CN114640311B - 一种基于最小均方误差算法的解调电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于最小均方误差算法的解调电路及方法，其包括：C/V转换电路，用于将接收到的电容式传感器信号转换成电压信号，该电压信号为抵消基础电容值后的电压信号；基于LMSD的数字解调电路，接收C/V转换电路传输至的抵消基础电容值后的电压信号，用于对接收到的电压信号进行迭代解调；自循环数字控制电路，用于根据数字解调电路幅值分量大小调节抵消电容阵列电容大小。本发明对敏感结构的基础电容值进行部分抵消，通过改进后的LMSD迭代获得精度更高的信号解调结果。本发明可以广泛应用于电容式惯性传感器信号处理领域。

Description

一种基于最小均方误差算法的解调电路及方法

技术领域

本发明涉及一种传感器检测与集成电路，特别是关于一种用于电容式惯性传感器信号解调的基于最小均方误差算法的解调电路及方法。

背景技术

为了获得电容式惯性传感器的信号，通常需要把调制信号调制到高频载波上，利用高频信号纯净、易于传播、衰减较小的性质降低电路低频噪声对信号质量的影响。

需要利用解调算法从已经调制的信号中提取测量信号，常用的惯性传感器解调算法包含乘法相敏解调、递归最小方差解调、卡尔曼滤波和最小均方误差解调。乘法相敏解调将待解调值和参考信号相乘再通过一个低通滤波器即可得到信号幅值。递归最小方差解调、卡尔曼滤波和最小均方误差解调算法本质上通过使均方差最小来获取最佳信号估计值。相比于经典乘法相敏解调需要经过高阶低通滤波器来滤除倍频成分，LMSD算法不需要数字低通滤波器，可以简化计算。对电容式传感器直接使用传统的LMSD解调算法时，因为传感器敏感结构基础电容值的存在，会导致C/V转换电路中电容变化量对应的电压输出范围减小，降低整个传感器的测量分辨率。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种基于最小均方误差算法的解调电路，该电路结合数字控制电容抵消阵列，基于LMSD的解调算法，对敏感结构的基础电容值进行部分抵消，通过改进后的LMSD迭代获得精度更高的信号解调结果。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种基于最小均方误差算法的解调电路，其包括：C/V转换电路，用于将接收到的电容式传感器信号转换成电压信号，该电压信号为抵消基础电容值后的电压信号；基于LMSD的数字解调电路，接收C/V转换电路传输至的抵消基础电容值后的电压信号，用于对接收到的电压信号进行迭代解调；自循环数字控制电路，用于根据数字解调电路幅值分量大小调节抵消电容阵列电容大小。

进一步，所述C/V转换电路包括抵消电容阵列和电荷放大器；电容式传感器信号传输至所述抵消电容阵列，经所述抵消电容阵列抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过所述电荷放大器转换成电压信号。

进一步，所述抵消电容阵列采用与高频载波相位相反的载波实现抵消基础电容；

所述抵消电容阵列由多个相互并联的电容构成，通过开关控制电容选通，开关的状态通过自循环数字控制电路进行控制。

进一步，所述基于LMSD的数字解调电路对采样信号进行单周期迭代计算，计算6个参考信号幅值分量，实现单个时钟周期的幅值分量结果更新；

所述基于LMSD的数字解调电路包括滤波电路、误差计算电路和滤波器系数更新电路；所述滤波电路包括第一乘法器陈列和第一加法器阵列；所述第一乘法器阵列中每个乘法器中的一个操作数是参考信号，另一个操作数是幅值分量，所述第一加法器阵列对所述第一乘法器陈列结果相加，获得滤波后的值；

所述误差计算电路将滤波后的值与AD转换后采样信号的值作差获得误差；

所述滤波器系数更新电路包括第二乘法器阵列和第二加法器阵列，所述第二乘法器阵列中的一个乘法器用于计算步长和误差的乘积，其计算结果作为其余乘法器的其中一个操作数，其余乘法器的另一个操作数依次为6个参考信号，将其余乘法器计算的结果与上一次计算的幅值分量相加，获得更新后的6个参考信号幅值分量的数值，并输出。

进一步，所述基于LMSD的数字解调电路是对所述C/V转换电路输出的信号进行解调分析；所述C/V转换电路的输出电压信号带有被高频载波调制的误差分量，其电压信号模型为：

其中，a是电压信号模型的幅值；carrier(·)是高频载波的函数表达式ω_c和分别代表载波的角频率和初始相位；ω_r和分别是谐振运动的角频率和初始相位；a₀是直流误差的分量，其角频率和初始相位也是ω_c和

进一步，所述自循环数字控制电路包括信号发生器和电容控制模块；所述信号发生器产生两路高频载波，一路载波用于基础电容，另一路相位相反的载波用于抵消电容阵列，当抵消电容的值等于基础电容值时，输出的电压与敏感结构的电容变化量成正比例关系；对电容组合进行遍历，获得256种LMSD解调模块中没有抵消的基础电容的幅值分量幅值大小，从中寻找出幅值最小时的电容组合参数，通过电容控制模块进行配置。

进一步，还包括数据平滑电路；所述数据平滑电路连接在所述基于LMSD的数字解调电路与所述自循环数字控制电路之间；所述数据平滑电路用于接收到的所述基于LMSD的数字解调电路传输至的幅值分量，计算2的指数倍平滑后的幅值分量结果，用于所述自循环控制模块和输出计算。

一种基于最小均方误差算法的解调方法，该方法基于最小均方误差算法的解调电路实现，其包括：电容变化的信号由高频载波调制后，经过电容抵消阵列来抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过电荷放大器转换成电压信号；采用高频信号对电压信号进行采样，采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调；将解调没有抵消的基础电容的幅值分量的大小反馈给自循环数字控制电路，寻找出电容抵消阵列的最佳参数，用于后续解调。

进一步，所述采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调，包括：

利用两种频率的正余弦信号生成六路参考信号；

设置缓存寄存器用于在每个采样时钟上升沿储存ADC采样输出的数据，设置缓存寄存器组用于存储6路参考信号，设置参考信号幅值分量寄存器组用于存储参考信号幅值分量；

采用6个乘法器计算x_i*ω_i的值，求和获得采样信号的估计值，与ADC采样获得的采样信号作差获得迭代误差，用于获得新的ω_i；其中，x_i表示6路参考信号，ω_i为6路参考信号的幅值分量，i的取值为1到6；

在下一个时钟上升沿将更新后的参考信号幅值分量存储到寄存器组用于下一轮迭代计算，其中没有抵消的基础电容的幅值分量反馈至自循环数字控制电路；

迭代误差逐渐接近0，此时对稳定后的幅值分量进行计算获得正确的信号幅值；在单周期内完成参考信号幅值分量的更新及数据输出。

进一步，所述通过自循环数字控制电路寻找出电容抵消阵列的最佳参数，包括以下步骤：

利用的大小，通过控制字对抵消电容阵列控制字进行遍历；ω₅、ω₆表示没有抵消的基础电容的幅值分量；

通过寻找遍历过程中使得幅值最小的电容组合作为最佳参数，用于对电容式惯性传感器加工完成后未完全抵消的电容值进行最佳校正。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：

1、本发明利用抵消电容阵列，对敏感结构所带的基础电容值进行抵消，降低了基础电容对测量精度的影响，提高了整个传感器的增益系数。

2、本发明采用了集成电路的设计方案，信号产生涉及的参数可以通过CPU进行配置，利用优化改进后的LMSD算法，能够实现单个时钟周期内参考信号幅值分量的计算更新，满足实时性和在线应用的需求。

3、本发明可以通过迭代计算的幅值分量反馈没有抵消的基础电容值的幅值分量大小，通过数字控制电路对控制字进行遍历灵活调整抵消电容大小，进而根据幅值分量的大小确定最佳控制字状态，达到对基础电容的最佳校正。

综上，本发明可以广泛应用于电容式惯性传感器信号处理领域。

附图说明

图1是本发明实施例中最小均方误差算法的解调电路整体架构框图；

图2是本发明实施例中抵消电容阵列的原理框图；

图3是本发明实施例中基于LMSD的数字解调算法原理框图；

图4是本发明实施例中数据平滑电路原理框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

本发明涉及一种基于最小均方误差算法的解调电路，其包括自循环数字控制电路，电容抵消阵列，基于LMSD的数字解调电路，数据平滑电路。自循环数字控制电路根据解调幅值分量大小评估抵消精度，调节电容抵消阵列开关状态；电容抵消阵列用于抵消敏感结构基础电容；基于LMSD的数字解调电路用于对采样信号进行迭代计算和解调；数据平滑电路用于将数据平滑输出，降低低频噪声。本发明通过在解调参考信号中加入未抵消电容幅值分量，反馈调节电容抵消阵列开关状态，提高了电路工作的灵活性和精确度。

在本发明的一个实施例中，提供一种基于最小均方误差算法的解调电路，本实施例中，如图1所示，该电路包括：基于抵消电容的C/V转换电路、基于LMSD的数字解调电路和自循环数字控制电路。

C/V转换电路用于将接收到的电容式传感器信号转换成电压信号，该电压信号为抵消基础电容值后的电压信号；

基于LMSD的数字解调电路接收C/V转换电路传输至的抵消基础电容值后的电压信号，用于对接收到的电压信号进行迭代解调；

自循环数字控制电路用于根据数字解调电路幅值分量大小调节抵消电容阵列电容大小。

上述实施例中，C/V转换电路包括抵消电容阵列和电荷放大器。电容式传感器信号传输至抵消电容阵列，经抵消电容阵列抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过电荷放大器转换成电压信号。

其中，抵消电容阵列采用与高频载波相位相反的载波来达到抵消基础电容的目的。抵消电容阵列由多个相互并联的电容构成，通过开关控制电容选通，开关的状态通过自循环数字控制电路进行控制；即开关的控制端与8位数字信号相连，可以通过CPU的控制字对其进行配置和选通。

优选的，如图2所示，抵消电容阵列由8个并联的电容组成，抵消电容的大小分别是单位电容值C的1,2,4,8,16,32,64,128倍，通过寄存器控制开关的通断，8种电容大小共有256种组合方式，所有电容开关全部断开时，并联电容为0，所有开关全部闭合时，并联电容达最大值255·C，即并联电容可调节电容范围为0-255·C，调节精度为单位电容值C，单位电容值C的大小根据实际情况选定。

优选的，电荷放大器采用全差分电荷放大器。全差分电荷放大器电路用于获得与输入电荷成比例的电压输出。

上述实施例中，基于LMSD的数字解调电路对采样信号进行单周期迭代计算，计算6个参考信号幅值分量，电路实现单个时钟周期的幅值分量结果更新。具体的，如图3所示，基于LMSD的数字解调电路包括滤波电路、误差计算电路和滤波器系数更新电路。

滤波电路包括第一乘法器陈列和第一加法器阵列；第一乘法器阵列中每个乘法器中的一个操作数是参考信号，另一个操作数是幅值分量，第一加法器阵列对第一乘法器陈列结果相加，获得滤波后的值；在本实施例中，优选的，第一乘法器陈列和第一加法器阵列中分别包含6个乘法器和5个加法器；每个乘法器中的一个操作数是参考信号，另一个操作数是幅值分量，5个加法器对6个乘法器结果相加，获得滤波后的值。

误差计算电路将滤波后的值与AD转换后采样信号的值作差获得误差；在本实施例中，电容式传感器采集的信号进入误差计算电路之前需要经过AD(模数转换器)采样转换成数字信号进行处理，如图1中的采样信号所示。

滤波器系数更新电路包括第二乘法器阵列和第二加法器阵列，第二乘法器阵列中的一个乘法器用于计算步长和误差的乘积，其计算结果作为其余乘法器的其中一个操作数，其余乘法器的另一个操作数依次为6个参考信号，将其余乘法器计算的结果与上一次计算的幅值分量相加，获得更新后的6个参考信号幅值分量的数值，并输出。在本实施例中，优选的，第二乘法器阵列和第二加法器阵列中分别包含7个乘法器和6个加法器，其中一个乘法器用于计算步长和误差的乘积，其计算结果作为其它6个乘法器的其中一个操作数，6个乘法器的另一个操作数依次是6个参考信号，6个乘法器计算的结果与上一次计算的幅值分量相加，获得更新后的6个参考信号幅值分量的数值，并输出。

在本实施例中，基于LMSD的数字解调电路是对C/V转换电路输出的信号进行解调分析。C/V转换电路的输出电压信号带有被高频载波调制的误差分量，其电压信号模型可用如下公式表示：

其中，a是电压信号模型的幅值；carrier(·)是高频载波的函数表达式，可以是方波或者正余弦波形式，其中ω_c和分别代表载波的角频率和初始相位；ω_r和分别是谐振运动的角频率和初始相位；a₀是直流误差的分量，其角频率和初始相位也是ω_c和该电压信号模型可以将抵消电容阵列未完全抵消的电容值纳入考虑范围，提高解调精度。

在本实施例中，基于LMSD的数字解调电路中，采样信号为：

d(n)＝y(n)+e(n)

其中，d(n)为传感器采样信号，y(n)为真实信号值，e(n)为信号噪声。在解调过程中，需要利用一组正交函数的线性组合来对传感器采样信号进行拟合，并使得拟合误差最小。

在本实施例中，对于电容式惯性传感器，采用6路信号作为解调过程中的参考信号，参考信号x₁(t)～x₆(t)选择如下：

其中，ω_c和ω_r分别表示载波频率和谐振频率，和表示参考信号的初始相位。利用上述参考信号对采样信号进行迭代计算，用W＝[ω₁,ω₂,ω₃,ω₄,ω₅,ω₆]表示六路信号的幅值分量。则当信号为电容式陀螺仪信号时，ω₁,ω₂,ω₃,ω₄表示传感器信号的幅值分量，通过公式计算可以获得电压信号模型的幅值a；而ω₅、ω₆则表示没有抵消的基础电容的幅值分量，利用的大小可以反映没有抵消的基础电容导致的直流误差分量a₀大小。

上述实施例中，如图2所示，自循环数字控制电路包括信号发生器和电容控制模块。信号发生器产生两路高频载波，一路载波用于基础电容，另一路相位相反的载波用于抵消电容阵列，当抵消电容的值等于基础电容值时，输出的电压与敏感结构的电容变化量成正比例关系。自循环数字控制电路通过对电容组合进行遍历，获得256种LMSD解调模块中ω₅、ω₆幅值大小，从中寻找出幅值最小时的电容组合参数，通过电容控制模块进行配置，用于实际电路使用。

在本实施例中，自循环数字控制电路利用的大小，通过控制字对抵消电容阵列控制字进行遍历。抵消电容的大小分别是单位电容值C的1,2,4,8,16,32,64,128倍，其电容并联组合共256种可能，电容可调节范围为0-255·C。通过寻找遍历过程中使得幅值最小的电容组合，用于对电容式惯性传感器加工完成后未完全抵消的电容值进行最佳校正。

上述各实施例中，还包括数据平滑电路；数据平滑电路连接在基于LMSD的数字解调电路与自循环数字控制电路之间。数据平滑电路用于接收到的基于LMSD的数字解调电路传输至的幅值分量，计算2^N倍平滑后的幅值分量结果，用于自循环控制模块和输出计算，即其中的ω₅、ω₆传输至自循环控制模块，ω₁,ω₂,ω₃,ω₄直接输出用于计算。其中，参数N为平滑系数，非固定值，可以根据实施例的实现方式进行数值的修改。

在本实施例中，如图4所示，数据平滑电路包括状态机、计数器、加法器阵列和数据截取模块。预先设置的平滑系数N输入状态机对平滑模块计算参数进行配置，在输入时钟的上升沿通过加法器阵列进行累加，累加到计数值后，通过数据截取模块对累加值进行高位截取，计算完成信号有效，实现数据的2的指数倍平滑。通过调整平滑系数N实现不同倍率的平滑。

在本发明的一个实施例中，提供一种基于最小均方误差算法的解调方法，该解调方法基于上述各实施例中的基于最小均方误差算法的解调电路实现，该解调方法包括以下步骤：

1)电容变化的信号由高频载波调制后，经过电容抵消阵列来抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过电荷放大器转换成电压信号；

2)采用高频信号对电压信号进行采样，采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调；

3)将解调没有抵消的基础电容的幅值分量ω₅、ω₆的大小反馈给自循环数字控制电路，寻找出电容抵消阵列的最佳参数，用于后续高精度解调。

上述步骤2)中，采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调，包括以下步骤：

2.1)利用两种频率的正余弦信号生成六路参考信号。

2.2)设置缓存寄存器用于在每个采样时钟上升沿储存ADC采样输出的数据，设置缓存寄存器组用于存储6路参考信号，设置参考信号幅值分量寄存器组用于存储参考信号幅值分量；

2.3)采用6个乘法器计算x_i*ω_i的值，求和获得采样信号的估计值，与ADC采样获得的采样信号作差获得迭代误差，用于获得新的ω_i；

其中，x_i表示6路参考信号，i的取值为1到6，ω_i为LMSD算法中的滤波器系数，i的取值为1到6，也即6路参考信号的幅值分量，最终迭代完成的ω_i可以反映电压信号模型中a和a₀的大小，达到对调制信号的解调目的。

2.4)在下一个时钟上升沿将更新后的参考信号幅值分量存储到寄存器组用于下一轮迭代计算，其中ω₅、ω₆反馈至自循环数字控制电路。

2.5)最终的迭代误差不断降低，逐渐接近0，此时对稳定后的幅值分量进行计算获得正确的信号幅值；在单周期内完成参考信号幅值分量的更新及数据输出。

上述步骤3)中，通过自循环数字控制电路寻找出电容抵消阵列的最佳参数，包括以下步骤：

3.1)利用的大小，通过控制字对抵消电容阵列控制字进行遍历。

其中，抵消电容的大小分别是单位电容值C的1,2,4,8,16,32,64,128倍，其电容并联组合共256种可能，电容可调节范围为0-255·C。

3.2)通过寻找遍历过程中使得幅值最小的电容组合作为最佳参数，用于对电容式惯性传感器加工完成后未完全抵消的电容值进行最佳校正。

本实施例提供的方法是用于执行上述各系统实施例的，具体流程和详细内容请参照上述实施例，此处不再赘述。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (6)

1.一种基于最小均方误差算法的解调电路，其特征在于，包括：

C/V转换电路，用于将接收到的电容式传感器信号转换成电压信号，该电压信号为抵消基础电容值后的电压信号；

基于LMSD的数字解调电路，接收C/V转换电路传输至的抵消基础电容值后的电压信号，用于对接收到的电压信号进行迭代解调；

自循环数字控制电路，用于根据数字解调电路幅值分量大小调节抵消电容阵列电容大小；

所述C/V转换电路包括抵消电容阵列和电荷放大器；电容式传感器信号传输至所述抵消电容阵列，经所述抵消电容阵列抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过所述电荷放大器转换成电压信号；

所述抵消电容阵列采用与高频载波相位相反的载波实现抵消基础电容；

所述抵消电容阵列由多个相互并联的电容构成，通过开关控制电容选通，开关的状态通过自循环数字控制电路进行控制；

所述基于LMSD的数字解调电路对采样信号进行单周期迭代计算，计算6个参考信号幅值分量，实现单个时钟周期的幅值分量结果更新；

所述基于LMSD的数字解调电路包括滤波电路、误差计算电路和滤波器系数更新电路；所述滤波电路包括第一乘法器阵列和第一加法器阵列；所述第一乘法器阵列中每个乘法器中的一个操作数是参考信号，另一个操作数是幅值分量，所述第一加法器阵列对所述第一乘法器阵列结果相加，获得滤波后的值；

所述误差计算电路将滤波后的值与AD转换后采样信号的值作差获得误差；

所述滤波器系数更新电路包括第二乘法器阵列和第二加法器阵列，所述第二乘法器阵列中的一个乘法器用于计算步长和误差的乘积，其计算结果作为其余乘法器的其中一个操作数，其余乘法器的另一个操作数依次为6个参考信号，将其余乘法器计算的结果与上一次计算的幅值分量相加，获得更新后的6个参考信号幅值分量的数值，并输出；

所述自循环数字控制电路包括信号发生器和电容控制模块；所述信号发生器产生两路高频载波，一路载波用于基础电容，另一路相位相反的载波用于抵消电容阵列，当抵消电容的值等于基础电容值时，输出的电压与敏感结构的电容变化量成正比例关系；对电容组合进行遍历，获得256种LMSD解调模块中没有抵消的基础电容的幅值分量幅值大小，从中寻找出幅值最小时的电容组合参数，通过电容控制模块进行配置。

2.如权利要求1所述基于最小均方误差算法的解调电路，其特征在于，所述基于LMSD的数字解调电路是对所述C/V转换电路输出的信号进行解调分析；所述C/V转换电路的输出电压信号带有被高频载波调制的误差分量，其电压信号模型为：

其中，a是电压信号模型的幅值；carrier(·)是高频载波的函数表达式ω_c和分别代表载波的角频率和初始相位；ω_r和分别是谐振运动的角频率和初始相位；a₀是直流误差的分量，其角频率和初始相位也是ω_c和

3.如权利要求1所述基于最小均方误差算法的解调电路，其特征在于，还包括数据平滑电路；所述数据平滑电路连接在所述基于LMSD的数字解调电路与所述自循环数字控制电路之间；所述数据平滑电路用于接收到的所述基于LMSD的数字解调电路传输至的幅值分量，计算2的指数倍平滑后的幅值分量结果，用于所述自循环数字控制电路和输出计算。

4.一种基于最小均方误差算法的解调方法，该方法基于如权利要求1至3任一项所述基于最小均方误差算法的解调电路实现，其特征在于，包括：

电容变化的信号由高频载波调制后，经过电容抵消阵列来抵消敏感结构中的基础电容值，调制后的信号经过电荷放大器转换成电压信号；

采用高频信号对电压信号进行采样，采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调；

将解调没有抵消的基础电容的幅值分量的大小反馈给自循环数字控制电路，寻找出电容抵消阵列的最佳参数，用于后续解调。

5.如权利要求4所述基于最小均方误差算法的解调方法，其特征在于，所述采样信号经过基于LMSD的数字解调电路进行解调，包括：

利用两种频率的正余弦信号生成六路参考信号；

设置缓存寄存器用于在每个采样时钟上升沿储存ADC采样输出的数据，设置缓存寄存器组用于存储6路参考信号，设置参考信号幅值分量寄存器组用于存储参考信号幅值分量；

采用6个乘法器计算x_i*ω_i的值，求和获得采样信号的估计值，与ADC采样获得的采样信号作差获得迭代误差，用于获得新的ω_i；其中，x_i表示6路参考信号，ω_i为6路参考信号的幅值分量，i的取值为1到6；

在下一个时钟上升沿将更新后的参考信号幅值分量存储到寄存器组用于下一轮迭代计算，其中没有抵消的基础电容的幅值分量反馈至自循环数字控制电路；

迭代误差逐渐接近0，此时对稳定后的幅值分量进行计算获得正确的信号幅值；在单周期内完成参考信号幅值分量的更新及数据输出。

6.如权利要求4所述基于最小均方误差算法的解调方法，其特征在于，所述通过自循环数字控制电路寻找出电容抵消阵列的最佳参数，包括以下步骤：

利用的大小，通过控制字对抵消电容阵列控制字进行遍历；ω₅、ω₆表示没有抵消的基础电容的幅值分量；

通过寻找遍历过程中使得幅值最小的电容组合作为最佳参数，用于对电容式惯性传感器加工完成后未完全抵消的电容值进行最佳校正。