CN114665788A - 用于产生三相电压的方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种用于产生三相电压的方法和装置,具体描述一种调制技术,其中,控制器通过对输出交流电压进行调制而在达到最大正值或最大负值的相中引入偏移量,从而在当相应的相达到最大正值时,使得该相钳位至正直流电源轨,而且在当相应的相达到最大负值时,使得该相钳位至负直流电源轨。所述偏移量通过在多个输出角度区段内在所有相中引入共模分量电压的方式实现。为了减小噪声、振动与声振粗糙度(NVH)和EMI,在各个区段内,共模分量电压幅度随输出角度在最小值与最大值之间变化,以控制三相交流输出电压上升沿或下降沿的压摆率。
Description
技术领域
本发明涉及一种产生三相电压的方法以及一种用于产生三相电压的装置。本发明尤其涉及一种产生三相电压的方法,一种用于产生用于驱动电机等负载的三相电压的装置,以及一种用于驱动电机等负载、加热器或任何其他类型电气负载的逆变器。
背景技术
电源逆变器遍为人知。其中一例可见US8958222,该文的图1摘录于此,该图所示为用于将直流电源101转换为交流输出端103的三相电源逆变器100,所述交流输出端随后可连接至负载(未图示)。所述逆变器包括三个单独的相200,300,400(也分别称为U相、V相、W相)。每一相包括串联的两个开关:相200(U相)包括200a,200b;相300(V相)包括300a,300b;相400(W相)包括400a,400b。开关200a,300a,400a与正电源轨105连接(也可称为“上”开关),开关200b,300b,400b与负电源轨107连接(也可称为“下”开关)。在图1中,每一开关可以为IGBT(绝缘栅双极晶体管),而且针对每一IGBT,均可设置相应的反并联二极管(未图示)。然而,除此之外,也可使用任何具有快速切换能力的开关。控制系统(如处理器)(未图示)通过控制开关200a,200b,300a,300b,400a,400b的通断而控制逆变器100的交流输出。该电源逆变器还包括直流总线电容器102,用于提供更为稳定的直流电压,以限制逆变器偶然需要大电流时引起的波动。
通过对上述六个开关的通断状态进行组合,交流输出端103可产生正弦输出电流。然而,逆变器100的控制必须使得同一相的两个开关永不同时接通,以防止直流电源101发生短路。也就是说,如果200a接通,则200b必须关断,反之亦然;如果300a接通,则300b必须关断,反之亦然;如果400a接通,则400b必须关断,反之亦然。如此,使得逆变器共存在表1所示的八种可能通断矢量。在表1中,各矢量值为三个上开关200a,300a,400a以及三个下开关200b,300b,400b的通断状态,其中,上下开关的通断状态必须相反,以防止直流电源短路。
矢量 | 200a | 300a | 400a | 200b | 300b | 400b | V<sub>UW</sub> | V<sub>WV</sub> | V<sub>VU</sub> | |
V<sub>0</sub>={000} | 断 | 断 | 断 | 通 | 通 | 通 | 0 | 0 | 0 | 零 |
V<sub>1</sub>={100} | 通 | 断 | 断 | 断 | 通 | 通 | +Vdc | 0 | -Vdc | 有效 |
V<sub>2</sub>={110} | 通 | 通 | 断 | 断 | 断 | 通 | 0 | +Vdc | -Vdc | 有效 |
V<sub>3</sub>={010} | 断 | 通 | 断 | 通 | 断 | 通 | -Vdc | +Vdc | 0 | 有效 |
V<sub>4</sub>={011} | 断 | 通 | 通 | 通 | 断 | 断 | -Vdc | 0 | +Vdc | 有效 |
V<sub>5</sub>={001} | 断 | 断 | 通 | 通 | 通 | 断 | 0 | -Vdc | +Vdc | 有效 |
V<sub>6</sub>={101} | 通 | 断 | 通 | 断 | 通 | 断 | +Vdc | -Vdc | 0 | 有效 |
V<sub>7</sub>={101} | 通 | 通 | 通 | 断 | 断 | 断 | 0 | 0 | 0 | 零 |
图2所示为表1中的六个有效矢量和两个零电压矢量绘成的逆变器电压通断六边形图。三相系统的此类矢量表示形式为本领域技术人员所熟知,因此不再赘述。总体上说,任何三相系统均能由图2所示的旋转矢量VS唯一表示。旋转矢量VS包含表1和图2所示的六个有效矢量。该方法即所谓的空间矢量调制(SVM)法。通过以脉冲宽度调制(PWM)技术改变零电压矢量V0和V7与有效矢量VS(包括分量V1~V6)之比(调制系数),可以调节交流输出端103的电压。
图3所示为现有技术中一个开关周期的脉冲宽度空间矢量调制示例。每一开关200a,300a,400a的开关功能均为开关导通时取值为1且开关关断时取值为0的时间波形。参考图3,在第一时间段t0/2内,所有的三个开关200a,300a,400a均关断(取值为0),对应于表1中的矢量V0。由于V0为零电压矢量,因此该时间段为无效时间段。在第二时间段t1内,开关200a取值为1,开关300a和400a取值为0,对应于矢量V1,该矢量为有效矢量。在第三时间段t2内,开关200a和300a取值为1,开关400a取值为0,对应于矢量V2,该矢量也为有效矢量。最后,在第四时间段t0/2内,所有的三个开关200a,300a,400a均导通(取值为1),对应于表1中的零电压矢量V7。因此,有效时间段为t1和t2,无效时间段为t0。总有效时间段(在该情形中为t1+t2)与总无效时间段(在该情形中为t0/2+t0/2=t0)之比决定了交流输出端的输出电压。
图4所示为具有对称切换特性的相电压(相对于图1所示0V线路,该线路构成直流总线的一半)与输出电压角度(直流总线250V,峰值需求200V)关系图。图5所示为电机负载的相应线间电压。
对于逆变器,功率输出越低,通断损耗越成为主要损耗。对于导电损耗极低的SiC及其他宽带隙器件而言,尤其如此。通过减少开关的每秒跃迁边沿数,可以一定程度上减小此类通断损耗。
现有技术采用所谓的“总线钳位”方案,该方案通过每一PWM周期内的脉冲下降和脉冲扩展,减少通断次数。此类方法可将通断次数减至SVM的2/3,从而将通断损耗成比例地减小33%。然而,此类总线钳位方法的主要缺点在于,其会在相电压内引入陡峭的边沿,从而导致较高的噪声、振动与声振粗糙度(NVH),且增大电磁干扰(EMI)。
图6所示为现有的总线钳位技术。该图所示为标准空间矢量调制(SVM)的输出频率波形。上方分图为相电压图,下方分图为电气负载的相应线间电压图。
在该技术中,当某一相的输出电压相对于其他相达到最大正值或最大负值时,控制器将该相的输出电压进行一定的偏移(即将该输出电压钳位至电源轨)。其中,当达到最大正值时,偏移至正直流电源轨,当达到最大负值时,偏移至负直流电源轨。该偏移通过在所有相中引入共模分量电压的方式实现。由于共模分量电压加至所有相,因此在进行不同相之间的测量时,需去除该共模分量,以使得负载电压仍呈现为正弦电压。
当某一相被钳位至正直流总线或负直流总线时,其可停止通断切换。当钳位至正直流总线时,该相的上开关保持常通(脉冲扩展),而下开关保持常断(脉冲下降)。由于该相的开关停止跃迁(停止通断),因此该相的通断损耗降为零。与此同时,由于其他相仍继续通断,因此通断损耗的有效降低量为1/3。
由于输出波形角度在整个周期内保持变动,因此各相依次钳位。每一相钳位至正总线的时间占输出波形的1/6,钳位至负总线的时间占输出波形的1/6,因此总线钳位达到对称。
然而,如上所述,此类现有技术会导致NVH和EMI的增大。因此,发明人意识到,需要一种产生三相交流输出电压的改进方法。
发明内容
因此,本发明提供一种产生用于驱动电气负载的三相输出电压的方法,以及一种产生用于驱动电气负载的三相输出电压的逆变器。
此外,还提供有利实施方式。
本文描述一种产生用于为电气负载供电的三相电压的方法,该方法包括:从电压源接收输入电压,并通过脉冲宽度调制(PWM)在多个PWM周期内对多个开关进行控制,以产生用于电气负载的三相交流输出,所述输入电压具有正电源轨电压和负电源轨电压,每一所述三相交流输出具有在多个区段内变化的幅度和角度,每一区段代表角度位置时间段,每一所述三相交流输出均在角度上彼此偏移;针对每一区段:识别出趋向所述正电源轨的所述三相交流输出电压当中哪一输出电压具有最大正值电压,或者识别出趋向所述负电源轨的所述三相交流输出电压当中哪一输出电压具有最大负值电压;控制所述多个开关,以在该区段内向所述三相中的每一相施加共模分量电压,该共模分量电压的最大幅度足以将识别出的相电压相应地钳位至所述正电源轨或负电源轨,其中,令所述共模分量电压的幅度在相应区段内变化最小值与最大值之间的角度,该共模分量电压幅度变化实现对所述三相交流输出电压相应上升沿或相应下降沿的压摆率的控制。
上述技术在本文中称为压摆控制型缩沿(SCER)技术,能够在底层调制方案(如SVM)与钳位方案(其中,输出电压钳位至正负电源轨)之间以可控方式舒缓上升沿和下降沿,从而减少单纯钳位技术常见的NVH和EMI问题。
其中,可通过压摆值令所述共模分量电压的幅度在相应区段内变化最小值与最大值之间的角度,所述压摆值包括在该区段内处于相应最小压摆值与相应最大压摆值之间的可变标量值。所述压摆值可在每一区段内根据所述交流输出角度位置在其最小值与最大值之间变化。
优选地,所述压摆值在所述区段的与所识别出的相的交流输出的相应上升沿或相应下降沿部分重合的部分内低于其最大值。优选地,所述压摆值在所述区段的一部分内处于其最大值,以将所识别出的相的交流输出相应地钳位至所述正电源轨或负电源轨。
所述压摆值在其最小值与最大值之间的跃迁可具有由三角函数的一部分限定的形状。
在该方法中,当所述形状由三角函数的一部分限定时,对于所述区段第一部分内的交流输出电压角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,在该第一部分内,所述压摆值的幅度可由正弦曲线的处于其最小值与最大值之间的上升部分限定。
所述区段第一部分的持续时间可基于压摆系数,该压摆系数为对所述最小值与最大值之间跃迁的持续时间进行控制的标量值。所述第一部分可由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置与所述压摆系数之积具有小于30°的角度。
所述第一部分的压摆值可由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压电气频率的6倍与所述压摆系数之积。所述第一部分的压摆值可由
压摆值=-0.5*cos(6*(压摆系数*γ))+0.5
限定,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置。
所述压摆系数值可根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率从多个值中选出。
所述压摆值在所述区段的第二部分内具有最大值,该第二部分可与所述第一部分接续。
在该方法中,当所述形状由三角函数的一部分限定时,对于所述区段第一部分内的交流输出电压角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述压摆值可在所述第一部分内具有最大值。所述压摆值的形状可由正弦曲线在所述第二部分内的处于其最大值与最小值之间的下降部分限定,其中,该第二部分与所述第一部分接续。
所述第二部分的持续时间可基于压摆系数,该压摆系数为对所述最小值与最大值之间跃迁的持续时间进行控制的标量值。
所述第二部分的压摆值由可正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压电气频率的6倍与所述压摆系数之积。该正弦曲线可发生相移。
所述压摆值可由
压摆值=0.5*cos(6*(压摆系数*(γ-压摆偏移量)))+0.5
限定,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置,压摆偏移量表示所述第二部分的起始角度。
所述第二部分的起始角度可由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置大于区段持续时间与该区段持续时间和所述压摆系数的商之差。
所述压摆系数值可根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率从多个值中选出。
作为所述正弦形状压摆值的替代方案,所述压摆值可在其最小值与最大值之间以线性方式、指数方式或对数方式进行跃迁。
在任何上述方案中,所述共模分量电压可在调制系数和/或所述输出电压的输出频率大于阈值时施加。
本文还描述一种产生用于为电气负载供电的三相电压的逆变器,该逆变器包括:接收输入电压的输入端,该输入电压具有正电源轨电压和负电源轨电压;三个交流输出端,每相一个交流输出端,用于输出为电气负载供电的三相交流输出电压;连于所述输入电压与所述三个交流输出端之间的多个开关,用于产生所述三个交流输出电压;与所述多个开关相连的控制器,该控制器通过脉冲宽度调制(PWM)在多个PWM周期内对所述多个开关进行控制,以产生用于所述电气负载的三相交流输出,每一所述三相交流输出具有在多个区段内变化的幅度和角度,每一区段代表角度位置时间段,每一所述三相交流输出均在角度上彼此偏移,其中,所述控制器用于:针对每一区段:识别出趋向所述正电源轨的所述三相交流输出电压当中哪一输出电压具有最大正值电压,或者识别出趋向所述负电源轨的所述三相交流输出电压当中哪一输出电压具有最大负值电压;控制所述多个开关,以在该区段内向所述三相中的每一相施加共模分量电压,该共模分量电压的最大幅度足以将识别出的相电压相应地钳位至所述正电源轨或负电源轨,其中,令所述共模分量电压的幅度在相应区段内变化最小值与最大值之间的角度,该共模分量电压幅度变化实现对所述三相交流输出电压相应上升沿或相应下降沿的压摆率的控制。
与上述方法一致,该SCER技术能够在底层调制方案(如SVM)与钳位方案(其中,输出电压钳位至正负电源轨)之间以可控方式舒缓上升沿和下降沿,从而减少单纯钳位技术常见的NVH和EMI问题。
其中,可通过压摆值令所述共模分量电压在相应区段内变化最小值与最大值之间的角度,所述压摆值包括在该区段内处于相应最小压摆值与相应最大压摆值之间的可变标量值。
所述控制器可令所述压摆值在每一区段内根据所述交流输出角度位置在其最小值与最大值之间变化。
所述压摆值可在所述区段的与所识别出的相的交流输出的相应上升沿或相应下降沿部分重合的部分内低于其最大值。所述压摆值可在所述区段的一部分内处于其最大值,以将所识别出的相的交流输出相应地钳位至所述正电源轨或负电源轨。
所述控制器可以以由三角函数的一部分限定的形状,对所述压摆值在其最小值与最大值之间的跃迁进行控制。
对于所述区段第一部分内的交流输出电压角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述控制器可在该第一部分内将所述压摆值控制为使得其幅度由正弦曲线的处于其最小值与最大值之间的上升部分限定。
所述控制器可根据压摆系数控制所述区段第一部分的持续时间,该压摆系数为对所述最小值与最大值之间跃迁的持续时间进行控制的标量值。所述第一部分可由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置与所述压摆系数之积具有小于30°的角度。
所述控制器可在所述第一部分内将所述压摆值控制为使得其由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压电气频率的6倍与所述压摆系数之积。
所述控制器可在所述第一部分内以
压摆值=-0.5*cos(6*(压摆系数*γ))+0.5
控制所述压摆值,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置。
所述控制器可根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率,从多个值中选出所述压摆系数值。
所述控制器可将所述压摆值控制为使得其在所述区段的第二部分内具有最大值,该第二部分与所述第一部分接续。
对于所述区段第一部分内的交流输出电压角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述控制器可将所述压摆值控制为使得其在所述第一部分内具有最大值。所述控制器可将所述压摆值控制为使得其形状由正弦曲线在所述第二部分内的处于其最大值与最小值之间的下降部分限定,该第二部分与所述第一部分接续。
所述控制器可根据压摆系数控制所述第二部分的持续时间,该压摆系数为对所述最小值与最大值之间跃迁的持续时间进行控制的标量值。
所述控制器可在所述第二部分内将所述压摆值控制为由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压电气频率的6倍与所述压摆系数之积。该正弦曲线可发生相移。
所述控制器可以以
压摆值=0.5*cos(6*(压摆系数*(γ-压摆偏移量)))+0.5
控制所述压摆值,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置,压摆偏移量表示所述第二部分的起始角度。
所述第二部分的起始角度可由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置大于区段持续时间与该区段持续时间和所述压摆系数的商之差。
所述控制器可根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率,从多个值中选出所述压摆系数值。
作为由三角函数限定所述压摆形状的一种替代方案,所述控制器可将所述压摆值控制为使得其在其最小值与最大值之间以线性方式、指数方式或对数方式进行跃迁。
所述控制器可在调制系数和/或所述输出电压的输出频率大于阈值时施加所述共模分量电压。
在任何上述方案中,所述电气负载可包括电动机或发电机,或者加热器等其他电气负载。上述方法适用于需要交流输入的任何类型负载。
附图说明
以下,参考附图,仅以举例方式对本发明进行描述。附图中:
图1为逆变器的简化示意图;
图2所示为图1逆变器通断状态的矢量表示形式;
图3所示为一个脉冲宽度调制开关周期内的脉冲宽度空间矢量调制(SVM)示例;
图4为图1逆变器输出端的相电压(相对于0V线路);
图5所示为图1逆变器输出端的电气负载相应线间电压;
图6所示为现有总线钳位技术;
图7所示为使用压摆控制型缩沿技术后的输出交流电压;
图8所示为使用压摆控制型缩沿技术后的输出交流电压,其中,压摆变化方式与图7不同;
图9所示为使用压摆控制型缩沿技术后的输出交流电压,其中,压摆变化方式与图7和图8不同;
图10为使用SVM技术、现有总线钳位技术及上述技术的系统在0Hz~50kHz范围内的星点测量电气负载共模电流图;
图11为图10中0Hz~25kHz频率区间的星点图;
图12为图11在更低调制系数下的星点图;以及
图13为图11在更高调制系数下的星点图。
具体实施方式
简而言之,本文描述一种调制技术,其中,控制器通过对输出交流电压进行调制而在达到最大正值或最大负值的相中引入偏移量,从而在当各相达到最大正值时,使得该相钳位至正直流电源轨,而且在当各相达到最大负值时,使得该相钳位至负直流电源轨。所述偏移量通过在多个输出角度区段内在所有相中引入共模分量电压的方式实现。为了减小NVH和EMI,在各个区段内,共模分量电压幅度随输出角度在最小值与最大值之间变化,以控制三相交流输出电压上升沿或下降沿的压摆率。
通过在交流输出电压的上升沿和下降沿中引入压摆,可以舒缓电源轨较为突兀的跃迁,从而减小NVH和EMI。
图7所示为使用本发明新调制技术后的输出交流电压,该技术在本文中称为压摆控制型缩沿(SCER)技术。在该图中,U相的调制方式使得,当其成为所有相当中达到最大正值电压的相时,通过施加共模分量电压,将其在部分输出角度上钳位于正电源轨,而且当其成为所有相当中达到最大负值电压的相时,通过施加共模分量电压,将其在部分输出角度上钳位于负电源轨。同样地,当V相和W相成为最大正值相或最大负值相时,通过施加共模分量电压,以分别将其在部分输出角度上钳位于正负电源轨。
从图7可以看出,共模分量电压通过压摆值发生变化,该压摆值为0(与共模分量电压的0值对应)与1(与共模分量电压的最大值对应)之间的标量系数。通过改变各输出角度上的压摆值,可使得共模分量电压的量随输出角度变化,从而可以实现对以下参数的选择:共模分量电压完全导通(因此,相应输出相电压钳位至相应电源轨)时的输出角度;共模分量电压关断(因此,仅依赖所使用的无钳位功能的底层调制方案(如SVM或其他调制方案)进行调制)时的输出角度;共模分量电压从最小值增至最大值或从最大值降至最小值所需经历的角度度数。
如此,SCER技术实现在底层调制方案(如SVM)与钳位方案(其中,输出电压钳位至正负电源轨)之间对上升沿和下降沿的舒缓,从而减少单纯钳位技术常见的NVH和EMI问题。
图8所示为使用压摆控制型缩沿技术后的输出交流电压,其中,压摆变化方式与图7不同。在该例中,可以看出,压摆值的调节方式类似于输出角度的三角函数。如此,底层调制方案与钳位方案之间的转换时间相对较长,从而使得输出交流电压的上升沿和下降沿更浅。如此,通过以该压摆值形状调节共模控制电压,可实现远低于单纯总线钳位方法的NVH和EMI。然而,在该情形中,由于最大程度缩短了正负电源轨的钳位时间,因此各相的开关停止通断的时间极短,从而使得通断损耗的减小作用几乎为零。
图9所示为使用压摆控制型缩沿技术后的输出交流电压,其中,压摆变化方式与图7和图8不同。在该例中,可以看出,压摆值的形状在其最小值和最大值之间快速变化,从而使得底层调制方案与钳位方案之间的转换极为迅速,并因此使得输出交流电压的上升沿和下降沿极为陡峭。与图7和图8方案相比,利用该压摆值形状调节共模电压时的NVH和EMI更大。然而,由于该方案最大程度延长了正负电源轨的时间,因此与图7和图8方案相比,其可更大程度地减小通断损耗。
可以看出,输出交流电压在正负电源轨上所花费的时间(影响通断损耗的降低效果)与达到电源轨电压所需的时间(影响NVH和EMI)之间存在着权衡取舍。
其中,可以根据本技术目的的需要,使用任何形状,使压摆值(与共模分量电压)随输出交流电压角度变化。例如,压摆值可以以线性形状、指数形状或对数形状跃迁(从而使共模分量电压在其最小值和最大值之间变化)。压摆值设置可以以部分三角函数的形状跃迁(从而使共模分量电压在其最小值和最大值之间变化)。
调制操作和实验发现,压摆值(及共模分量电压)在最小值与最大值之间的优选跃迁形状为基于正弦曲线的S形。该形状除了可以以最佳方式减小跃迁中的陡峭边沿(从而最大程度减小NVH和EMI的上升)之外,还可实现各相在正负电源轨上的最大钳位时间(从而减小该相的通断损耗)。
以下,对SCER技术中压摆值(及共模分量电压幅度)随输出交流电压角度变化的优选形状进行描述。
将任何一相钳位至正电源轨或负电源轨意味着还需适当地提升或降低其他相的幅度,以使得电气负载的线间电压保持正弦波形。
Vu=sin(θ)+Vc
Vv=sinn(θ+120°)+Vc
Vw=sin(θ+240°)+Vc
其中,Vu表示某一角度下的U相电压,Vv表示某一角度下的V相电压(相对于U相,相移120°),Vw表示某一角度下的W相电压(相对于U相,相移240°)。Vc表示共模分量电压。
当需要Vu与正直流电源轨电压相等时,须将Vc设为能够弥补相应压差的值。
Vc=(sin(θ)+VDC)*压摆值
其中,VDC表示直流电源轨电压。该等式表示钳位至正电源轨情形中的VDC值。当需要钳位至负电源轨时,VDC值前为减号。
如上所述,压摆值为0和1之间的标量值,该值能够对输出交流电压角度轴上的任何具体点上施加的Vc幅度进行控制。
在确定共模分量值时,可以使用如下输入值:
·电气角度θ
·VU、VV、VW值(SVM计算值)
·直流总线电压:VDC+ve及VDC-ve
·所选钳位功能的定义:
给定区段中,应将对哪一相进行钳位?不钳位任何相,还是钳位U相、V相或W相?
待钳位的相的钳位对象为何?不钳位,还是钳位至VDC+ve或VDC-ve?
施加至共模分量上的标量值(即压摆值)为何?0%,100%,随时间上升,或者随时间下降?
对于每一方案,可以创建输出交流电压角度的每一30度区段的最后三个输入值当中每一输入值的映射表。例如,如下所示:
区段 | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 |
相 | V | U | U | W | W | V | V | U | U | W | W | V |
总线 | +ve | -ve | -ve | +ve | +ve | -ve | -ve | +ve | +ve | -ve | -ve | +ve |
压摆 | 降 | 升 | 降 | 升 | 降 | 升 | 降 | 升 | 降 | 升 | 降 | 升 |
虽然该方案中将输出交流电压角度划分为30°的各个区段,但是本领域技术人员可以理解的是,也可使用其他大小的区段。该方案中选择30°区段的原因在于易于实现。
上表中,压摆值的“升”表示,在相应区段内,压摆值至少在该区段的一部分上从低值升至高值。压摆值的“降”表示,在相应区段内,压摆值至少在该区段的一部分上从高值降至低值。
在各个“升”区段内,压摆值可按照上述方式根据需要具有相应形状。优选地,“升”区段的形状由三角函数的一部分定义,优选由正弦曲线的至少上升部分定义。在各个“降”区段内,压摆值可按照上述方式根据需要具有相应形状。优选地,“降”区段的形状由三角函数的一部分定义,优选由正弦曲线的至少下降部分定义。
输出交流电压30°区段内的操作角度可例如由下式表示:
此外,还可以通过下式确定各30°区段当中当前操作所处的30°区段:
从上表中,可以确定待对压摆值进行的操作(0%,100%,“升”或“降”)。如果要求压摆值保持于0%(相当于SVM),则将压摆值设为0。如果要求压摆值保持于100%(相当于总线钳位状态),则将压摆值设1。
如果要求压摆值“升”,则表示要求使压摆值在相应区段的一部分上从低值升至高值,然后在该区段的剩余部分上保持最大值。其中,根据该区段内的操作角度,可设置如下规则:
·如果操作角度与压摆系数之积小于30°,则根据目标形状,增大压摆值
·如果操作角度与压摆系数之积大于30°,则将压摆值设为1(即100%)
压摆系数也为标量值,该值可实现对区段内上升时间段和下降时间段的控制。
对于“升”操作,优选形状可表示为:
压摆值=-0.5*cos(6*(压摆系数*γ))+0.5
可以看出,压摆值形状的中心部位由基本频率为输出交流电压频率6倍的三角函数定义。压摆系数对其时间段进行控制,以使得函数产生压摆值(以及共模分量电压)的速率上升。
对于本领域技术人员而言显而易见的是,该压摆值还能以其他数学方式表示,并仍旧获得相同的结果。
如果要求压摆值“降”,则表示要求使压摆值先在相应区段的一部分上保持其最大值,然后在该区段的剩余部分上从最大值降至低值。其中,根据该区段内的操作角度,可设置如下规则:
·如果操作角度小于用于确定该区段下降部分的起始角度的“压摆偏差值”,则将压摆值保持于其最大值
·如果操作角度大于“压摆偏差值”,则根据目标形状,减小压摆值
压摆偏差值确定了所述下降部分的起始角度和/或持续时间,并与压摆系数成比例。该30°区段方案的压摆偏差值可表示如下:
对于“降”操作,优选形状可表示为:
压摆值=0.5*cos(6*压摆系数*(γ-压摆偏差位))+0.5
可以看出,压摆值下降函数形状的中心部位由基本频率为输出交流电压频率6倍的三角函数定义。压摆系数对其时间段进行控制,以使得函数产生压摆值(以及共模分量电压)的速率下降。压摆偏差值实现了可变相移,相移量取决于压摆系数。
同样地,对于本领域技术人员而言显而易见的是,该压摆值还能以其他数学方式表示,并仍旧获得相同的结果。
在任何“升”操作或“降”操作中,可以根据逆变器的目标调制系数和/或输出交流电压的工作频率等若干因素,对压摆系数值进行选择。此外,可以在不同条件下对电气负载进行表征,以找出能够令上述SCER技术实现最大益处的操作点。在所述表征中,可以制订查找表或其他参考形式的压摆系数表,以供电气负载在操作过程中参照或参考。
类似地,根据已知的电气负载操作点、逆变器调制系数及/或输出交流电压频率,可以决定是否需要实施SCER技术。该决定可根据实时测量结果做出,也可按照查找方式,根据电气负载的已表征操作值表做出。根据需要,可以在每个PWM周期内进行SCER与SVM(或所使用任何底层调制方案)之间的转换。此外,该技术还可用于调制指数大于1的情形。
图10为调制系数为0.82情形下使用SVM技术、现有总线钳位技术及上述SCER技术的系统在0Hz~50kHz范围内的星点测量共模电流图。其中,SVM示为黑色,用于参考;OG(蓝色)表示现有总线钳位技术;SCER(压摆控制型缩沿)技术示为橙色。可以看出,在整个频谱中,均存在共振峰。然而,低频下的NVH问题总体上更为显著,该问题可导致逆变器供电的电气负载产生噪声和振动。
图11为图10中0Hz~25kHz频率区间的星点图。可以看出,现有总线钳位技术曲线在1.2kHz附近存在大量的噪声,但SCER技术在相同频率下未见噪声的明显增大。标准SVM调制方案具有类似噪声水平,但是由于其可将各相钳位于各个电源轨,因此还具有减小通断损耗的益处。
图12为图11在0.74这一更低调制系数下的星点图。图13为图11在0.94这一更高调制系数情形中的星点图。从此两情形可以看出,现有总线钳位技术在1.2kHz附近频率下的噪声水平较高,而上述SCER技术的噪声水平类似于标准SVM技术,但是由于其可将各相钳位于各个电源轨,因此还具有减小通断损耗的益处。
SCER技术还可以减少同时通断,从而有助于减少电磁辐射。
实验和模拟的观察结果表明,虽然SCER技术实现的通断损耗降低量为30%(与此相比,现有总线钳位方法为33%),但是其对NVH的负面作用极小(现有技术方法的缺点)。
所有上述方法均可在控制器内实施,该控制器为硬件或软件形式,并且与例如如图1所示的可控开关连接。然而,此类控制器不限于图1开关的物理形式。例如,虽然图1所示为一种可供上述改进方法实施的简易式现有技术转换器/逆变器,但是需要注意的是,该方法还可应用于多电平转换器,即直流电压数多于图1所示两个直流电压的转换器。
在上述任何情形中,电气负载可理解为多相电气负载。此类电气负载一例为电动机或发电机,但是该SCER技术还可应用于任何类型的多相电气负载。
毋庸置疑,本领域技术人员还可获得多种其他有效替代方案。应该理解的是,本发明不限于上述实施方式,并且涵盖对本领域技术人员而言显而易见且处于范围内的修改方案。
Claims (48)
1.一种产生三相电压的方法,该三相电压用于为电气负载供电,其特征在于,该方法包括:
从电压源接收输入电压,并在多个脉冲宽度调制周期内通过脉冲宽度调制对多个开关进行控制,以产生用于电气负载的三相交流输出,所述输入电压具有正电源轨电压和负电源轨电压,每一所述三相交流输出具有在多个区段内变化的幅度和角度,每一所述区段代表角度位置时间段,每一所述三相交流输出均在角度上彼此偏移;
针对每一区段:
识别出趋向所述正电源轨的所述三相交流输出电压中具有最大正值电压的输出电压,或者识别出趋向所述负电源轨的所述三相交流输出电压中具有最大负值电压的输出电压;
控制所述多个开关,以在对应的所述区段内向所述三相中的每一相施加共模分量电压,该共模分量电压的最大幅度足以将识别出的相应相的电压钳位至相应的所述正电源轨或相应的所述负电源轨,
其中,所述共模分量电压幅度在相应的所述区段内变化最小值与最大值之间的角度;其中,改变该共模分量电压幅度,以对所述三相交流输出电压的相应上升沿或相应下降沿的压摆率进行控制。
2.根据权利要求1所述的方法,其特征在于,通过压摆值令所述共模分量电压在相应的所述区段内变化所述最小值与所述最大值之间的角度,所述压摆值包括在该区段内处于相应的最小压摆值与相应的最大压摆值之间的可变标量值。
3.根据权利要求2所述的方法,其特征在于,所述压摆值在每一所述区段内根据交流输出的所述角度位置在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间变化。
4.根据权利要求2所述的方法,其特征在于,所述压摆值在所述区段的与所识别出的相的交流输出的相应上升沿或相应下降沿的部分重合的部分内低于所述最大压摆值。
5.根据权利要求2所述的方法,其特征在于,所述压摆值在所述区段的一部分内处于所述最大压摆值,以将所识别出的相的交流输出钳位至相应的所述正电源轨或相应的所述负电源轨。
6.根据权利要求2所述的方法,其特征在于,所述压摆值在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的跃迁具有由三角函数的一部分限定的形状。
7.根据权利要求6所述的方法,其特征在于,对于所述区段的第一部分内的交流输出电压的角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,在该第一部分内,所述压摆值的幅度由正弦曲线的处于所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的上升部分限定。
8.根据权利要求6所述的方法,其特征在于,所述区段的所述第一部分的持续时间基于压摆系数,该压摆系数为对所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的所述跃迁的持续时间进行控制的标量值。
9.根据权利要求8所述的方法,其特征在于,所述第一部分由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置与所述压摆系数之积具有小于30°的角度。
10.根据权利要求8所述的方法,其特征在于,所述第一部分的所述压摆值由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压的电气频率的6倍与所述压摆系数之积。
11.根据权利要求8所述的方法,其特征在于,所述第一部分的所述压摆值由
压摆值=-0.5*cos(6*(压摆系数*γ))+0.5
限定,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置。
12.根据权利要求8所述的方法,其特征在于,所述压摆系数的值根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率从多个值中选出。
13.根据权利要求6所述的方法,其特征在于,所述压摆值在相应的所述区段的第二部分内具有最大压摆值,该第二部分与所述第一部分接续。
14.根据权利要求6所述的方法,其特征在于,对于相应的所述区段的第一部分内的交流输出电压的角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述压摆值在所述第一部分内具有最大压摆值。
15.根据权利要求14所述的方法,其特征在于,所述压摆值的形状由正弦曲线在所述第二部分内的处于所述最大压摆值与所述最小压摆值之间的下降部分限定,该第二部分与所述第一部分接续。
16.根据权利要求15所述的方法,其特征在于,所述第二部分的持续时间基于压摆系数,该压摆系数为对所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的所述跃迁的持续时间进行控制的标量值。
17.根据权利要求16所述的方法,其特征在于,所述第二部分的所述压摆值由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压的电气频率的6倍与所述压摆系数之积。
18.根据权利要求17所述的方法,其特征在于,所述正弦曲线发生相移。
19.根据权利要求16所述的方法,其特征在于,所述压摆值由
压摆值=0.5*cos(6*(压摆系数*(γ-压摆偏移量)))+0.5
限定,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置,所述压摆偏移量表示所述第二部分的起始角度。
20.根据权利要求19所述的方法,其特征在于,所述第二部分的起始角度由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置大于区段持续时间与该区段持续时间和所述压摆系数的商之差。
21.根据权利要求16所述的方法,其特征在于,所述压摆系数的值根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率从多个值中选出。
22.根据权利要求2所述的方法,其特征在于,所述压摆值在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间以线性方式、指数方式或对数方式进行跃迁。
23.根据前述任何一项权利要求所述的方法,其特征在于,所述共模分量电压在调制系数和/或所述输出电压的输出频率大于阈值时施加。
24.根据权利要求1所述的方法,其特征在于,所述电气负载包括电动机或发电机。
25.一种用于产生三相电压的逆变器,所述三相电压用于为电气负载供电,其特征在于,该逆变器包括:
接收输入电压的输入端,该输入电压具有正电源轨电压和负电源轨电压;
三个交流输出端,每个相分配其中一个所述交流输出端,所述三个交流输出端用于输出为电气负载供电的三相交流输出电压;
多个开关,连接于所述输入电压与所述三个交流输出端之间,用于产生所述三相交流输出电压;
控制器,与所述多个开关连接,该控制器在多个脉冲宽度调制周期内通过脉冲宽度调制对所述多个开关进行控制,以产生用于所述电气负载的三相交流输出,每一所述三相交流输出具有在多个区段内变化的幅度和角度,每一所述区段代表角度位置时间段,每一所述三相交流输出均在角度上彼此偏移,
其中,所述控制器用于:
针对每一区段:
识别出趋向所述正电源轨的所述三相交流输出电压中具有最大正值电压的输出电压,或者识别出趋向所述负电源轨的所述三相交流输出电压中具有最大负值电压的输出电压;
控制所述多个开关,以在对应的所述区段内向所述三相中的每一相施加共模分量电压,该共模分量电压的最大幅度足以将识别出的相应相的电压钳位至相应的所述正电源轨或相应的所述负电源轨,
其中,所述共模分量电压幅度在相应的所述区段内变化最小值与最大值之间的角度;其中,改变该共模分量电压幅度,以对所述三相交流输出电压的相应上升沿或相应下降沿的压摆率进行控制。
26.根据权利要求25所述的逆变器,其特征在于,通过压摆值令所述共模分量电压在相应的所述区段内变化所述最小值与所述最大值之间的角度,所述压摆值包括在该区段内处于相应的最小压摆值与相应的最大压摆值之间的可变标量值。
27.根据权利要求26所述的逆变器,其特征在于,所述控制器令所述压摆值在每一所述区段内根据交流输出的所述角度位置在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间变化。
28.根据权利要求26所述的逆变器,其特征在于,所述压摆值在所述区段的与所识别出的相的交流输出的相应上升沿或相应下降沿的部分重合的部分内低于所述最大压摆值。
29.根据权利要求26所述的逆变器,其特征在于,所述压摆值在所述区段的一部分内处于所述最大压摆值,以将所识别出的相的交流输出钳位至相应的所述正电源轨或相应的所述负电源轨。
30.根据权利要求26所述的逆变器,其特征在于,所述控制器以由三角函数的一部分限定的形状,对所述压摆值在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的跃迁进行控制。
31.根据权利要求30所述的逆变器,其特征在于,对于所述区段的第一部分内的交流输出电压的角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述控制器在该第一部分内将所述压摆值控制为使得所述压摆值的幅度由正弦曲线的处于所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的上升部分限定。
32.根据权利要求30所述的逆变器,其特征在于,所述控制器根据压摆系数控制所述区段的第一部分的持续时间,该压摆系数为对所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的所述跃迁的持续时间进行控制的标量值。
33.根据权利要求32所述的逆变器,其特征在于,所述第一部分由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置与所述压摆系数之积具有小于30°的角度。
34.根据权利要求32所述的逆变器,其特征在于,所述控制器在所述第一部分内将所述压摆值控制为使得所述压摆值由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压的电气频率的6倍与所述压摆系数之积。
35.根据权利要求32所述的逆变器,其特征在于,所述控制器在所述第一部分内以
压摆值=-0.5*cos(6*(压摆系数*γ))+0.5
控制所述压摆值,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置。
36.根据权利要求32所述的逆变器,其特征在于,所述控制器根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率,从多个值中选出所述压摆系数的值。
37.根据权利要求30所述的逆变器,其特征在于,所述控制器将所述压摆值控制为使得所述压摆值在相应的所述区段的第二部分内具有最大压摆值,该第二部分与所述第一部分接续。
38.根据权利要求30所述的逆变器,其特征在于,对于相应的所述区段的第一部分内的交流输出电压的角度位置,该区段具有跨越30°的角度位置,所述控制器将所述压摆值控制为使得其在所述第一部分内具有最大压摆值。
39.根据权利要求38所述的逆变器,其特征在于,所述控制器将所述压摆值控制为使得所述压摆值形状由正弦曲线在所述第二部分内的处于所述最大压摆值与所述最小压摆值之间的下降部分限定,该第二部分与所述第一部分接续。
40.根据权利要求39所述的逆变器,其特征在于,所述控制器根据压摆系数控制所述第二部分的持续时间,该压摆系数为对所述最小压摆值与所述最大压摆值之间的所述跃迁的持续时间进行控制的标量值。
41.根据权利要求40所述的逆变器,其特征在于,所述控制器在所述第二部分内将所述压摆值控制为由正弦曲线限定,该正弦曲线的时间长度限定为所述交流输出电压的电气频率的6倍与所述压摆系数之积。
42.根据权利要求41所述的逆变器,其特征在于,所述正弦曲线发生相移。
43.根据权利要求40所述的逆变器,其特征在于,所述控制器以
压摆值=0.5*cos(6*(压摆系数*(γ-压摆偏移量)))+0.5
控制所述压摆值,其中,γ表示所述交流输出电压的角度位置,所述压摆偏移量表示所述第二部分的起始角度。
44.根据权利要求43所述的逆变器,其特征在于,所述第二部分的起始角度由所述交流输出电压限定,该交流输出电压的角度位置大于区段持续时间与该区段持续时间和所述压摆系数的商之差。
45.根据权利要求40所述的逆变器,其特征在于,所述控制器根据调制系数和/或所述输出交流电压的输出频率,从多个值中选出所述压摆系数的值。
46.根据权利要求26所述的逆变器,其特征在于,所述控制器将所述压摆值控制为使得所述压摆值在所述最小压摆值与所述最大压摆值之间以线性方式、指数方式或对数方式进行跃迁。
47.根据权利要求25至46当中任一项所述的逆变器,其特征在于,所述控制器在调制系数和/或所述输出电压的输出频率大于阈值时施加所述共模分量电压。
48.根据权利要求25所述的逆变器,其特征在于,所述电气负载包括电动机或发电机。
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