＋C2)     …(10)

Wo－W1＝Co(V1－V2)²/2＝CoE²/2  …(11)

以上，说明了本发明的第1实施例，用式(1)～式(11)将其要点整理如下。

即，在本发明的第1实施例中，IGBTQ1接通时由冲击电压保护电路吸收的能量等于用式(4)表示的能量W2与用式(10)表示的能量W1之差。该差值等于式(1)所示的配线中的能量。而作为吸收上述配线中的能量的结果的最大电压由式(3)表示。由在IGBTQ1的断开和接通动作中引起的电容器C1的放电产生的损耗可以表示为用式(7)和式(11)表示的能量之和。

将上述本发明第1实施例的冲击电压保护电路的损耗及最大电压与现有技术进行比较所得到的结果，示于图4(a)、图4(b)。在该图中用作比较的现有技术的冲击电压保护电路采用将二极管与电容器串联并在二极管上并联设置电阻的一般电路。并且，将现有技术的冲击电压保护电路的电容器的电容设定为等于在本发明第1实施例中说明过的电容器C1和C2串联时的合成电容Co。

在了解最大电压Vm时，从图4(a)可以判明，现有技术的冲击电压保护电路具有将本发明实施例中式(3)中的C1用Co置换的形式，因前提是C1＞Co，所以现有技术的冲击电压保护电路的最大电压Vm比本发明实施例的要大，两者的差值与电流IL成比例。

在了解损耗时，从图4(b)可以判明，本发明在接通时的损耗由式(1 1)表示，现有技术的冲击电压保护电路也具有相同的值。图4(b)中与负载电流IL无关的损耗、即IL＝0时的损耗相当于此时的损耗。另一方面，在IGBTQ1断开期间本发明的冲击电压保护电路的损耗、即因电容器C1放电产生的损耗由式(7)表示，但现有技术与本发明在式(7)中的Vm的值不同。如在图4(a)中所说明的，现有技术的冲击电压保护电路的Vm值大于本发明的Vm。因此，在损耗WRo方面，也是现有技术的冲击电压保护电路的大，两者的差值与负载电流IL的平方成正比。

如根据图4所说明的，上述的本发明第1实施例的冲击电压保护电路，与现有技术的冲击电压保护电路相比，前者的损耗低，同时能提高过电压抑制效果。

上述的本发明第1实施例的冲击电压保护电路，为改变缓冲电容器的电容，使第1缓冲二极管Ds1随着第2缓冲电容器C2的充电电压的变化而断开或接通，即，使第1缓冲二极管Ds1起开关的作用。

因此，为了获得与图1所示的本发明第1实施例相同的特性，也可用具有输入输出端及控制端的开关器件代替第1缓冲二极管Ds1，控制该开关器件使其随着缓冲电容器C2的充电电压的变化而断开或接通。

图5是本发明第2实施例的冲击电压保护电路的结构图。在图5中，10是控制装置、S1是开关器件，其他符号与图1的情况相同。本发明的该第2实施例的冲击电压保护电路，用开关器件S1代替图1所示冲击电压保护电路的缓冲二极管Ds1，利用控制装置10根据电容器C2的充电电压控制该开关器件S1。

即，图5所示的本发明第2实施例的冲击电压保护电路，在根据图1说明过的本发明第1实施例中的二极管Ds1的位置上连接开关器件S1的输入、输出端，同时用控制装置10检测电容器C2的充电电压，并将该电压在规定值以下时使开关器件S1接通用的信号施加在开关器件S1的控制端上。并且，控制装置10检测电容器C2的充电电压，当该电压的极性如图5所示且在0V以下时使开关器件S1接通，相反，如电容器C2的充电电压在0V以上则使开关器件S1断开。

上述图5所示的本发明第2实施例的特性与图1所示的本发明第1实施例相同，根据电容器C2的电压控制开关器件S1的断开、接通，从而能等效地改变对应于IGBTQ1的缓冲电容器的电容，这样，按照本发明的第2实施例也能获得与上述本发明第1实施例完全相同的效果。

上述本发明的第2实施例使用npn晶体管作为开关器件S1，但作为开关器件S1，只要是能够满足以下说明的条件的开关器件，则不管是什么开关器件都可以使用。即

(1)开关器件S1与并联连接的二极管Ds2沿同一方向流过电流，(2)不能在与上述电流方向相反的方向流过电流，(3)当开关器件S1断开时在其输出端(图5中为发射极)上施加以输入端(图5中为集电极)为基准电位的高电压，它与加在通常的半导体元件上的电压方向相反，因而应能耐受该反向电压。

如考虑以上3个条件，则开关器件S1就不能单独使用象MOSFET那样的在输入输出端间存在寄生二极管的器件。而由图5所示的npn晶体管构成的开关器件S1满足条件(1)、(2)，但为满足条件(3)则必须是基极、发射极之间的耐电压性强的器件。

图12是表示采用了上述实施例的冲击电压保护电路的本发明第3实施例的电力变换装置的结构框图。在图12中，3是冲击电压保护电路、4是驱动电路、5是控制装置、6是电流检测器、7是交流电源、9是整流器、Q1～Q6是IGBT、D1～D6是二极管，Ds3、Ds4是第3、第4缓冲二极管、C3、C4是第3、第4缓冲电容器、R2是缓冲电阻。图12所示的电力变换装置的实施例，是以电机为负载2并作为该电机的控制装置的变换装置，从交流电源7接受电力供给，并施加来自将交流整流成直流的整流器9的被该换流器9内所装的电容器平滑后的直流电力。并且，变换装置的结构是以具有图1所示的本发明第1实施例的冲击电压保护电路的电路作为上桥臂，并将其和下桥臂串联连接后的电路作为U相～W相的每一相，将如此构成的变换器分3相并联设置。

U相的下桥臂结构与根据图1说明过的本发明的第1实施例相同，上桥臂的结构是在作为开关元件的IGBTQ2上连接二极管D2、及由第3、第4缓冲二极管Ds3、Ds4、第3、第4缓冲电容器C3、C4、缓冲电阻R2构成的冲击电压保护电路。该冲击电压保护电路的动作与根据图1说明过的相同。

V相、W相的变换器由上桥臂的IGBTQ4、Q6构成的开关元件、下桥臂的IGBTQ3、Q5构成的开关元件、连接在各IGBT上的二极管D3～D6、以及冲击电压保护电路3构成，具有与U相相同的结构。并从U相～W相的各相变换器的上桥臂和下桥臂连接点即输出端将电力供给作为负载2的电机。

作为与变换装置对应的控制侧的结构，备有控制电路5及驱动电路4，控制电路5根据所输入的速度指令及来自检测各相输出电流的电流检测器6的信号生成使各相的上桥臂及下桥臂的IGBT接通或断开的信号，驱动电路4按照从控制电路5来的信号驱动各IGBT的栅极，控制变换装置，并控制作为负载2的电机。

上述的本发明实施例的电力变换装置，由于在构成各相的各桥臂的开关元件即IGBT上使用了根据图1说明过的本发明第1实施例的冲击电压保护电路，所以能够实现过电压抑制及降低损耗，同时，可以获得能够改善在负载电流小的情况下的控制性的效果。

以下，说明在负载电流小的情况下的控制性的改善。

通常，控制电机用的变换装置输出各相的相位相差120度的正弦波电流作为供给电机的电流。因此，各相都流过接近零的微小电流的期间在正弦波的一个周期内至少发生2次。在这种情况下，式(1)所表示的配线中的电磁能量也接近于零，但在构成桥臂的开关元件的IGBT上设置的冲击电压保护电路，最低限度也需要有将电路内的电容器电压充电到电源电压用的电流。

因此，当负载电流微小时，即使是在将开关元件即IGBT断开的状态下，用来对与该元件并联设置的冲击电压保护电路的电容器充电的电流仍然持续流过负载，这样就不能按控制指令控制负载电流。冲击电压保护电路内所包含的电容器的电容越大，该电流持续流过的时间就越长。另一方面，冲击电压保护电路的电容越大，对开关元件的过电压的抑制效果越好，所以一般在冲击电压保护电路内必须设置具有与切断最大电流时对应的足够电容值的电容器。

本发明第1实施例的冲击电压保护电路，如已经说明过的，可利用C1的单独电容抑制过电压，用电容器C1和C2的串联合成电容Co降低损耗。图6所示的使用这种冲击电压保护电路的电力变换装置，即使是在负载电流微小的情况下，也只是用对合成电容Co充电的电流就够了，所以能使在控制电路的指令之后负载电流的持续流过的时间缩短。

在重视小负载电流控制特性的用途中使用的电力变换装置，只须将图12所示实施例中的电容器C2的电容设定得与电容器C1的电容相比足够小即可。同样，对电容器C4也要设定为比电容器C3足够小的电容值。这样构成的电力变换装置可以使从开关元件即IGBT的集电极、发射极之间看到的冲击电压保护电路的合成电容Co与C2的值大体上相等，并且，在发生过电流时，可以依靠电容器C1的作用达到充分的过电压抑制效果。

上述的本发明实施例的电力变换装置，是以使用图1所示的冲击电压保护电路为例说明的，当然，也可以使用图5所示的冲击电压保护电路构成。

如采用如上所述的本发明的冲击电压保护电路，与现有技术的冲击电压保护电路相比较，在切断同一电流时能减小施加在开关元件上的电压，还能减低冲击电压保护电路的电容器放电时的损耗。如采用使用本发明的冲击电压保护电路的本发明的电力变换装置，可防止在负载电流小的情况下对冲击电压保护电路的电容充电用的电流在控制电路的指令之后持续流过，能将其持续时间缩短而改善控制性。

图6是本发明第4实施例的电力变换装置的结构例图。图7是说明本发明第4实施例的动作的电流路径图。图8是说明本发明第4实施例的动作的波形图。图9是将本发明第4实施例中采用的冲击电压保护电路的损耗和最大电压与现有技术进行比较的说明图。图10是将本发明第4实施例的开关元件的断开波形与现有技术进行比较的说明图。在图6中，1是电源，2是负载，Q1、Q2是IGBT，D1、D2是二极管，Ds1～Ds4是缓冲二极管，C1～C42是缓冲电容器，R1、R2是缓冲电阻，L1、L2是寄生电感。

图6示出的本发明的第4实施例，将由以功率半导体元件作为开关元件的IGBTQ2及二极管D2构成的上桥臂和由IGBTQ1及二极管D1构成的下桥臂连接成电桥。其主电路的结构相当于驱动电机等负载2用的3相变换器的1相。

在图6中，接成电桥的功率半导体元件即IGBTQ1、Q2备有输入电流的集电极端子、输出电流的发射极端子、及施加控制电压的栅极端子，通过在栅极端子施加或去掉控制电压使集电极、发射极间流过的电流通过或切断，从而对负载2进行控制。使用IGBTQ1从电源1向负载2供给电流的路径为：从电源1的正极经具有寄生电感L1的配线通过图中未示出的构成其他相的电桥上臂的元件到负载2一侧的端子，然后从负载2的另一侧的端子到IGBTQ1与Q2的连接部位，再从IGBTQ1的发射极通过具有寄生电感L2的配线回到电源1的负极。在上述情况中，寄生电感L1、L2的大小由配线的形态决定，配线的距离越短就越小。此外，当负载2是象电机那样的电感性负载时，IGBTQ1断开后的负载电流经二极管D2形成回流。

在由IGBTQ1、Q2构成的电桥中，将缓冲二极管Ds4、嵌位电容器C5、及缓冲二极管Ds2串联连接的冲击电压保护电路装置并联在电桥上。缓冲二极管Ds4、Ds2分别按照与IGBTQ1及Q2相同的极性使电流流过的方向连接。在缓冲二极管Ds4、Ds2上还分别并联设置放电用的缓冲电阻R2和R1。

在IGBTQ1的集电极端子与嵌位电容器C5的低电位端子(C5与Ds2的连接部位)之间连接缓冲电容器C1和C2的串联电路，同时在电容器C1和C2的连接部位与IGBTQ1的发射极端子之间设有起开关装置作用的缓冲二极管Ds1。在IGBTQ1的发射极端子与嵌位电容器C5的高电位端(C5与Ds4的连接部位)之间连接缓冲电容器C4和C3的串联电路，同时在电容器C1和C2的连接部位与IGBTQ1的集电极端子之间设有起开关装置作用的缓冲二极管Ds3。

上述的缓冲电容器C1和C2的串联电路及缓冲电容器C4和C3的串联电路，利用起开关装置作用的缓冲二极管Ds1、Ds3，具有可变电容器的功能。缓冲二极管Ds1、Ds3分别连接成使其按照与IGBTQ1、Q2相同的极性流过电流。除上述嵌位电容器C5以外的连接在IGBTQQ1、Q2的集电极、发射极之间的电路，分别用作对各IGBTQ1、Q2的单独的冲击电压保护电路。

以下，说明具有如上所述电路结构的本发明第4实施例的动作。

在以电流路径表示出图6所示实施例动作的图7A、图7B中，图7A示出了IGBTQ1断开时的电流路径，图7B示出了IGBTQ1接通时的电流路径。而在图8中分别示出了图6实施例中IGBTQ1断开或接通时施加在IGBTQ1的集电极和发射极之间的电压Vce、在IGBTQ1的集电极和发射极之间流过的电流Ice、电容器C1及C2的电压Vc1、Vc2、及电容器C5的电压波形。另外，图中虽未示出，但在说明时将电容器C3和C4的电压分别用Vc3、vc4表示。

在图8中，T(off)、T(on)分别表示IGBTQQ1断开、接通的时刻。E是电源1的电压，Vm表示施加在IGBTQ1上的电压最大值。另外，在以下的说明中，作为前提将电容器C1、C2的电容设定为C1＞C2，同样，将电容器C3、C4的电容设定为C3＞C4。如后文所述，在IGBTQ1接通期间，对电容器C1和C2充电到图6所示极性的电压，两者的电压相等，假定其值为Vo。但是，IGBTQ1的集电极、发射极端子之间的电压因电容器C1和C2的的电压相互抵消而变为零。而这时电容器C3和C5被充电到等于电源电压E的电压，电容器C4为简单起见假定为零。

现在，在时刻T(off)以前的IGBTQ1接通期间，主电路配线的电感所蓄积的电磁能量WL可用流过负载2的电流IL表示，如式(12)所示。

WL＝(L1＋L2)IL²/2    …(12)

在时刻T(off)以后的IGBTQ1断开期间，上述配线的电感蓄积的电磁能所产生的电流，在由冲击电压保护电路吸收之前，沿着用图7A的虚线所示的路径作为电流i1～i5流动。即，首先，假定电流i1流过作为第1可变电容器的电容器C1和C2，在IGBTQ1接通期间被充电的电容器C2的电压，对二极管Ds2的作用是正向偏置，但对二极管Ds1则是反向偏置。因此，在该时刻，二极管Ds1不能流过电流。于是，电流i1从电容器C1经电容器C2流过二极管Ds2后返回主电路，沿回到电源1负极的路径流动。这时，从IGBTQ1的集电极、发射极端子之间看到的电容器的电容，变成电容器C1和C2串联连接后的合成电容，可用式(13)表示。

Co＝C1C2/(C1＋C2)    …(13)

在式(13)中，例如，假定电容器C1和C2的电容比为4∶1，则式(13)的合成电容为0.8C2，与只有电容器C1的情况相比较，变为1/5的电容。使电流i1对电容器C1的充电电压从T(off)以前的电压值Vo开始增加，相反，使对电容器C2的充电电压减小。如电容器的电容为C1＞C2，则流过相同电流时的电容器C1的电压增加部分和电容器C2的电压减小部分的值是不同的，但施加在IGBTQ1的集电极、发射极之间的电压为(Vc1－Vc2)。

在上述电流i1开始流动的同时，电流i3流过构成第2可变电容器的电容器C3、C4。该电流的路径如图7A所示，因二极管Ds3和Ds4都阻止该电流，所以电流i3依次流过电容器C3、C4、C5，经过二极管Ds2后沿返回电源1的负极的路径流动。电流i3使在IGBTQ1接通时电容器C3上所充的电压放电，而在另一方面，对电容器C4充电到图7A所示的与电容器C3极性不同的电压，电容器C5也同时充电。

在流过电流i1的期间，从IGBTQ2的集电极、发射极端子之间看到的第2可变电容器的电容，变成电容器C4和C3串联连接后的合成电容，可用将式(13)中的C1换成C3、C2换成C4后的式子表示。而且，因这两个电容器的电压值Vc3和Vc4的极性不同，所以施加在IGBTQ2的集电极、发射极之间的电压为(Vc3－Vc4)，从该电压变为负值的时刻开始流过负载2的电流IL通过二极管D2回流。由于电容器C4和C3的电压相互抵消，二极管Ds4变成正向偏置状态，随后，电流i4流动并对C5进行充电。所选择的电容器C5应使其电容为C5＞C1，以式(12)表示的能量的大部分由电容器C5吸收。

IGBTQ1断开时流过如上所述的电流，如假定电容器C2的充电电压变为零的时刻为T1，则在T1之后由电容器C2的电压施加在二极管Ds1上的反向偏置就不存在了，流过构成第1可变电容器的电容器C1、C2的电流切换其路径，该电流从电流i1变成i2，只通过二极管Ds1对电容器C1充电。

如上所述，缓冲二极管Ds1起着随电容器C2的充电电压的变化而使电流切断或通过的开关作用。因此，在时刻T1以后，电容器C1就作为单独的电容工作。这时，例如电容器C1和C2的电容比为4∶1时，在时刻T1以后，第1可变电容器的电容就增加到其以前的5倍，因而能抑制电压Vce的急剧上升。而且，从电流i2开始流过到式(1)所示能量被吸收为止的期间，电容器C1和C5相对于IGBTQ1是分别以并联形式设置的。其结果是，电容器C1和C5的电压相等，其最大电压为以式(14)表示的Vm，IGBTQ1的最大电压也等于式(14)的值。 $\mathrm{Vm}\≈E+\sqrt{(L1+L2)\mathrm{IL}/(C1+C5)}-----...\left(4\right)$

由于施加在由电容器C3、C4构成的第2可变电容器的电压等于从电容器C5的电压减去电容器C1的电压后的值，所以第2可变电容器的电压保持为零，因此电流i3停止流动。

在上述情况中，是以电容器C1的电容大于电容器C2的电容为例说明的，如假定电容器C1的电容小即C2＞C1，则即使第1可变电容器的电容从式(11)所示电容切换到仅为电容器C1的电容，其电容的变化小，过电压抑制效果差。由于不能充分抑制电压而使电容器C1的电压增加到超过电容器C5的电压，将引起所谓的电压过冲。另一方面，相反地使第2可变电容器的电压向负值下冲。想要消除这种过冲和下冲，可改变流过第1、第2可变电容器的电容器的极性，这将导致谐振现象。因此，为了达到本发明的抑制过电压的目的，构成图6所示的结构，以及构成第1、第2可变电容器的各个电容器的电容必须设定为具有C1＞C2、C3＞C4的关系。

电容器C1的电压，如图8中的Vce所示，最终达到由式(14)表示的最大值Vm，因Vm大于电源电压E，所以在其后的IGBTQ1断开的稳定状态期间通过从电容器C1经二极管D2到电源E的正极、再从电源的负极经电阻R1、电容器C2返回电容器C1的路径放电。

在该放电动作的开始时刻，引起在二极管Ds1上施加反向电压使二极管Ds1反向恢复的现象。在二极管Ds1上施加了上述电压差加上配线中的反电动势后的过大反向电压，但电容器C2还兼有抑制该反向电压的效果。同时，在电容器C5上被充电过度的电压，通过从电容器C5经电阻R2到电源1的正极、再从电源1的负极经电阻R1返回电容器C2的路径放电。通过该放电，电容器C5的电压Vc5，如式(15)所示，  随时间而减小。

Vc5＝Vc1＝E＋(Vm－E)exp{t/(R1＋R2)C5}    …(15)

电容器C1的电压在上述放电过程中也等于电容器C5的电压Vc5，因放电而减少的电荷量ΔQ以C1(Vm－Vc5)表示。如考虑到该电荷量ΔQ除以电容器C2的电容后的值等于C2的充电电压，则C2的电压可用式(16)表示，并按图7A所示的极性被充电到电压Vc2。

Vc2＝C1(Vm－Vc1)/C2                     …(16)

图7B示出了IGBTQ1接通时的电流路径。它是在以上说明过的图7A中，将电容器C1换成C3、C2换成C4、分别将电流i1换成i6、i2换成i7、i3换成i5，电流路径的原理相同，这里只作简单说明。

IGBTQ1如在时刻T(on)接通，则首先电流i6流过电容器C4和C3，在图7A的断开期间被充电的电容器C4的电压对二极管Ds3起反向偏置作用。因此，电流i6通过从二极管Ds4经电容器C4和C3流过IGBTQQ1到电源负极的路径流动。这时，由电容器C3、C4构成的第2可变电容器的合成电容，可以用在式(2)中将电容C1和C2换成电容C3和C4后的形式表示。电流i6对电容器C3是使充电电压增加，相反，对电容器C4则是使充电电压减小。在IGBTQQ2的集电极、发射极之间施加电压(Vc3－Vc4)。

在电流i6开始流动的同时，电流i5流过由电容器C1、C2构成的第1可变电容器。该电流i5从二极管Ds4依次流过电容器C5、C2、C1，经IGBTQQ1后沿返回电源1负极的路径流动。电流i5使在IGBTQ1断开时电容器C1上所充的电压放电，对电容器C2充电到图7B所示的与电容器C1极性不同的电压，在流过电流i5的期间，第1可变电容器的合成电容，可用式(13)表示。而且，因构成第1可变电容器电容器的电容器C1和C2的电压Vc1和Vc2的极性不同，所以施加在IGBTQ1的集电极、发射极之间的电压为(Vc1－Vc2)，Vc1与Vc2的电压几乎互相抵消。如设此时的电压为Vo，则Vo可用式(17)表示。

Vo＝(C1Vc1＋C2Vc2)/(c1＋C2)        …(17)

在电容器C4的充电电压Vc4变到零后，施加在二极管Ds3上的反向偏置就不存在了，流过由电容器C3、C4构成第2可变电容器的电流从电流i6变成i7，电流i7通过二极管Ds3并只对电容器C3充电。另一方面，由于施加在由电容器C1、C2构成的第1可变电容器上的电压等于从电容器C5的电压减去电容器C3的电压后的值，所以第1可变电容器的电压保持为零，因此电流i5停止流动。

在上述说明过的IGBTQQ1的断开、接通动作过程中，降低与可变电容器的充电放电有关的损耗，是本发明的重要目的，以下对这一点进行说明。

从电容器C1、C2的电压分别以式(15)、式(16)表示的状态变化到由式(17)所示的Vo为止的损耗假定为W，则损耗W可用式(18)表示。

W＝Co(Vc1－Vc2)²/2               …(18)

将上述的本发明第4实施例中使用的冲击电压保护电路的损耗和最大电压与现有技术进行比较后所得到的结果示于图9(a)、图9(b)。图9(a)是最大电压Vm的比较图，图9(b)是损耗的比较图。在该图中用作比较的现有技术的冲击电压保护电路采用将二极管与电容器串联并在二极管上并联设置电阻的一般电路。并且，将现有技术的冲击电压保护电路的电容器的电容设定为等于在本发明第4实施例中说明过的电容器C1和C2串联时的合成电容Co。

在了解最大电压Vm时，从图9(a)可以判明，现有技术的冲击电压保护电路具有将本发明实施例中式(14)中的(C1＋C5)置换成Co的形式，因前提是C1＋C5＞Co，所以现有技术的冲击电压保护电路的最大电压Vm比本发明实施例的要大，两者的差值与电流IL成正比。

在了解损耗时，从图9(b)可以判明，本发明在IGBTQ1接通时的损耗由式(18)表示，在现有技术的冲击电压保护电路情况下，具有将式(18)括弧内的值用Vm置换后的形式。而且，现有技术的冲击电压保护电路的Vm值大于本发明的Vm。因此，在损耗W方面，也是现有技术的冲击电压保护电路的大，两者的差值与负载电流IL的平方成正比。

如上所述，在本发明第4实施例中使用的冲击电压保护电路，与现有技术的冲击电压保护电路相比，前者的损耗低同时能提高过电压抑制效果。

本发明第4实施例中使用的冲击电压保护电路，可以使冲击电压保护电路本身的损耗降低，同时还能获得使功率半导体元件构成的开关元件即实施例的IGRT的开关损耗降低的效果，以下对其进行说明。

在图10中，示出了将本发明第4实施例的IGBTQ1断开时的波形与现有技术进行的比较。作为开关元件即功率半导体元件假定使用IGBT、双极性晶体管、GTO(门极可关断晶闸管)等双极性型元件(借助于电子和空穴2种类型载流子流过电流的半导体元件)。这些元件的特征是切断电流之后流过称作尾电流的由于排出在元件内部蓄积的多余载流子而引起的电流。

在图10中，将该电流流过的时间作为拖尾时间示出。在拖尾时间内发生电压变化(dV/dt)时，该电压变化越大尾电流越大，在涉及电力变换技术的领域这是众所周知的。简单地说，这种情况可以认为因电压决定着载流子(电荷)的流动速度，所以电压变化越大在短时间内移动的载流子越多，电流也就越大。

使用上述元件构成如图6所示的本发明的第4实施例，在电流被切断期间(拖尾时间以前)，因可变电容器的电容小所以电压变化大，但在其后的拖尾时间内，如上所述利用电容器C1的单独电容抑制电压上升，可以将电压的变化充分地减小。因此，如图10所示，在本发明的实施例的情况下，可使尾电流减小，因而能减小因电压及尾电流产生的损耗。总的说来，备有冲击电压保护电路的电力变换装置，因断开时的约90％的损耗发生在拖尾期间，如本发明的实施例所示，尾电流减小对损耗的降低是有效的。因此，上述的本发明的实施例能够取得可将冲击电压保护电路的损耗及拖尾期间的元件的损耗同时降低的效果。

与此相反，在现有技术的情况下，与IGBTQ1并联设置的单独的冲击电压保护电路若其电容器的电容小，则如图10所示电压将会发生波动，在其影响下，尾电流增大，导致损耗增加。当然，加大单独的冲击电压保护电路的电容器的电容有可能抑制电压的波动，但在这种情况下，冲击电压保护电路的损耗将随电容器的电容成比例地增大。

上述的本发明的第4实施例，为改变冲击电压保护电路的电容器电容，使二极管Ds1及Ds3随着电容器C2及C4的充电电压的变化而将电流接通或切断，即，使二极管Ds1、Ds3起一种开关的作用。

因此，为了得到与图6所示本发明第4实施例相同的特性，也可用具有输入输出端及控制的开关器件代替二极管Ds1、Ds3，根据电容器C2、C4的充电电压控制该开关器件。

图11是本发明第5实施例的结构图。在图11中，10、11是控制装置、S1、S2是开关器件，其他符号与图6的情况相同。本发明的该第2实施例，用开关器件S1、S2代替图6中的二极管Ds1、Ds3，利用控制装置10、11根据电容器C2、C4的充电电压控制这两个开关器件S1、S2。

即，图11所示的本发明第5实施例，在用图6说明过的本发明第4实施例中二极管Ds1的位置上连接开关器件S1的输入、输出端，同时用控制装置10检测电容器C2的充电电压，并将该电压在规定值以下时使开关器件S1接通用的信号施加在其控制端上。并且，同样地，在二极管Ds3的位置上连接开关器件S2的输入、输出端，同时用控制装置111检测电容器C4的充电电压，并将该电压在规定值以下时使开关器件S2接通用的信号施加在其控制端上。

本发明的第5实施例使用npn晶体管作为开关器件S1、S2，但作为开关器件S1、S2，只要是能够满足以下说明的条件的开关器件则不管是什么开关元件都可以使用。即

(1)开关器件S1、S2与分别并联的二极管Ds2、Ds3沿同一方向流过电流，(2)不能在与上述电流方向相反的方向流过电流，(3)当开关器件S1、S2，当分别断开时在其输出端(图11中为S1、S2的发射极)上施加以输入端(图11中为S1、S2的集电极)为基准电位的高电压，它与加在通常的半导体元件上的电压方向相反，  因而应能耐受该反向电压。

如考虑以上3个条件，则开关器件S1、S2就不能单独使用象MOSFET那样的在输入输出端之间存在寄生二极管的元件。而由图11所示出npn晶体管构成的开关器件S1、S2满足条件(1)、(2)，但为满足条件(3)则必须是基极、发射极之间的耐电压性强的元件。

在图11示出的本发明的第5实施例中，控制装置10、11，分别检测电容器C2、C4的充电电压，并当该电压的极性如图11所示且在0V以下时使开关器件S1、S2接通，相反，如上述电压在0V以上则使开关器件S1断开。

上述图11所示的本发明第5实施例的特性与图6所示的本发明第4实施例相同，根据电容器C2、C4的电压控制开关器件S1、S2的断开、接通，从而能等效地改变对应于IGBTQ1、Q2的缓冲电容器的电容，这样，按照本发明的第5实施例也能获得与上述本发明第1实施例完全相同的效果。

图13是本发明第6实施例的电力变换装置的构成例图，是一个电机控制系统的构成例。在图13中，3是冲击电压保护电路、4是驱动电路、5是控制装置、6是电流检测器、7是交流电源、9是整流器、Q3～Q6是IGBT、D3～D6是二极管、其他符号与上述的本发明第1实施例的情况完全相同。

图13所示的本发明的第6实施例的电力变换装置，是控制负载2即电机的变换装置，从交流电源7接受电力供给，并施加经过从交流整流成直流的整流器9内所装的电容器平滑后的直流电力。并且，变换装置的结构是将以图6所示实施例作为U相～W相的每一相构成的变换器分3相并联设置。

U相的结构与图6相同，V相的结构是由IGBTQ4及与其并联的二极管D4构成上桥臂，由IGBTQ3及与其并联的二极管D3构成下桥臂。同样，W相的结构是由IGBTQ6及与其并联的二极管D6构成上桥臂，由IGBTQ5及与其并联的二极管D5构成下桥臂。在U相中用虚线包围的冲击电压保护电路3，是与图6示出的上桥臂及下桥臂对应的冲击电压保护电路的总体结构，在V相和W相中备有结构相同的冲击电压保护电路3。并且，从U、V、W各相变换器的上桥臂和下桥臂连接点即输出端子将电力供给作为负载2的电机。

作为与变换装置对应的控制侧的结构，备有控制电路5及驱动电路4，控制电路5根据所输入的速度指令及来自检测各相输出电流的电流检测器6的信号生成使各相的上桥臂及下桥臂的IGBT接通或断开的信号，驱动电路4按照从控制电路5来的信号驱动各IGBT的栅极以控制变换装置，并控制作为负载2的电机。

上述本发明第6实施例的电力变换装置，如上所述，借助于冲击电压保护电路的可变电容器的效果，能够实现过电压抑制及降低损耗，同时，可以获得能够改善在负载电流小的情况下的控制性的效果，而且，因电压的波动被抑制，所以能使给电流检测器6带来恶劣影响的噪声减小。

以下，对给电流检测器6带来恶劣影响的噪声的减小进行说明。

即，在图13中，在负载2即电机的绕组之间存在寄生电容，如U相～W相的各输出电压变化，则在寄生电容上流过高次谐波的漏电流，该漏电流可能给电流检测器6带来影响。在本发明的实施例的情况下，如用图7说明过的，由于能够抑制IGBTQ1的电压波动(与U相的输出电压变化相等)，所以可以将上述的高次谐波漏电流减小。

图13所示的本发明第6实施例的电力变换装置，在使电机控制动作的稳定化上也是有效的。即，产生噪声的原因，除了流过上述电机绕组间寄生电容的高次谐波漏电流之外，还有与对地之间的杂散电容有关的噪声电流等各种原因，其多数都起因于急剧的电压变化(dV/dt)，即使是在使用现有技术的冲击电压保护电路时电压波动、dV/dt增大的情况下，本发明实施例的电力变换装置，由于能抑制电压的波动及dV/dt，所以能够减低噪声，使电机控制动作稳定化。

上述本发明第6实施例的电力变换装置，是将以图6所示实施例作为U相～W相的每一相构成的变换器分3相并联设置构成，但也可使用图11示出的实施例按同样方式构成，能获得同样的效果。

图14是本发明第7实施例的电力变换装置结构的说明图。该实施例是改变用图13说明过的第6实施例的可变电容器的结构的例子，图14只选择示出与图13的冲击电压保护电路3的第1可变电容器有关的部分，其他所有的与IGBT有关的可变电容器都具有相同的结构。

图14示出的第7实施例在电容器C1与二极管Ds1之间备有开关器件S3，控制电路5根据由电流检测器6对负载电流的检测结果控制开关器件S3的通或断。即，该实施例的特征是，当电机的负载电流小于预先设定的值时，进行控制使开关器件S3断开。在开关器件S3断开的状态下，由电容器C1、C2构成的第1可变电容器的合成电容，被固定在式(13)所表示的值，而与二极管Ds1的偏置状态无关。而在开关器件S3接通状态下，进行在图7的说明中所描述的动作。

驱动电机时，供给电机的电流是各相的相位相差120度的正弦波电流。因如式(12)所表示的配线电磁能量与电流的平方成正比，所以当电流小时，从降低损耗、缩短冲击电压保护电路的充电时间出发，希望在开关元件即IGBT能够容许的范围内减小冲击电压保护电路的电容。

在用图6说明的实施例的情况下，可变电容器的电容从以式(2)表示的电容切换到电容器C1的单独电容的条件是，用式(17)所表示的电容器C2的电压为零。因式(17)依赖于式(14)，所以即使是在图6示出的实施例的情况下，电容的切换也间接地与负载电流有关。使相对于负载电流的间接电容变化成为直接的关系，即为图14示出的本发明的第7实施例。

在本发明的该第7实施例中，在开关器件S3被断开的期间，使负载2的正弦波电流的各周期内的电流小于预先设定值，但负载2的正弦波电流的峰值小于预先设定值时，开关器件S3总是处于被断开的状态。

如采用本发明的第7实施例，则电流小时为用式(13)表示的电容，电流大时为可变电容，可以增加与负载动作状况相对应的变化并能灵活地适应。

如采用以上所说明的本发明，能减小对作为开关元件的功率半导体元件的过电压，降低冲击电压保护电路的损耗及功率半导体元件的开关损耗。并且，能够抑制电压变化从而减小噪声对作为负载的装置的影响，使装置的动作稳定。

Claims (15)

1.一种控制从电源向负载供给的负载电流的流通和切断的开关元件的冲击电压保护电路，其特征在于：具有连接在上述开关元件的输入输出之间的第1、第2电容器，当上述开关元件接通时，将能量从上述第1电容器供给第2电容器，并使施加在上述开关元件上的两个电容器的充电电压相互抵消，当上述开关元件断开时，如果上述开关元件的电压在规定值以下，则利用两个电容器的串联合成电容抑制施加在开关元件上的电压、如果上述开关元件的电压在规定值以上，则以第1电容器的单独电容抑制施加在开关元件上的电压。

2.一种控制从电源向负载供给的负载电流的流通和切断的开关元件的冲击电压保护电路，其特征在于：备有将第1二极管和第1电容器串联连接后并联连接在上述开关元件的输入输出端之间的电路装置、及与上述第1二极管并联连接的充电放电电路装置，随着上述开关元件的接通动作，形成从上述第1电容器经上述开关元件及上述充电放电电路装置返回上述第1电容器的闭合回路，使电压对上述充电放电电路装置充电，利用上述充电放电电路装置的充电电压使上述第1二极管反向偏置，同时随着上述开关元件的断开动作，使对上述充电放电电路装置充电后的电压放电。

3.一种控制从电源向负载供给的负载电流的流通和切断的开关元件的冲击电压保护电路，其特征在于：备有将开关装置和第1电容器串联连接后并联连接在上述开关元件的输入输出端之间的电路装置、及与上述开关装置并联连接的充电放电电路装置，随着上述开关元件的接通动作，形成从上述第1电容器经上述开关元件及上述充电放电电路装置返回上述第1电容器的闭合回路，使电压对上述充电放电电路装置充电，利用上述充电放电电路装置的充电后的电压使上述开关装置断开，同时随着上述开关元件的断开动作，使上述对充电放电电路装置的充电后的电压放电、减小，使上述开关装置随该电压的放电而接通。

4.根据权利要求2或3所述的冲击电压保护电路，其特征在于：上述充电放电电路装置将至少一个电阻和第2电容器串联连接。

5.根据权利要求2所述的冲击电压保护电路，其特征在于：上述充电放电电路装置将电阻和第2电容器串联连接，并在上述电阻上并联设置与上述第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管。

6.根据权利要求3所述的冲击电压保护电路，其特征在于：上述充电放电电路装置将电阻和第2电容器串联连接，并在上述电阻上并联设置与上述开关装置沿相同方向流过电流的第2二极管。

7.根据权利要求4、5或6所述的冲击电压保护电路，其特征在于：将上述第2电容器的电容值设定得小于上述第1电容器的电容值。

8.一种电力变换装置，备有根据控制装置的指令使从电源向负载供给的负载电流的流通和切断的开关元件，并在该开关元件上并联设置冲击电压保护电路装置，该电力变换装置的特征在于：作为冲击电压保护电路，使用根据权利要求1至3中任何一项所述的冲击电压保护电路。

9.一种电力变换装置，备有串联连接在主电源的端子之间的第1、第2开关元件，通过按照控制装置的指令控制上述第2开关元件，从上述第2开关元件的连接点向负载供给电力，该电力变换装置的特征在于：它具有连接在上述2个开关元件的各输入输出端之间的第1、第2电容器，同时具有连接在对应于上述各开关元件的第2电容器相互之间的嵌位用缓冲电容器，当上述开关元件接通时，将能量从与该元件对应的上述第1电容器供给第2电容器，并使施加在上述开关元件上的两个电容器的充电电压相互抵消，而当上述开关元件断开时，如果该元件的电压在规定值以下，则利用与该元件对应的第1、第2两个电容器的串联合成电容抑制施加在开关元件上的电压、如果元件的电压在规定值以上则以与该元件对应的第1电容器的单独电容抑制施加在开关元件上的电压。

10.一种电力变换装置，备有在主电源的端子之间串联连接的第1、第2开关元件，通过按照控制装置的指令控制上述第2开关元件，从上述第2开关元件的连接点向负载供给电力，该电力变换装置的特征在于：它备有将第1二极管和第1电容器串联连接后连接在上述2个开关元件的各输入输出端之间的电路装置；与上述各第1二极管并联、将电阻和第2电容器串联、并在上述电阻上并联设置与第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管的电路装置；以及连接在上述电阻和第2电容器的连接点相互之间的嵌位用缓冲电容器。

11.一种电力变换装置，备有在主电源的端子之间串联连接的第1、第2开关元件，通过按照控制装置的指令控制上述第2开关元件，从上述第2开关元件的连接点向负载供给电力，该电力变换装置的特征在于：它备有将开关装置和第1电容器串联连接后连接在上述2个开关元件的各输入输出端之间的电路装置；与上述各装置并联、将电阻和第2电容器串联、并在上述电阻上并联设置与第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管的电路装置；以及连接在上述电阻和第2电容器的连接点相互之间的嵌位用缓冲电容器，根据上述第2电容器所充的电压控制上述开关装置的通或断。

12.一种电力变换装置，备有在主电源的端子之间串联连接的第1、第2开关元件，通过按照控制装置的指令控制上述第2开关元件，从上述第2开关元件的连接点向负载供给电力，该电力变换装置的特征在于：它具有将第1二极管、开关装置和第1电容器串联连接后连接在上述2个开关元件的各输入输出端之间的电路装置；与上述第1二极管与开关装置的各串联电路部并联、将电阻和第2电容器串联、并在上述电阻上并联设置与第1二极管沿相同方向流过电流的第2二极管的电路装置；以及连接在第2电容器相互之间的嵌位用缓冲电容器，当与上述负载对应的负载电流小于预先设定的电流值时，使上述开关装置断开。

13.根据权利要求9至12中任何一项所述的电力变换装置，其特征在于：将上述第2电容器的电容值设定得小于上述第1电容器的电容值。

14.根据权利要求9至12中任何一项所述的电力变换装置，其特征在于：  将上述嵌位用缓冲电容器的电容值设定得大于上述第1、第2电容器的电容值。

15.一种电力变换装置，将串联连接在主电源的端子之间的第1、第2开关元件作为1相，并备有这样的多个相，通过按照控制装置的指令控制上述第2开关元件，从上述第2开关元件的连接点向负载供给电力，该电力变换装置的特征在于：将权利要求9至12中任何一项所述的电力变换装置作为1相使用。

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