[go: up one dir, main page]

CN114667681A - 栅极驱动电路 - Google Patents

栅极驱动电路 Download PDF

Info

Publication number
CN114667681A
CN114667681A CN202080078521.2A CN202080078521A CN114667681A CN 114667681 A CN114667681 A CN 114667681A CN 202080078521 A CN202080078521 A CN 202080078521A CN 114667681 A CN114667681 A CN 114667681A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
time
power semiconductor
semiconductor switch
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202080078521.2A
Other languages
English (en)
Inventor
柴田比佐志
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tamura Corp
Original Assignee
Tamura Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tamura Corp filed Critical Tamura Corp
Publication of CN114667681A publication Critical patent/CN114667681A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本发明提供一种栅极驱动电路，实现遮挡时间的精度提高及对误动作的宽容度的提高。本发明的栅极驱动电路对电力半导体开关进行驱动，其特征在于包括：比较电路，将所述电力半导体开关的集电极‑发射极电压、与规定的阈值电压进行比较；以及时间测量电路，在所述比较电路检测到所述集电极‑发射极电压超过所述阈值电压后开始测量时间，且所述栅极驱动电路包括：输出电路，在所述时间测量电路测量了待机保留时间(遮挡时间)后，输出意指电力半导体开关为异常状态的异常信号。

Description

栅极驱动电路
技术领域
本发明涉及一种栅极驱动电路，包括检测绝缘栅双极晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)等半导体器件的短路的、半导体器件的短路检测功能(电路)。进而，本发明涉及一种包括检测半导体器件的过电流的功能(电路)的、栅极驱动电路。
背景技术
切换高电压、大电流的IGBT若遭破坏，则对周边机器带来大的障碍，因而需要尽力避免破坏。因此，对于驱动IGBT的栅极驱动电路来说，防备此种事态而保护IGBT的功能变得重要。本发明涉及下述功能，即：当IGBT的负载成为短路状态或接近此短路状态的状态时，保护IGBT。
通常，关于负载的短路等的异常检测的方法，采取下述方法，即：检测IGBT为接通(ON)状态下的、Vce(集电极电压)的上升值。
以往的方法中，有时在检测到异常后直到送出异常信号为止设置一定的时间。此一定时间为将异常信号的送出进行保留待机的时间，有时被称为遮挡时间。此遮挡时间从防止误动作及防止IGBT的过负载的观点来看，要求一定的精度。
＜以往方式的详情＞
＜以往方法的问题1＞
图17为采用以往方法的电路图。图17表示栅极驱动器10对IGBT12进行驱动的电路。此外，栅极驱动器10采取驱动集成电路(Integrated Circuit，IC)的形态，图17中记作Drive IC。
对IGBT12正常反复接通(ON)动作与断开(OFF)动作的情况下的动作进行说明。IGBT12进行断开(OFF)动作的期间中，栅极驱动器10(Drive IC)的OUT端子14的输出的值成为低(LOW)，栅极驱动器10的晶体管Q1进行接通(ON)动作，将电容器Cdesat的电荷放电至0。
若IGBT12成为接通(ON)动作，则OUT端子14的值为高(High)，因而经由逆变器16向晶体管Q1的基极输入低(Low)的信号。其结果为，虽然晶体管Q1成为断开(OFF)动作，但IGBT12的集电极-发射极间电压成为饱和电压，因而电流源Idesat的电流经由二极管Ddesat向IGBT12的集电极端子流动。
其结果，电容器Cdesat经充电至由电流源Idesat所得的二极管Ddesat的顺向电压与IGBT12的集电极-发射极间的饱和电压之和的电压。即，电容器Cdesat的端子间电压成为所述饱和电压+二极管Ddesat的顺向电压。
栅极驱动器10的DESAT端子的电压维持比基准电压Vdesat更低的电压，因而栅极驱动器10内的比较器18中，其输出信号的值不反转，因此不输出异常信号。若以式子来表示电容器Cdesat的端子间电压，则如以下的式(1)那样表示。
[数1]
VCdesat(0)＝VFDdesat+VCEsat (1)
此处，VCdesat(0)为IGBT12正常动作时的电容器Cdesat的端子间电压。VFDdesat为二极管Ddesat的顺向电压。VCEsat设为IGBT12正常进行接通(ON)动作的情况下的、集电极-发射极间的饱和电压。
所述状态下，在IGBT12的负载发生异常而IGBT12的集电极-发射极间电压VCE上升达到正侧电源VCC电平的情况下，二极管Ddesat成为截止状态，电流源Idesat的电流向电容器Cdesat流入，电容器Cdesat的端子间电压上升而达到栅极驱动器10所内置的基准电压Vdesat。其结果为，栅极驱动器10内的比较器18反转，送出异常信号。
此外，比较器18的输出信号在电容器Cdesat的端子间电压高于基准电压Vdesat的情况下成为高(High)，这表示异常信号。
此时，设定有IGBT12的负载发生异常后直到栅极驱动器10送出异常信号为止的遮挡时间Tmask，此遮挡时间Tmask由式(2)表示。
[数2]
Figure BDA0003639809120000021
此处，VCdesat(0)为电容器Cdesat的初始电压。
而且，Cdesat表示电容器Cdesat的静电电容，Idesat表示电流Idesat的电流值。
另一方面，在IGBT12刚从断开(OFF)动作转变为接通(ON)动作后发生IGBT12的异常的情况下，电容器Cdesat并无由Idesat电流进行充电的时间，因而成为VCdesat(0)＝0。此种情况下，遮挡时间Tmask由式(3)表示。
[数3]
Figure BDA0003639809120000022
这样，遮挡时间Tmask根据IGBT12发生异常的时机而以式(4)所赋予的Δt变动。
[数4]
Figure BDA0003639809120000023
这样，有遮挡时间Tmask根据发生异常的时机而变动等问题。
＜以往方式的问题2＞
而且，图17所示的基准电压Vdesat低意味着对误动作的宽容度少，因而视需要，有时需要提高所述基准电压Vdesat的电压值。但是，由于为栅极驱动器10所内置的电压，因而有通常难以变更所述电压值等问题。
现有专利技术
例如，后述的专利文献1(日本专利特开2004-140891号公报)公开了一种电力转换装置，能可靠地检测构成过电压保护电路的一部分元件发生故障。具体而言，记载了下述电路：测量作为保护对象的半导体元件成为断开(OFF)状态的情况下的、过电压保护电路的电压变化时的时间，在所述时间超过设定时间长的情况下，判定为构成过电压保护电路的元件的一部分发生故障。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2004-140891号公报
发明内容
发明所要解决的问题
这样，所述以往的方式有以下的问题。
问题1：由短路时的条件所致的遮挡时间的变化
如上文所述，若IGBT的负载成为短路状态，则流动大电流，IGBT的Vce上升而破损，但需要在几微秒的期间中使检测延迟的遮挡时间。所述遮挡时间需要一定的精度，尤其需要在负载短路的条件发生各种变化的情况下也尽可能不变动。
此处，所谓负载短路的条件的变化，例如可列举：短路时的连接于IGBT的电感的大小的变化。例如，理想的是在负载的电感非常小的情况(例如200nH)与负载的电感相对较大的情况(例如2μH)下，所述遮挡时间不变动。
但是，在将通常的通用的控制IC用作栅极驱动器来驱动IGBT的情况下，遮挡时间主要因所述那样的负载短路条件的变化而变动。
问题2：对误动作的容限
进而，配置于大电流、高电压下的IGBT的附近的栅极驱动器对于误动作要求大的容限。但是，利用通用的控制IC的栅极驱动器有时阈值电压低，有时无法取得充分的误动作容限。
本发明是鉴于这些所述问题而成，其目的在于提供一种栅极驱动电路，实现遮挡时间的精度提高及对误动作的宽容度的提高。
解决问题的技术手段
首先，关于遮挡时间的精度提高，采用下述方法：控制决定时间常数的电容器的初始电荷，减少遮挡时间的变动。本案发明人例如对将电容器的初始电荷控制为0或将初始电荷控制为一定值等方法进行了努力研究，以至完成了本发明。
而且，关于对误动作的宽容度提高，采用以可另行设定阈值电压的方式构成电路等方法。本案发明人对另行设定阈值电压的电路进行了各种探讨而进行了努力研究，结果以至完成了本发明。
具体而言，本发明采用下述那样的手段。
(1)本发明为了解决所述问题，为一种栅极驱动电路，对电力半导体开关进行驱动，其特征在于包括：比较电路，将所述电力半导体开关的集电极-发射极电压、与规定的阈值电压进行比较；以及时间测量电路，在所述比较电路检测到所述集电极-发射极电压超过所述阈值电压后开始测量时间，且所述栅极驱动电路包括：输出电路，在所述时间测量电路测量了待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为异常状态的异常信号。
(2)而且，本发明为(1)记载的栅极驱动电路，其特征在于，所述比较电路在所述电力半导体开关刚从断开(OFF)动作转变为接通(ON)动作后、或者所述电力半导体开关为饱和(saturation)状态的状况下，由规定的障碍或异常导致集电极电流增大而所述电力半导体开关成为去饱和状态的情况下，将所述集电极-发射极电压、与规定的所述阈值电压进行比较。
(3)而且，本发明为(1)或(2)记载的栅极驱动电路，其特征在于，所述异常信号为根据规定的输出信号变化为规定的值而意指所述电力半导体开关为去饱和状态的信号。
(4)而且，本发明为(1)至(3)中任一项记载的栅极驱动电路，其特征在于，所述时间测量电路包括：充电用电容器，为施加有一定的电流值的充电电流的电容器，且用于将伴随充电而所述电容器的端子间电压上升直到成为规定的电压值为止的时间设为待机保留时间；以及充电电流迂回路，在所述电力半导体开关处于饱和状态，且集电极-发射极电压的值为所述比较器的阈值电压以下时，使所述一定的充电电流值的电流迂回，不使充电电流流入所述充电用电容器，将所述充电用电容器的初始电荷设为0，所述比较电路在所述电力半导体开关成为去饱和状态且检测到集电极-发射极电压超过所述比较电路的所述阈值电压的情况下，使所述充电电流迂回路阻断，自所述电容器的初始电荷为0的状态起使所述一定的充电电流值流入电容器。
(5)而且，本发明为(4)记载的栅极驱动电路，其特征在于包括：第一初始电荷充电电路，在输出使作为驱动对象的所述电力半导体开关从断开(OFF)状态向接通(ON)状态转变的信号后，直到所述电力半导体开关实际成为接通(ON)动作为止产生延迟时间的情况下，使初始电荷残留于所述充电用电容器，产生短了所述初始电荷的充电时间的程度的、所述待机保留时间，所述输出电路在所述时间测量电路测量了所述短的待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为去饱和状态的异常信号。
(6)而且，本发明为(4)记载的栅极驱动电路，其特征在于，在输出使作为驱动对象的所述电力半导体开关从断开(OFF)状态向接通(ON)状态转变的信号后，直到所述电力半导体开关实际成为接通(ON)动作为止产生延迟时间的情况下，所述充电电流迂回电路包括使所述充电电流迂回的迂回开关、与和所述迂回开关直接连接的电阻的串联电路，即便在通过所述充电电流迂回电路使充电电流迂回的情况下，也以所述初始电荷电阻的程度使初始电荷残留于充电用电容器，产生短了所述初始电荷的充电时间的程度的、所述待机保留时间，所述输出电路在所述时间测量电路测量了短的所述待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为去饱和状态的异常信号。
(7)而且，本发明为(1)至(6)中任一项记载的栅极驱动电路，其特征在于包括：二极管，阴极端子连接于所述比较电路，阳极端子连接于所述电力半导体开关的集电极端子，所述比较电路经由所述二极管来检测所述电力半导体开关的集电极电压。
发明的效果
根据本发明，可提供一种栅极驱动电路，对电力半导体开关进行驱动，且实现待机保留时间(遮挡时间)的精度提高及对误动作的宽容度的提高。
附图说明
图1为实施方式1的栅极驱动电路100的电路图。
图2为图1所示的电路的功能框图。
图3为实施方式2的栅极驱动电路200的电路图。
图4为IGBT从断开(OFF)动作向接通(ON)动作的过渡状态的等价电路的电路图。
图5为表示并无二极管D1的情况下的、栅极驱动器110的比较器CMP1的非反转输入端子的电压波形的图表。
图6为表示插入有二极管D1的情况下的、栅极驱动器110的比较器CMP1的非反转输入端子的电压波形的图表。
图7为表示IGBT12向接通(ON)动作的过渡动作延迟的情况下，在IGBT12的接通(ON)动作完成后发生负载异常时，遮挡时间变动的状况的时间图。
图8为表示IGBT12向接通(ON)动作的过渡动作延迟的情况下，在IGBT12的接通(ON)动作完成前发生负载异常时，遮挡时间变动的状况的时间图。
图9为实施方式3的栅极驱动电路300的电路图。
图10为表示实施方式3所示的电路的、IGBT12完成接通(ON)动作后发生负载异常的情况下，遮挡时间变动的状况的时间图。
图11为表示制作初始电荷的另一结构电路的示例的图，为栅极驱动电路400的电路图。
图12为具体实施例其一的栅极驱动电路500的电路图。
图13为表示IGBT12进行接通(ON)动作后在20μsec后发生异常的情况的遮挡时间的图表。
图14为表示IGBT12刚进行接通(ON)动作后发生异常的情况的遮挡时间的图表。
图15为具体实施例其二的栅极驱动电路600的电路图。
图16为具体实施例其三的栅极驱动电路700的电路图。
图17为表示以往的栅极驱动器10驱动IGBT12的情况的电路结构的电路图。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的合适的实施方式进行说明。
1.实施方式1
图1中示出表示本实施方式的栅极驱动电路100的电路图。图1中，除了IGBT12以外的部分成为栅极驱动电路100的特征性部分。
如图1所示，为与图17所示的以往的电路同样地利用栅极驱动器110的电路，此栅极驱动器110的结构、动作与以往的图17所示的栅极驱动器10的结构、动作相同。此栅极驱动器110也可与图17所示的栅极驱动器10同样地包含规定的IC等。
栅极驱动器110的OUT端子114经由缓冲器120连接于IGBT12的栅极端子，驱动IGBT12。在栅极驱动器110的GND端子与DESAT端子之间，连接有电容器Cdesat。此电容器Cdesat如后述那样，为通过其充电动作从而对遮挡时间的决定发挥重要作用的元件。
此处，IGBT12相当于权利要求的电力半导体开关的合适的一例。栅极驱动电路100相当于权利要求的栅极驱动电路的合适的一例。此外，后述的栅极驱动电路200、300、400、500、600、700也相当于权利要求的栅极驱动电路的合适的一例。
晶体管Q2的集电极端子连接于DESAT端子，发射极端子连接于GND端子。晶体管Q2的基极端子连接于比较器CMP2的输出端子。晶体管Q2如后述那样，发挥进行电容器Cdesat的电荷的放电的作用。比较器CMP2的反转输入端子经由电阻Rdesat连接于正侧电源VCC。而且，反转输入端子连接于二极管Ddesat的阳极端子。
二极管Ddesat的阳极端子连接于比较器CMP2的反转输入端子，阴极端子连接于IGBT12的集电极端子。
比较器CMP2的非反转输入端子连接于第二基准电压Vdesat-2的正侧端子。第二基准电压Vdedsat-2的另一个(负侧)端子连接于GND端子。
而且，IGBT12的发射极端子连接于GND端子。
此外，晶体管Q2相当于权利要求的充电电流迂回电路的合适的一例。
IGBT12为断开(OFF)动作状态时，IGBT12的集电极电压成为高电压，因而对比较器CMP2的反转输入端子施加有正侧电源VCC。比较器CMP2的输出信号成为低(Low)，晶体管Q2成为断开(OFF)状态。
此时，栅极驱动器110的OUT端子的输出信号(施加于IGBT12的栅极端子)为低(Low)，此输出信号由逆变器116反转而成为高(High)，施加于晶体管Q1的基极端子。因此，栅极驱动器110的晶体管Q1维持接通(ON)动作状态，将电容器Cdesat的电荷放电。因此，电容器Cdesat的初始电压成为0V。
电容器Cdesat相当于权利要求的充电用电容器的合适的一例。此外，后述的图12等的电容器C3也相当于权利要求的充电用电容器的合适的一例。
若OUT端子114的输出信号成为高(High)，则IGBT12成为接通(ON)动作状态。此时，OUT端子114的输出信号由逆变器116反转而施加于晶体管A1的基极端子，因而晶体管Q1成为断开(OFF)状态。
IGBT12的集电极-发射极间电压(集电极电压)成为饱和电压，因而施加于比较器CMP2的反转输入端子的电压成为二极管Ddesat的顺向电压与IGBT12的集电极-发射极间的饱和电压之和、即VFDdesat+VCEsat，低于第二基准电压Vdesat-2，因而晶体管Q2成为接通(ON)状态。
本实施方式中具特征性的是，即便IGBT12成为接通(ON)动作状态，也通过晶体管Q2进行接通(ON)动作，从而不对电容器Cdesat进行电荷充电。其结果为，电容器Cdesat的端子间电压可维持0V的状态。即，可将电容器Cdesat的初始电压固定为0。
此处，若IGBT12的负载变得异常，IGBT12的集电极-发射极间电压上升而超过第二基准电压Vdesat-2－VFDdesat，则比较器CMP2的反转输入端子的电压超过第二基准电压Vdesat-2。因此，比较器CMP2输出信号成为低(Low)，晶体管Q2进行断开(OFF)动作，由栅极驱动器110内的电流源Idesat开始电容器Cdesat的充电。
若因所述充电而电容器Cdesat的端子间电压VCdesat超过第一基准电压Vdesat-1，则栅极驱动器110内的比较器CMP1的输出信号反转而成为高(High)，送出异常信号。
IGBT12变得异常而IGBT12的集电极-发射极间电压超过Vdesat-2－VFDdesat后直到送出异常信号为止的遮挡时间由下式(5)表示。
[数5]
Figure BDA0003639809120000071
这样，式(5)中，如以往技术的情况的式(2)那样伴随电容器Cdesat的初始电荷的VCdesat(0)项无关，因而可不依赖于发生异常的时机而一直实现一定的遮挡时间。
而且，第二基准电压Vdesat-2只要为正侧电压VCC以下的电压则可任意选定，因而可进一步增大对噪声等的误动作容限。因此，可消除以往方式的难以确保对噪声的容限的缺点。第二基准电压Vdesat-2相当于权利要求的规定的阈值电压的合适的一例。
功能框图
将本实施方式1的图1的电路的功能框图示于图2。
图2的功能框图中，除了栅极驱动器110以外，示出时间测量电路130及比较电路132。
比较电路132为相当于图1的比较器CMP2及第二基准电压Vdesat-2的电路，相当于权利要求的比较电路的合适的一例。因此，比较电路132将IGBT12的集电极-发射极电压、与第二基准电压Vdesat-2进行比较，输出其比较结果。
而且，第二基准电压相当于权利要求的规定的阈值电压的合适的一例。
时间测量电路130为相当于图1的电容器Cdesat及晶体管Q2的电路，相当于权利要求的时间测量电路的合适的一例。
所述晶体管Q2构成权利要求的充电电流迂回电路，可基于比较电路132的输出信号而进行使电容器Cdesat的充电电流迂回或不迂回而进行电容器Cdesat的充电的动作。
本实施方式中特征性事项之一在于设有充电电流开电路(晶体管Q2)。由此可将充电开始时间点的电容器Cdesat的电荷预先设为0，因而可使遮挡时间的测量更准确。
栅极驱动器110相当于权利要求的输出电路的合适的一例。尤其比较器CMP1的输出信号相当于权利要求的异常信号的合适的一例。
2.实施方式2
将实施方式2的栅极驱动电路200的电路图示于图3。图3为在图1的比较器CMP2的反转输入端子与二极管Ddesat的阳极间插入二极管D1且追加电容器C1的电路。电容器C1表示为了吸收比较器CMP2的反转输入端子的寄生电容或导致误动作的噪声而插入的电容器。这些追加的结构以外的结构与图1相同。
此外，二极管D1相当于权利要求的二极管的合适的一例。
这样，当存在电容器C1时，有时由于IGBT12从断开(OFF)动作向接通(ON)动作转变的过渡现象，存在于二极管Ddesat的端子间的电容的电荷将电容器C1向负方向充电，遮挡时间变动。二极管D1为用于防止此种现象的二极管。
当IGBT12为断开(OFF)动作的状态时，二极管Ddesat受到逆向偏压，因而可等价地认为是电容器。对所述等价电容器施加有与IGBT12为断开(OFF)状态时的集电极电压接近的电压，若IGBT12从断开(OFF)状态向接通(ON)状态转变，则此后立即如图4的等价电路所示，将电容器C1向负方向充电，比较器CMP2的检测动作以直到恢复为止的时间延迟。图4中示出IGBT12从断开(OFF)动作向接通(ON)动作的过渡状态的等价电路。
此处，图4中，Vhi为IGBT12进行断开(OFF)动作时的集电极电压，设为相对于正侧电源VCC而充分高的电压。因此，视为Vhi－VCC≒Vhi，IGBT12从断开(OFF)动作进行接通(ON)动作时的电容器C1端子间电压的过渡波形可由式(6)表示。
[数6]
Figure BDA0003639809120000081
根据所述式(6)，在IGBT12进行接通(ON)动作的瞬间，电容器C1的端子间电压向负电压充电至-Vhi×(CDdesat/(C1+CDdesat))。然后，以时间常数Rdesat(C1+CDdesat)恢复至0V。此恢复时间导致在IGBT12刚进行接通(ON)动作后发生负载异常的情况、与在恢复时间结束后发生负载异常的情况下，遮挡时间不同。
此外，CDdesat表示二极管Ddesat的等价电容器的电容，C1表示电容器C1的电容，Rdesat1表示电阻Rdesat的电阻值。
即，若IGBT12刚进行接通(ON)动作后成为负载异常，则IGBT12的集电极-发射极电压Vce的上升的检测以所述恢复时间的程度延迟，因而最终遮挡时间以恢复时间的程度变长。因此，如本实施方式2的图3所示，可通过插入二极管D1从而抑制所述现象。
将并无二极管D1的情况与插入有二极管D1的情况的、栅极驱动器110的比较器CMP1的非反转输入端子的电压波形分别示于图5及图6的图表。各图表中，横轴表示时间经过，在纵轴示出所述非反转输入端子的电压波形及其他各种信号波形。
并无二极管D1的情况下(图5)，栅极驱动器110比较器CMP1的非反转输入端子在IGBT12进行接通(ON)动作的瞬间，电位向负方向下降，然后电位的值逐渐恢复。图5的示例中，大致需要1μsec位的时间，图4中附有“增加的时间”的标签。因此，遮挡时间以所述程度变长，导致遮挡时间的变动。即，直到电容器Cdesat的充电电压超过第一基准电压Vdesat-1为止的时间成为遮挡时间，但由图5表明，遮挡时间以所述“增加的时间”的程度变长(变动)。
另一方面，插入有二极管D1的情况下，栅极驱动器110比较器CMP1的非反转输入端子的电压变化消除，表明不存在遮挡时间的变动原因(参照图6)。
如以上所说明，根据本实施方式，可有效地除去导致误动作的噪声，并且抑制遮挡时间的变动。
3.实施方式3
根据IGBT12的特性或以IGBT12进行电力控制的对象设置侧的要求，有时从输出IGBT12的控制信号的控制电路产生接通(ON)信号后，直到实际IGBT12成为接通(ON)动作为止，延迟时间长。所谓IGBT12的特性，例如为栅极电阻非常大的情况等。
此种状况下，实施方式1(图1)所示的负载电路中也有时遮挡时间因异常的发生时机而变动。
图7、图8中示出表示下述状况的时间图：在包含图1所说明的栅极驱动电路100的电路中，IGBT12向接通(ON)动作的转变动作延迟的情况下，遮挡时间因负载异常的发生时机而变动。
图7为在IGBT12完成接通(ON)动作后发生负载异常的示例。换句话说，为在IGBT12的接通(ON)动作的延迟时间之后发生负载异常的情况的时间图。图7中，横轴表示时间的经过，纵轴表示各种信号。具体而言，示出电容器Cdesat的两端电压、IGBT12的接通(ON)/断开(OFF)状态、IGBT12的栅极-源极间电压、及来自控制IGBT12的控制电路的控制信号。
首先，若来自控制电路的控制信号变为使IGBT12进行接通(ON)动作的值，则IGBT12的栅极-源极间电压开始上升，而且电容器Cdesat的两端电压也开始上升。
图7的示例中，IGBT12的响应速度慢，经过延迟时间td后IGBT12转变成接通(ON)动作。于是，电容器Cdesat的两端电压重置为0。然而，若发生障碍、例如负载的短路障碍，则开始电容器Cdesat的充电，开始进行遮挡时间的计时。
此时的遮挡时间成为t1(参照图7)，充电用电容器Cdesat从初始电荷为0开始充电，电容器Cdesat的两端电压从0V达到Vdesat为止的充电时间成为遮挡时间。
另一方面，图8为在IGBT12进行接通(ON)动作之前发生负载的异常的示例。换句话说，为在IGBT12的接通(ON)动作延迟时间内发生负载异常的情况的时间图。
图8与图7同样地，横轴表示时间的经过，在纵轴描画有与图6相同种类的信号。
若作为通常的栅极驱动器110的动作而规定的控制电路将控制信号的值设为使IGBT12进行接通(ON)动作的值(若出现接通(ON)动作的指令)，则大致同时，栅极驱动器110内部的充电电流的迂回电路被阻断(晶体管Q1进行断开(OFF)动作)。
即，图1中的OUT端子的输出信号成为高(High)，此信号经由逆变器116施加于晶体管Q1的基极端子，因而将作为充电电流的迂回电路的晶体管Q1断开(OFF)。
图8的示例中，IGBT12的接通(ON)动作延迟，因而图1的比较器CMP2的反转输入端子的电压高于Vdesat-2，因此晶体管Q2也维持断开(OFF)状态。因此，在与控制信号发出将IGBT12接通(ON)的指令大致同时，开始充电用电容器Cdesat的充电。此状况示于图8的时间图。此时，IGBT12的栅极-源极间电压也逐渐上升，但由于IGBT12的接通(ON)动作延迟，因而IGBT12的断开(OFF)状态持续一定期间(参照图8)。
具体而言，IGBT12的断开(OFF)状态以延迟时间td的期间持续。
图8所说明的示例中，在IGBT12进行接通(ON)动作之前，发生例如短路等障碍。
然后，经过图8的延迟时间td后，IGBT12延迟转变为接通(ON)动作。但是，IGBT12转变为接通(ON)动作时(经过延迟时间td的时间点)为已发生负载异常后，因而即便IGBT12转变为接通(ON)动作，比较器CMP2的反转输入端子电压也继续维持高于Vdesat-2的电压，因而晶体管Q2也继续维持断开(OFF)状态，电容器Cdesat继续充电。因此，电容器Cdesat的端子间电压从0V达到Vdesat-1为止的时间成为t2(参照图8)。
此时间t2为与图7的遮挡时间t1相同的时间。但是，不饱和状态(Desaturation状态，去饱和状态)(以下称为Desat状态)的时间测量必须在实际上IGBT12成为Desat状态后开始测量。即，此时，必须在IGBT12刚转变为接通(ON)动作后(经过图8中的延迟时间td的时间点)，此时间点成为时间测量的起点。其原因在于，Desat检测(不饱和状态的检测)的保护必须在保护IGBT12的同时，从防止保护电路的误动作的观点决定遮挡时间，因而必须尽量考虑相互的平衡。
若这样定义遮挡时间，则所谓图8所说明的状况下的遮挡时间，为图8所示的t3，有比图7中的遮挡时间t1短IGBT12的延迟时间td等问题。
此种情况下，如图9所示，关于利用晶体管Q2的电容器Cdesat的放电，优选为采取下述方法：在电容器Cdesat的放电开始时，勉强对电容器Cdesat给予初始电荷。图9的Vb发挥下述作用：若IGBT12完成接通(ON)动作转变则利用晶体管Q2来进行电容器Cdesat的放电，但不将电容器Cdesat的电荷全部放电，而使电容器Cdesat的端子间电压残留Vb。即，即便晶体管Q2进行接通(ON)动作，电容器Cdesat的端子间电压也不成为0V，而成为Vb。Vb的值设定为与IGBT12以自身的延迟时间延迟转变为接通(ON)动作时的、图7所示的电容器Cdesat的端子间电压Vd相等的电压。
这样将Vb设定为Vb(图9)＝Vd(图7)的结果为，遮挡时间可如图9所示那样，与负载异常的发生时机无关而设为一定。
此外，图9所示的电路除了设有新的电压源Vb的方面以外，与图1相同。即，图9中所示的栅极驱动电路300除了电压源Vb以外，为与图1的栅极驱动电路100相同的电路。
而且，Vb相当于第一初始电荷充电电路的合适的一例。
将用于说明此种图9所示的电路(栅极驱动电路300)的动作的时间图示于图10。图10中，示出与图7、图8大致相同的时间图，横轴表示时间经过，在纵轴示出与图7、图8相同种类的信号。若将此图10与图7的时间图比较，则直到IGBT12开始接通(ON)动作的时间点为止为相同的信号波形。
在IGBT12开始接通(ON)动作的时间点，图7中，电容器Cdesat的端子间电压重置为0，但图10的时间图中，此时间点的电压Vd得以维持。这是由作为图9所示的新结构的电压源Vb所致，由于设定为Vb＝Vd，因而成为此种时间图。
图10中，对与图7同样地IGBT12进行接通(ON)动作后发生短路障碍的示例进行说明。在发生短路障碍后开始对电容器Cdesat充电的方面，图10也与图7相同。但是，图10所示的示例中，在充电开始时间点电容器Cdesat中已充电至电压Vb(＝Vd)，因而充电开始时间点的初始电压不同。其结果为，图10的示例的遮挡时间成为t4，如上文所说明，此时间为与图8的遮挡时间t3相同的时间。
充电初始值的设定的另一例
将制作初始电荷的另一电路结构示于图11。如此图所示，为对晶体管Q2的集电极串联插入电阻Rb的方法。此时，初始电荷Vd成为Vd＝IdesatRb。此式中的Rb为电阻Rb的电阻值，利用由电流源Idesat的电流在电阻Rb产生的电压。
因此，Rb相当于权利要求的初始电荷电阻的合适的一例。而且，晶体管Q2相当于权利要求的迂回开关的合适的一例。
如以上所说明，根据本实施方式2，将对电容器Cdesat开始充电的开始时间点的电压值设定为规定的值，因而无论发生负载异常的时间点为IGBT12进行接通(ON)动作之前还是进行接通(ON)动作之后，均可将遮挡时间维持于一定的值。
4.具体实施例
4.1具体实施例其一
图12中示出作为发明的具体实施例的栅极驱动电路500的电路图。栅极驱动器110为图1、图2、图8、图10所使用的IGBT驱动用的栅极驱动器，也可包含IC等。比较器IC1是输出为集电极开路(open collector)输出的比较器。由电阻R1及R2所得的VCC的分压值和电容器C2构成图1、图3、图9、图11的第二基准电压Vdesat-2。电阻R4及电容器C1提高误动作的容限，因而为用于使比较器IC1的输入端子的阻抗降低的电阻和电容器。电容器C3为制作遮挡时间的充电用的电容器。二极管D1相当于图3的二极管D1。而且，R5为与实施方式3的图11的Rb对应的电阻。
此外，比较器IC1为相当于图1等的比较器CMP2和晶体管Q2的结构。即，比较器IC1的输出晶体管为集电极开路，发挥图1等的晶体管Q2的作用。因此，图12中相当于晶体管Q2的结构并未直接描画。
二极管D2、D3、D4相当于图1、图3、图9、图11的二极管Ddesat。此处，图1、图3、图9、图11的第二基准电压Vdesat-2在图12中，可由下述式(7)表示。
[数7]
Figure BDA0003639809120000111
此处，若将IGBT12以正常范围进行接通(ON)动作的情况下的、比较器IC1的非反转输入端子的电压的最大值设为VSON，则Vdesat-2设定得比VSON更高。VSON与Vdesat-2为下述的式(8)的关系。
其中，VFD1为二极管D1的顺向电压降，以及VFD2-4为二极管D2、D3、D4的顺向电压降的合计值。而且，将IGBT12以正常范围进行接通(ON)动作时的、集电极-发射极间电压的最大值设为VCESAT。
[数8]
VSON＝VCESAT+VFD2-4-VFD1<Vdesat-2 (8)
当栅极驱动器110的OUT端子114的输出信号为低(Low)时，IGBT12进行断开(OFF)动作。此时，二极管D2、D3、D4受到逆向偏压，成为截止状态。因此，二极管D1为顺偏压状态，比较器IC1的非反转输入端子的电压变得高于第二基准电压Vdesat-2。
因此，虽然比较器IC1的输出晶体管成为断开(OFF)状态，但栅极驱动器110的晶体管Q1成为接通(ON)状态，因而电流源Idesat不将电容器C3充电，而是经由晶体管Q1流至VEE。其结果为，此状态下栅极驱动器110的DESAT端子电压不上升，一直维持低于第一基准电压Vdesat-1的电压，因而比较器CMP1不输出异常信号(输出信号不成为高(High))。
若IGBT12成为接通(ON)动作而正常继续动作，则IGBT12的集电极-发射极间电压维持饱和电压VSAT以下。因此，比较器IC1的非反转输入端子的电压成为比所述式(8)所赋予的VSON更低的电压，因而比较器IC1的输出晶体管成为接通(ON)动作。因此，栅极驱动器110的电流源Idesat经由比较器IC1的输出晶体管流至VEE，不将电容器C3充电。因此，若IGBT12维持此状态(接通(ON)状态)，则不输出异常信号(输出信号不成为高(High))。
若在IGBT12为接通(ON)动作的状态下负载发生异常而IGBT12成为Desat状态(去饱和状态)，则IGBT12的集电极-发射极间电压上升。若将此时的IGBT12的集电极-发射极间电压表示为VCEDESAT，则比较器IC1的非反转输入端子的电压VSONDESAT是由下述式(9)赋予。
[数9]
VSONDESAT＝VCEDESAT+VFD2-4-VFD1 (9)
若VSONDESAT超过第二基准电压Vdesat-2，则比较器IC1的输出晶体管进行断开(OFF)动作，电流源Idesat流向电容器C3，开始电容器C3的充电。若因充电而电容器C3的端子间电压达到第一基准电压Vdesat-1，则比较器CMP1反转而送出异常信号(输出信号成为高(High))。
因此，判断为IGBT12伴随负载异常成为Desat状态的集电极-发射极间电压VCEDET可由下述式(10)表示。判断为IGBT12伴随负载异常成为Desat状态后直到送出异常信号为止的遮挡时间Tmask是由上文所说明的式(5)表示。
[数10]
VCEDET＝Vdesat-2-VFD2-4+VFD1 (10)
在IGBT12刚从断开(OFF)动作转变为接通(ON)动作后因负载异常等而IGBT12的集电极-发射极间电压达到所述式(10)的VCEDET的情况下，因经充电至二极管D2～D4的端子间的等价电容器(图4的Ddesat)的高电压(图4的Vhi)而欲将电容器C1向负方向充电，但二极管D1成为逆向偏压，阻止向负方向的充电。
因此，作为本发明的合适实施例的图12的电路可使从检测到IGBT12的Desat状态直到送出异常信号为止的延迟时间即遮挡时间一直保持于一定。
将IGBT12成为接通(ON)动作后在约20μsec后成为Desat状态的情况的遮挡时间、与IGBT12刚成为接通(ON)动作后成为Desat状态的情况的遮挡时间的实验数据示于图13、图14。可确认遮挡时间为约4.6μsec，两者之间几乎未见遮挡时间之差，可获得一定的遮挡时间。图13、图14均是横轴表示时间的经过，纵轴为电压值或电流值。
图13中，描画有栅极电压、集电极电流、集电极-发射极间电压的各信号的图表，在IGBT12转变为接通(ON)状态的时间点，栅极电压瞬间上升，集电极-发射极间电压瞬间下降。而且，从IGBT12转变为接通(ON)状态的时间点起，集电极电流缓缓上升。
图13的图表中，IGBT12成为接通(ON)状态后在20μsec后发生异常，在遮挡时间4.7μsec后开始送出异常信号。
图14的图表也虽然时间标度不同，但为与图13的图表相同种类的图表，所示出的信号的种类也相同。
此外，IGBT12接到接通(ON)信号后直到实际上IGBT12接通(ON)为止的延迟时间长的情况下，若根据所述延迟时间对图12的比较器IC1的输出插入电阻Rd，则可将遮挡时间保持于一定。
4.2具体实施例其二
图15中，示出作为发明的具体实施例其二的栅极驱动电路600的电路图。与图14的栅极驱动电路500不同的方面为电阻R3的连接位置。
图14的栅极驱动电路500中，电阻R3以将正侧电源VCC与二极管D1的阳极侧连接的方式设置。相对于此，图15的栅极驱动电路600中，电阻R3以将OUT端子114的输出信号与二极管D1的阳极侧连接的方式设置。实际上，如图15那样，并非直接连接于OUT端子114的输出信号，而是连接于缓冲器120的输出信号。其原因在于，缓冲器120的输出信号的输出电流多，可认为即便连接电阻R3也几乎不对IGBT12的驱动造成影响。
根据此种连接，在IGBT12为断开(OFF)状态的情况下，可认为可将比较器IC1的非反转输入端子维持于低(Low)，可构成对噪声的耐性强的电路。
4.3具体实施例其三
图16中示出作为发明的具体实施例其三的栅极驱动电路700的电路图。与图15的栅极驱动电路600不同的方面为设有电阻R6的方面。因存在所述电阻R6，而可构成对噪声的耐性进一步提高的电路。
5.效果、变形例及其他
如以上所说明，根据本实施方式，可提供下述栅极驱动电路：可将发生异常后的遮挡时间维持于一定的值，而且对噪声的耐性提高，可执行稳定的障碍发生检测。
而且，以上说明的实施方式为作为本发明的实现手段的一例，应根据适用本发明的装置的结构或各种条件适当修正或变更，本发明不限定于本实施方式的形态。例如，所述实施方式中，关于作为驱动对象的电力半导体开关，主要对IGBT进行了说明，但也可适用于驱动其他电力半导体开关(例如金属氧化物半导体场效晶体管(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，MOSFET))的栅极驱动电路。而且，上文所说明的实施方式、实施例中，说明了栅极驱动器110及其所附带的各个别元件及电路结构，但也可使用IC、大规模集成电路(Large-Scale Integration，LSI)等来构成。
工业可利用性
根据本发明，可提供一种栅极驱动电路，对电力半导体开关进行驱动，且实现待机保留时间(遮挡时间)的精度提高及对误动作的宽容度的提高。
符号的说明
10、110：栅极驱动器
12：IGBT
14、114：OUT端子
16、116：逆变器
18、118：比较器
100、200、300、400、500、600、700：栅极驱动电路
120：缓冲器
130：时间测量电路
132：比较电路
C1、C2、C3：电容器
CMP1、CMP2、IC1：比较器
D1、D2、D3、D4：二极管
Rb、R1、R2、R3、R4、R5、R6：电阻
Q1、Q2：晶体管

Claims (7)

1.一种栅极驱动电路，对电力半导体开关进行驱动，其特征在于包括：
比较电路，将所述电力半导体开关的集电极-发射极电压、与规定的阈值电压进行比较；以及
时间测量电路，在所述比较电路检测到所述集电极-发射极电压超过所述阈值电压后开始测量时间，且
所述栅极驱动电路包括：
输出电路，在所述时间测量电路测量了待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为异常状态的异常信号。
2.根据权利要求1所述的所述栅极驱动电路，其特征在于，
所述比较电路在所述电力半导体开关刚从断开动作转变为接通动作后、或者所述电力半导体开关为饱和状态的状况下，由规定的障碍或异常导致集电极电流增大，所述电力半导体开关成为去饱和状态的情况下，将所述集电极-发射极电压、与规定的所述阈值电压进行比较。
3.根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述异常信号意指根据规定的输出信号变化为规定的值而所述电力半导体开关为去饱和状态的信号。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述时间测量电路包括：
充电用电容器，为施加有一定的电流值的充电电流的电容器，且用于将伴随充电而所述电容器的端子间电压上升直到成为规定的电压值为止的时间设为待机保留时间；以及
充电电流迂回路，当所述电力半导体开关处于饱和状态，且集电极-发射极电压的值为所述比较器的阈值电压以下时，使所述一定的充电电流值的电流迂回，不使充电电流流入所述充电用电容器，而将所述充电用电容器的初始电荷设为0，
所述比较电路在所述电力半导体开关为去饱和状态，且检测到集电极-发射极电压超过所述比较电路的所述阈值电压的情况下，使所述充电电流迂回路阻断，从所述电容器的初始电荷为0的状态起使所述一定的充电电流值流入电容器。
5.根据权利要求4所述的栅极驱动电路，其特征在于，
在输出使作为驱动对象的所述电力半导体开关从断开状态向接通状态转变的信号后，直到所述电力半导体开关实际成为接通动作为止产生延迟时间的情况下，
包括：第一初始电荷充电电路，使初始电荷残留于所述充电用电容器，产生短了所述初始电荷的充电时间的程度的、所述待机保留时间，
所述输出电路在所述时间测量电路测量了所述短的待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为去饱和状态的异常信号。
6.根据权利要求4所述的栅极驱动电路，其特征在于，
在输出使作为驱动对象的所述电力半导体开关从断开状态向接通状态转变的信号后，直到所述电力半导体开关实际成为接通动作为止产生延迟时间的情况下，
所述充电电流迂回电路包括：
使所述充电电流迂回的迂回开关、与与所述迂回开关直接连接的初始电荷电阻的串联电路，
即便在通过所述充电电流迂回电路使充电电流迂回的情况下，也以所述初始电荷电阻的程度使初始电荷残留于充电用电容器，产生短了所述初始电荷的充电时间的程度的、所述待机保留时间，
所述输出电路在所述时间测量电路测量了短了的所述待机保留时间后，输出意指电力半导体开关为去饱和状态的异常信号。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于包括：
二极管，阴极端子连接于所述比较电路，阳极端子连接于所述电力半导体开关的集电极端子，
所述比较电路经由所述二极管来检测所述电力半导体开关的集电极电压。
CN202080078521.2A 2019-12-20 2020-09-30 栅极驱动电路 Pending CN114667681A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019230983A JP7037538B2 (ja) 2019-12-20 2019-12-20 ゲート駆動回路
JP2019-230983 2019-12-20
PCT/JP2020/037381 WO2021124644A1 (ja) 2019-12-20 2020-09-30 ゲート駆動回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114667681A true CN114667681A (zh) 2022-06-24

Family

ID=76477194

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202080078521.2A Pending CN114667681A (zh) 2019-12-20 2020-09-30 栅极驱动电路

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7037538B2 (zh)
CN (1) CN114667681A (zh)
WO (1) WO2021124644A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115524593A (zh) * 2022-08-22 2022-12-27 国网智能电网研究院有限公司 一种igbt短接检测方法及检测电路

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021255989A1 (ja) * 2020-06-15 2021-12-23 日立Astemo株式会社 インバータ装置
IT202200008603A1 (it) * 2022-04-29 2023-10-29 Porsche Ag Circuito elettronico per la verifica dello stato di integrità di un interruttore
DE102022126557A1 (de) * 2022-10-12 2024-04-18 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg Überwachungsschaltung für einen Leistungshalbleiterschalter und Verfahren zur Überwachung eines Leistungshalbleiterschalters
WO2024236799A1 (ja) * 2023-05-18 2024-11-21 三菱電機株式会社 逆導通半導体スイッチング素子の駆動装置及びこれを用いた電力変換装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05161342A (ja) * 1991-11-29 1993-06-25 Fuji Electric Co Ltd 電圧駆動形半導体素子の駆動回路
JP2881755B2 (ja) * 1994-04-27 1999-04-12 シャープ株式会社 パワー素子駆動回路
JP4356248B2 (ja) * 2000-03-31 2009-11-04 株式会社デンソー 半導体スイッチング素子駆動回路
WO2015053206A1 (ja) * 2013-10-10 2015-04-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 電子制御装置
JP6748935B2 (ja) * 2015-09-04 2020-09-02 富士電機株式会社 電流センス付き半導体スイッチの保護回路
JP2017212583A (ja) * 2016-05-25 2017-11-30 株式会社デンソー 半導体素子の保護回路
CN110521122B (zh) * 2017-10-17 2023-06-13 富士电机株式会社 过电流检测装置、控制装置及过电流检测方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115524593A (zh) * 2022-08-22 2022-12-27 国网智能电网研究院有限公司 一种igbt短接检测方法及检测电路

Also Published As

Publication number Publication date
JP2021100331A (ja) 2021-07-01
JP7037538B2 (ja) 2022-03-16
WO2021124644A1 (ja) 2021-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN114667681A (zh) 栅极驱动电路
US6967519B2 (en) Drive circuit for a power semiconductor device
US10236677B2 (en) Semiconductor device
US5500616A (en) Overvoltage clamp and desaturation detection circuit
JP5430608B2 (ja) 半導体スイッチング素子駆動回路
JP4295928B2 (ja) 半導体保護回路
JP7087373B2 (ja) 半導体素子の電流検出回路及び電流検出方法
US8810984B2 (en) Gate circuit
US10476496B2 (en) Drive circuit and power module including the same
JP7326762B2 (ja) 半導体モジュールおよび駆動回路
US11545970B2 (en) Current detection circuit, current detection method, and semiconductor module
CN113504446A (zh) 被配置为检测故障的电路及检测故障的方法
CN112640279B (zh) 过电流保护电路及开关电路
US6687106B1 (en) Power module
JP2016169727A (ja) 半導体装置
US11581886B2 (en) Current detection circuit, current detection method, and semiconductor module
US11658652B2 (en) Semiconductor device
JP7552506B2 (ja) ゲート駆動装置
US11984879B2 (en) Drive circuit
US11245392B1 (en) Gate driver circuit
JP2023028099A (ja) 駆動装置
US20240283443A1 (en) Switching element drive circuit
WO2022255008A1 (ja) ゲート駆動装置
WO2024261948A1 (ja) 半導体保護装置および電力変換装置
JPH05191240A (ja) 短絡保護回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination