CN114583984A - 一种供电电路及其电源变换系统和控制芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种供电电路及其电源变换系统和控制芯片。供电电路用于为控制驱动电路供电，供电电路通过辅助绕组获得供电输入电压，供电电路包括：开关电路；线性电路，其中开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压用于为控制驱动电路供电；以及选择控制电路，选择性使能开关电路或线性电路，根据供电电压控制开关的占空比或线性器件的导通程度以控制供电电压稳定在基准电压附近。本发明可以在拓展输出电压的输出范围的同时具有稳定的供电电压和较低的待机损耗，且具有较高的功率密度和电源效率。

Description

一种供电电路及其电源变换系统和控制芯片

技术领域

本发明涉及电子领域，具体但不限于涉及一种供电电路及其电源变换系统和控制芯片。

背景技术

电源变换器是电子系统中必不可少的组件。众所周知，电源变换器包括线形变换器和开关电源变换器两种主要类型，在转换方式上又可以分为隔离式和非隔离式两种类型。在开关电源场合，广泛适用的是隔离式变换器，因为隔离式开关电源变换器可以保护负载免受输入母线的高压冲击和损坏，在电信无线网络、汽车和医疗设备中具备广泛的应用。在隔离式变换器各种拓扑中，由于反激变换器(Flyback Converter)拓扑无需输出滤波电感，电路结构简单、输出隔离、成本低，在终端设备的应用中占有很高的比例。隔离式电源变换系统由于上述优点被用于USB-PD快充协议的电源适配器中。

图1显示了应用在中小功率适配器场合的隔离式反激变换器示意图，该架构采用次级反馈SSR(Secondary Side Regulation)控制，是目前中小功率适配器的主流控制架构。图1显示了一个广泛应用的反激变换式电源变换系统，用于交流(AC)转直流(DC)。该系统包括：全桥整流，功率控制器，变压器，一次侧功率MOS开关和电流检测电阻，次级整流滤波，以及隔离反馈补偿网络。功率控制器用于控制驱动电源变换系统的功率器件MOS，从而调节输出电压Vout。反激变换系统在启动阶段，一般是通过启动电阻Rst(如图1所示)或者芯片内置的高压启动结型场效应管(JFET)管从母线取电，用于为功率控制器中的电路供电。启动结束后，由辅助绕组La(如图1所示)给功率控制器芯片持续供电。但是辅助绕组La的电压受限于输出电压Vout的变化，导致反激变换系统的供电电压VDD也是变化的，约等于(Na/Ns)*Vout，其中Na为辅助绕组匝数，Ns为次级绕组匝数。

然而，在PD快充场合，由电源变换系统提供的负载需要的输出电压Vout具有很大的变化范围，比如对于PD3.0，输出电压Vout从3V到21V变化，这样要求供电电压VDD的工作范围变化也大。例如，当供电电压VDD最小工作电压为10V，意味着供电电压VDD即使在输出电压Vout很低的时候如电压为3V时也需要提供10V的供电电压，相应地，当输出电压Vout为21V时，供电电压VDD可能会高达70V，但高的供电电压意味着对供电电压引脚 VDD的耐压要求高，同时当供电电压VDD为高电压时，芯片内部的供电电路的损耗也大，带来的发热是个较大的问题。另外，在很多场合，比如氮化镓驱动，需要供电电压为一个变化范围很小或固定的值，不随辅助绕组电压变化而变化。

有鉴于此，希望提供一种新的对电源变换系统控制芯片内部供电的供电电路，以期能适应PD快充场合较大的输出电压Vout变化范围。

发明内容

至少针对背景技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种供电电路及其电源变换系统和控制芯片。

根据本发明的一个方面，提出了一种用于电源变换系统的供电电路，其中供电电路用于为控制驱动电路供电，控制驱动电路用于控制电源变换系统的功率器件，供电电路通过耦接电源变换系统的辅助绕组获得供电输入电压，供电电路包括：开关电路，包括开关，通过调节开关的占空比调节开关电路的输出端的输出电压；线性电路，包括线性器件，通过调节线性器件的导通程度调节线性电路的输出端的输出电压，其中开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压用于为控制驱动电路供电；以及选择控制电路，接收表征供电电压的电压检测信号和表征基准电压的基准信号，基于供电电压或供电输入电压选择性使能开关电路或线性电路，根据电压检测信号与基准信号分阶段控制开关的占空比和线性器件的导通程度以控制供电电压稳定在基准电压附近。

在一个实施例中，开关电路包括升压电路，升压电路包括开关、电感和整流管，其中电感的第一端耦接开关的第一端和整流管的第一端，电感的第二端通过二极管耦接辅助绕组，开关的第二端接地，整流管的第二端为开关电路的输出端，当选择控制电路使能升压电路时，开关和整流管交替导通，线性电路中的线性器件关断，当选择控制电路使能线性电路时，升压电路停止工作，线性器件导通。

在一个实施例中，选择控制电路包括：电压检测电路，用于检测供电电压，提供电压检测信号；比较电路，将电压检测信号与阈值信号进行比较；以及切换控制电路，基于比较电路的比较结果使能开关电路或线性电路。

在一个实施例中，选择控制电路进一步包括开关控制电路，开关控制电路接收电压检测信号和基准信号，提供开关控制信号，当切换控制电路使能开关电路时，开关控制信号控制开关，通过控制开关的占空比控制供电电压稳定在基准电压附近。

在一个实施例中，比较电路包括滞环比较电路，阈值信号与基准信号为同一信号，开关控制电路包括：振荡电路，提供振荡信号；以及开关控制信号产生电路，基于振荡信号和比较电路的输出信号产生开关控制信号。

在一个实施例中，开关控制电路包括：第二比较电路，比较电压检测信号和基准信号；振荡电路，提供振荡信号；以及开关控制信号产生电路，基于第二比较电路的比较结果和振荡信号产生开关控制信号。

在一个实施例中，选择控制电路进一步包括线性控制电路，线性控制电路接收电压检测信号和基准信号，提供线性控制信号，当切换控制电路使能线性电路时，线性控制信号控制线性器件，通过控制线性器件的导通程度控制供电电压稳定在基准电压附近。

在一个实施例中，线性控制电路包括：误差放大电路，其中误差放大电路的第一端接收电压检测信号，误差放大电路的第二端接收基准信号，误差放大电路的输出端耦接线性器件的控制端用于提供线性控制信号。

在一个实施例中，开关电路中的整流管和线性电路的线性器件复用同一个开关器件，根据供电电压选择性控制开关器件工作在开关状态或线性状态。

根据本发明的另一个方面，一种电源变换系统包括如上任一实施例所述的功率器件、供电电路和控制驱动电路。

在一个实施例中，电源变换系统用于PD快充协议的电源适配器中。

在一个实施例中，功率器件包括氮化镓场效应晶体管。

根据本发明的又一个方面，一种用于电源变换系统的控制芯片具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接电感的第一端，电感的第二端用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：开关电路，包括开关和整流管，开关的第一端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚，线性器件的第二端耦接第二管脚；选择控制电路，基于第二管脚上的电压或第一管脚上的电压控制使能开关电路或线性电路并基于第二管脚上的电压控制第二管脚上的电压稳定在基准电压附近；以及控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。

在一个实施例中，控制芯片进一步具有第三管脚，用于对外耦接功率器件的控制端，其中控制驱动电路的信号输出端耦接第三管脚。

根据本发明的再一个方面，一种用于电源变换系统的控制芯片具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：开关电路，包括电感、开关和整流管，电感的第一端耦接开关的第一端，电感的第二端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚或电感的第一端，线性器件的第二端耦接第二管脚；选择控制电路，基于第二管脚的电压或第一管脚的电压控制使能开关电路或线性电路，并基于第二管脚的电压控制第二管脚上的电压稳定在基准电压附近；以及控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。

本发明提出的供电电路及其电源变换系统和控制芯片，可以在拓展输出电压的输出范围的同时具有稳定的供电电压和较低的待机损耗，且具有较高的功率密度和电源效率。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，与说明描述一起用于解释本发明的实施例，并不构成对本发明的限制。

图1示出了隔离式反激变换器示意图；

图2示出了根据本发明一实施例的电源变换系统示意图；

图3示出了根据本发明一实施例的供电电路示意图；

图4示出了根据本发明一实施例的供电电压与辅助绕组提供的供电输入电压关系的波形示意图；

图5示出了根据本发明一实施例的开关电路及开关控制电路示意图；

图6示出了根据本发明一实施例的控制芯片示意图；

图7示出了根据本发明一实施例的供电电路示意图；

图8示出了根据本发明一实施例的线性电路实施例。

具体实施方式

为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。

该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。不同实施例的组合、不同实施例中的一些技术特征进行相互替换，相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。

说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容，也可通过说明书中实施例所描述的中间电路或部件的连接；间接连接还可包括可实现相同或相似功能的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、信号放大电路、跟随电路等电路或部件的连接。“多个”或“多”表示两个或两个以上。

图2示出了根据本发明一实施例的电源变换系统示意图。在图示的实施例中，电源变换系统为隔离反激式电源变换(Flyback)系统，包括原边电路和副边电路，通过变压器隔离，其中原边电路具有原边绕组Lp和功率器件Q1。图示的电源变换系统为反激式电压变换器结构，在其他的实施例中，电源变换系统也可以采用其他拓扑，如正激式电压变换器，Buck型电压变换器等，例如辅助绕组通过变压器和电感耦合来获取辅助电压源等。功率器件Q1可以为任何适用的功率器件，用于执行开关动作或经控制导通程度调节电源变换系统的输出电压 Vout。在一个实施例中，功率器件Q1包括金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。在另一个实施例中，功率器件Q1包括功率三极管。在一个实施例中，功率器件Q1包括氮化镓(GaN) 功率管。副边电路具有副边绕组Ls和整流管Do。基于对功率器件Q1的控制，电源变换系统将输入原边电路的输入母线电压Vbus转换成副边电路输出端的输出电压Vout，用于驱动负载。在一个实施例中，输出电压Vout为满足USB-PD快充协议的电压源，该电源变换系统用于PD快充电源适配器中。电源变换系统进一步包括辅助绕组La、第一电容C1、第二电容 C2、二极管D1、电感L1和控制芯片20，其中控制芯片20包括用于控制功率器件Q1的控制驱动电路22和为控制驱动电路22供电的供电电路21。供电电路21也可包括电感L1。供电电路21通过耦接辅助绕组La获得供电输入电压Vin。其中辅助绕组La的第一端和第一二极管D1的阳极耦接，辅助绕组La的第二端接地GND，二极管D1的阴极耦接电感L1和第一电容C1，第一电容C1的另一端接地GND。第一电容C1上的电压Vin用于向供电电路21 提供电压源。供电输入电压Vin还可用于输入控制驱动电路22用于作为控制用的反馈信号。第二电容C2一端耦接供电电路21的输出端，另一端接地，第二电容C2上的电压为供电电压VDD。

供电电路21包括开关电路211、线性电路212和选择控制电路213。其中开关电路211 包括开关。在另一个实施例中，开关电路进一步包括电感L1。优选地，开关电路为升压(Boost) 电路，包括通过二极管D1耦接辅助绕组La的电感L1，耦接电感L1第一端的开关T1，以及耦接电感L1第一端与开关T1的整流管，整流管的另一端作为开关电路211的输出端。在其他的实施例中，控制芯片20的第一管脚SW直接耦接二极管D1的阴极，开关电路211也可以包括升降压(Buck-boost)电路或其他类型或结构的开关电路。线性电路212包括线性器件，其中线性器件的第一端耦接第一管脚SW。开关电路211的输出端和线性电路212的输出端复合用于提供供电电压VDD。开关电路211的输出端可以直接和线性电路212的输出端耦接在第二电容C2第一端处即第二管脚VDD处用于提供供电电压VDD。开关电路211的输出端和线性电路212的输出端也可以各自耦接至复合电路的两个输入端并通过复合电路的输出端提供供电电压VDD。在一个实施例中，复合电路包括两个开关管，其中两个开关管的输入端分别耦接线性电路的输出端和开关电路的输出端，两个开关管的输出端耦接供电电路的输出端，两个开关管的控制端分别耦接选择控制电路的开关使能输出端和线性使能输出端。当输出电压Vout较低时，供电输入电压Vin也较低，此时选择控制电路213选择开关升压电路211工作，将供电电压VDD控制在基准电压处，基准电压高于供电输入电压Vin，升压电路211对供电输入信号Vin升压后对控制驱动电路22进行供电。当输出电压Vout较高时，供电输入电压Vin也较高，选择控制电路213使能线性电路212，通过控制线性器件的导通程度将供电电压VDD稳定在基准电压处，用于使供电电压VDD低于供电输入电压Vin，降压后对控制驱动电路22进行供电。优选的，选择控制电路213通过检测供电电压VDD判断供电输入电压Vin的高低，并基于供电电压VDD使能开关电路211或线性电路212。选择控制电路213可接收表征供电电压VDD的电压检测信号和表征基准电压的基准信号，基于电压检测信号和基准信号相关的阈值信号的比较使能开关电路211或线性电路212。在一个实施例中，当开关电路211工作时，若供电电压VDD高于一第一预设阈值时，其中第一预设阈值大于基准电压，说明供电输入电压Vin较高，选择控制电路213无效开关电路211，使能线性电路212，开关电路211停止工作。当线性电路212工作时，若供电电压低于一第二预设阈值时，其中第二预设阈值小于供电电压基准电压，说明供电输入电压Vin较低，选择控制电路213无效线性电路212，使能开关电路211，开关电路211开始供电。进一步地，选择控制电路213根据电压检测信号与基准信号控制开关电路211中开关的占空比或线性电路 212中线性器件的导通程度以控制供电电压VDD稳定在基准电压附近。

控制驱动电路22由供电电路21提供的供电电压VDD进行供电。控制驱动电路22输出控制驱动信号GATE用于控制功率器件Q1，从而调节电源变换系统的输出电压Vout。控制驱动电路22具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接供电电路21的输出端和管脚VDD，实现供电电路21对控制驱动电路22的供电。信号输出端提供输出驱动信号GATE。具体地，控制驱动电路22包括用于生成脉冲宽度调制信号PWM的控制电路和放大PWM信号用于输出驱动信号GATE以驱动功率器件Q1的驱动电路。控制电路和驱动电路由供电电路21提供的供电电压VDD进行供电。通过在不同的供电输入电压Vin下选择开关电路211或线性电路 212进行工作，供电电压VDD可以在较宽的供电输入电压Vin范围下被稳定在基准电压附近，向控制驱动电路22提供稳定的供电电压VDD，实现对功率器件Q1的有效驱动，用于实现电源变换系统较宽范围的输出电压调节。同时，控制芯片20外部的外围元件较少，控制芯片电路简单，空载时控制芯片20损耗较低，具有较高的功率密度和电源效率。

在图示的实施例中，控制芯片20具有第一管脚SW，第二管脚VDD，第三管脚GATE 和接地管脚GND。当然控制芯片20还具有其他的管脚，例如用于接收电流反馈信号或其他反馈信号等。其中第一管脚SW对外耦接电感L1的第一端，电感L1的第二端耦接电容C1 的第一端和二极管D1的阴极。二极管D1的阳极耦接辅助绕组La的第一端。辅助绕组La的第二端和电容C1的第二端接地GND。第一管脚SW对内耦接供电电路21。当然，在其他的实施例中，电感L1也可作为供电电路的一部分，也可作为供电电路中开关电路211的一部分。第一管脚SW用于接收来自辅助绕组La的供电输入电压源。第二管脚VDD对外耦接第二电容C2，对内耦接供电电路21的输出端和控制驱动电路22的供电端用于为控制驱动电路22 提供供电电压。第三管脚GATE耦接控制驱动电路22的信号输出端用于驱动功率器件Q1。选择控制电路213基于第二管脚VDD上的电压或第一管脚SW上的电压控制使能开关电路 211或线性电路212并基于第二管脚VDD上的电压用于控制第二管脚VDD上的电压稳定在基准电压附近。

在一个实施例中，控制芯片20制作在一个电子封装体中，电子封装体内部可具有一或多个晶片。在另一个实施例中，控制芯片20制作在一个半导体基底上。

在另一个实施例中，功率器件Q1也可集成在控制芯片内部。

图3示出了根据本发明一实施例的供电电路示意图。供电电路包括开关电路31、线性电路32和选择控制主电路33，其中开关电路31包括开关T1和整流开关T2，和电感L1一起组成升压电路。开关T1和整流管T2可以采用MOSFET或者三极管等器件。整流管T2也可以采用二极管来代替。其中电感L1的第一端耦接开关T1的第一端和整流开关T1的第一端，电感L1的第二端通过二极管D1耦接辅助绕组La，开关T1的第二端接地GND，整流开关 T2的第二端作为开关电路31的输出端。当开关T1导通时，电感L1的第一端SW被拉到地，电感L1充电，当开关T1关断后，整流管T2导通，电感L1给第二电容C2充电。

线性电路32包括线性器件T3，线性器件T3也可以采用MOSFET或者三极管等器件，工作在线性区。在一个实施例中，整流开关T2和线性器件T3均采用PMOS(P型MOSFET)。在图示的实施例中，线性器件T3的第一端耦接第一管脚SW，即电感L1的第一端，线性器件T3的第二端作为线性电路32的输出端和开关电路31的输出端耦接在一起，并共同耦接第二电容C2的第一端用于为控制驱动电路提供供电电压VDD。当选择控制电路使能线性电路 32、无效开关电路31不工作时，电感L1可视为导线，用于将辅助绕组La传递的经整流滤波的供电输入电压Vin传递给线性电路32，经线性电路32转化后，在第二电容C2第一端提供供电电压VDD。

选择控制电路33包括电压检测电路34、比较电路35、切换控制电路36、开关控制电路 37和线性控制电路38。其中电压检测电路34包括由电阻R1和R2组成的电压分压电路，电压检测电路提供表征供电电压VDD的电压检测信号Vs。比较电路35将电压检测信号Vs 和阈值信号Vth进行比较，根据比较结果控制切换控制电路36，使能开关电路31或线性电路42。阈值信号Vth可以为与表征供电电压VDD稳定值的基准信号相关联。在一个实施例中，比较电路35接收的阈值信号Vth即为基准信号。在一个实施例中，比较电路35包括滞环比较器，分别用于与第一阈值信号和第二阈值信号比较。在另一个实施例中，比较电路35 包括多个比较器，分别用于将电压检测信号Vs与第一阈值信号、第二阈值信号和基准信号进行比较，其中第一阈值信号大于基准信号，基准信号大于第二阈值信号。切换控制电路36基于比较电路35的比较结果使能开关电路31或线性电路32。当升压电路31工作时，若电压检测信号Vs大于第一阈值信号，说明供电输入电压Vin过高，选择控制电路33无效开关电路31，使能线性电路32，升压电路31停止工作，线性器件T3导通，使供电电压VDD低于供电输入电压Vin。在线性电路32工作状态中，当电压检测信号Vs低于第二阈值信号，说明供电输入电压Vin过低，选择控制电路33使能升压电路31，用于控制开关T1和整流管 T2工作在交替导通状态，线性电路32中的线性器件T3关断，使供电电压VDD提升至大于供电输入电压Vin。同时，对开关电路31和线性电路32的控制也是基于供电电压VDD进行，通过这样的控制，仅需基于对供电电压VDD的检测而无需对输入供电电压即可在全范围输出电压Vout下提供稳定的供电电压，降低了系统的复杂度，减少了高阻器件的数量，减少了系统体积，提高功率器件密度。

开关控制电路37接收电压检测信号Vs和基准信号提供开关控制信号CT1用于控制开关 T1和整流管T2，当切换控制电路36使能开关电路31时，开关控制信号控制开关T1，通过控制开关T1的占空比控制供电电压VDD稳定在基准电压附近，其中基准电压为基准信号与电压检测电路增益的比值。在一个实施例中，基准信号与阈值信号Vth为同一信号。在另一实施例中，基准信号与阈值信号Vth为不同的信号，开关控制电路包括第二比较电路用于比较电压检测信号Vs和基准信号，并基于电压检测信号Vs和基准信号产生开关控制信号。在另一个实施例中，整流管用二极管代替。

线性控制电路38接收电压检测信号Vs和基准信号，提供线性控制信号CT2，当切换控制电路36使能线性电路时(如EN2为有效值)，线性控制信号CT2控制线性器件T3，通过控制线性器件T3的导通程度控制供电电压VDD稳定在基准电压附近。线性控制电路38可为闭环负反馈控制电路，可接收电压检测信号Vs，也可采用独立的分压电阻R3和R4来获取供电电压VDD值。线性控制电路包括误差放大电路EA，误差放大电路EA的第一端接收电压检测信号，误差放大电路EA的第二端接收基准信号Vref，误差放大电路EA的输出端耦接线性器件T3的控制端用于提供线性控制信号CT2，误差放大电路EA用于将VDD的分压电压与基准信号Vref进行误差放大以控制线性器件T3的导通程度。在另一个实施例中，线性电路38也可采用如图8所示的稳压管钳压的控制方式。

通过这种控制，供电电压VDD不随辅助绕组La上电压即不随开关电源变换系统输出电压Vout的变化而变化，可以提供稳定的供电电压VDD，例如适于氮化镓驱动。

图4示出了根据本发明一实施例的供电电压与辅助绕组提供的供电输入电压关系的波形示意图。其中供电输入电压Vin反映辅助绕组上的电压，即反映电源变换系统的输出电压。可以看到，在整个供电输入电压Vin变化的范围内，供电电压VDD都被稳压在固定的值附近。

图5示出了根据本发明一实施例的开关电路及开关控制电路示意图。开关电路为升压电路，包括电感L1、开关T1及整流管T2，升压电路的输出端耦接电容C2用于提供供电电压 VDD。开关控制电路包括比较电路51、振荡电路52和开关控制信号产生电路53，其中比较电路51将表征供电电压VDD的电压检测信号Vs与基准信号Vref相比较。振荡电路52提供振荡信号，开关控制信号产生电路53基于比较电路51的比较结果和振荡信号提供开关控制信号CT1用于驱动开关T1。在一个实施例中，比较电路51和图3中的比较电路35共享，用于比较电压检测信号Vs和基准信号Vref，通过比较电路51的输出来开通和关断消隐振荡电路52的输出，实现供电电压VDD的稳压。在另一个实施例中，比较电路51为独立于图3 中比较电路35的第二比较电路，用于比较电压检测信号Vs和基准信号Vref。这种控制方式控制简单，无需环路误差放大器及补偿回路。整流管T2的控制信号与开关控制信号CT1反相。在另一个实施例中，整流管采用二极管，无需控制信号控制。当然，开关控制电路也可以采用其他的方式，如可包含补偿放大电路用于进行闭环控制等。

图6示出了根据本发明一实施例的控制芯片示意图。在这个实施例中，耦接二极管D1 阴极和第一电容C1的电感L1制作在控制芯片60内部。与图2实施例中的控制芯片20相比，控制芯片60的第一管脚Vin直接耦接二极管D1的阴极。电感L1与供电电路其他部件的连接方式可以为图3的连接方式，其中电感L1的第一端耦接开关T1的第一端和线性器件T2 的第一端，电感L1的第二端对外耦接二极管D1的阴极。在另一个实施例中，电感L1的第一端耦接开关T1的第一端，电感L1的第二端即第一管脚Vin对外耦接二极管D1的阴极并对内耦接线性器件的第一端。通过将电感L1内置在控制芯片60内部，除了可以在满足大范围输出电压的情况下提供合理的供电电压，降低系统功耗，同时也使电源变换系统减少了外围器件，减小了系统体积，提高了系统集成度。

图7示出了根据本发明一实施例的供电电路70示意图。在这个实施例中，供电电路70 的开关电路和线性电路复用同一个开关器件T2，使得选择控制电路71在检测到供电输入电压Vin较低时，进入第一时间阶段，开关使能信号EN1输出有效值用于使能开关电路，通过开关信号CT1控制开关T1和整流管T2，开关器件T2工作在开关状态，开关T1和开关器件T2交替导通，电感L1、开关T1和开关器件T2构成升压电路，用于使供电电压VDD高于供电输入电压Vin。开关信号CT1可以为正负电平交替的方波信号。当选择控制电路71在检测到供电输入电压Vin较高时，进入第二时间阶段，第二使能信号EN2有效用于使能线性电路，控制信号CT2控制开关器件T2工作在线性状态，开关T1关断，电感L1退化成导线的作用，通过控制线性器件T2的导通程度，供电电压VDD低于供电输入电压Vin。CT2可以为图3 中线性控制电路38提供的信号。这样，在较大的输出电压范围中供电电压VDD始终能稳定在一个固定值附近。控制芯片中的控制驱动电路既能在电源变换系统高输出电压时免受较高的供电电压供电而使损耗较低，提高了电源变换系统的效率，同时在低输出电压时具有足够的供电电压实现驱动。检测供电输入电压Vin较高还是较低可以通过检测供电电压VDD实现，如通过将供电电压VDD与第一阈值信号和第二阈值信号比较得到。

图8示出了根据本发明一实施例的线性电路实施例。该线性电路中的线性器件采用三极管，并采用稳压管来实现供电电压VDD的控制。

这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。说明书中所涉及的效果或优点等相关描述可因具体条件参数的不确定或其它因素影响而可能在实际实验例中不能体现，效果或优点等相关描述不用于对发明范围进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。

Claims (15)

1.一种用于电源变换系统的供电电路，其中供电电路用于为控制驱动电路供电，控制驱动电路用于控制电源变换系统的功率器件，供电电路通过耦接电源变换系统的辅助绕组获得供电输入电压，供电电路包括：

开关电路，包括开关，通过调节开关的占空比调节开关电路的输出端的输出电压；

线性电路，包括线性器件，通过调节线性器件的导通程度调节线性电路的输出端的输出电压，其中开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压用于为控制驱动电路供电；以及

选择控制电路，接收表征供电电压的电压检测信号和表征基准电压的基准信号，选择控制电路选择性使能开关电路或线性电路，并根据电压检测信号与基准信号分阶段控制开关的占空比和线性器件的导通程度以控制供电电压稳定在基准电压附近。

2.如权利要求1所述的供电电路，其中开关电路包括升压电路，升压电路包括开关、电感和整流管，其中电感的第一端耦接开关的第一端和整流管的第一端，电感的第二端通过二极管耦接辅助绕组，开关的第二端接地，整流管的第二端为开关电路的输出端，当选择控制电路使能升压电路时，开关和整流管交替导通，线性电路中的线性器件关断，当选择控制电路使能线性电路时，升压电路停止工作，线性器件导通。

3.如权利要求1所述的供电电路，其中选择控制电路包括：

电压检测电路，用于检测供电电压，提供电压检测信号；

比较电路，将电压检测信号与阈值信号进行比较；以及

切换控制电路，基于比较电路的比较结果使能开关电路或线性电路。

4.如权利要求3所述的供电电路，其中选择控制电路进一步包括开关控制电路，开关控制电路接收电压检测信号和基准信号，提供开关控制信号，当切换控制电路使能开关电路时，开关控制信号控制开关，通过控制开关的占空比控制供电电压稳定在基准电压附近。

5.如权利要求4所述的供电电路，其中比较电路包括滞环比较电路，阈值信号与基准信号为同一信号，开关控制电路包括：

振荡电路，提供振荡信号；以及

开关控制信号产生电路，基于振荡信号和比较电路的输出信号产生开关控制信号。

6.如权利要求4所述的供电电路，其中开关控制电路包括：

第二比较电路，比较电压检测信号和基准信号；

振荡电路，提供振荡信号；以及

开关控制信号产生电路，基于第二比较电路的比较结果和振荡信号产生开关控制信号。

7.如权利要求4所述的供电电路，其中选择控制电路进一步包括线性控制电路，线性控制电路接收电压检测信号和基准信号，提供线性控制信号，当切换控制电路使能线性电路时，线性控制信号控制线性器件，通过控制线性器件的导通程度控制供电电压稳定在基准电压附近。

8.如权利要求7所述的供电电路，其中线性控制电路包括：误差放大电路，其中误差放大电路的第一端接收电压检测信号，误差放大电路的第二端接收基准信号，误差放大电路的输出端耦接线性器件的控制端用于提供线性控制信号。

9.如权利要求1所述的供电电路，其中开关电路中的整流管和线性电路的线性器件复用同一个开关器件，根据供电电压选择性控制开关器件工作在开关状态或线性状态。

10.一种电源变换系统，包括如权利要求1-9任一项所述的功率器件、供电电路和控制驱动电路。

11.如权利要求10所述的电源变换系统，用于PD快充协议的电源适配器中。

12.如权利要求10所述的电源变换系统，其中功率器件包括氮化镓场效应晶体管。

13.一种用于电源变换系统的控制芯片，具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接电感的第一端，电感的第二端用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：

开关电路，包括开关和整流管，开关的第一端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；

线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚，线性器件的第二端耦接第二管脚；

选择控制电路，基于第二管脚上的电压或第一管脚上的电压控制使能开关电路或线性电路并基于第二管脚上的电压控制第二管脚上的电压稳定在基准电压附近；以及

控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。

14.如权利要求13所述的控制芯片，进一步具有第三管脚，用于对外耦接功率器件的控制端，其中控制驱动电路的信号输出端耦接第三管脚。

15.一种用于电源变换系统的控制芯片，具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：

开关电路，包括电感、开关和整流管，电感的第一端耦接开关的第一端，电感的第二端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；

线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚或电感的第一端，线性器件的第二端耦接第二管脚；

选择控制电路，基于第二管脚的电压或第一管脚的电压控制使能开关电路或线性电路，并基于第二管脚的电压控制第二管脚上的电压稳定在基准电压附近；以及

控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。

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