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CN114460548A - 基于bss的ofdm-lfm-mimo雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法 - Google Patents

基于bss的ofdm-lfm-mimo雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法 Download PDF

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CN114460548A
CN114460548A CN202210056903.6A CN202210056903A CN114460548A CN 114460548 A CN114460548 A CN 114460548A CN 202210056903 A CN202210056903 A CN 202210056903A CN 114460548 A CN114460548 A CN 114460548A
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signal
lfm
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mimo radar
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Abstract

本发明提供了一种基于BSS的OFDM‑LFM‑MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，构建了OFDM‑LFM‑MIMO雷达发射信号并以脉冲体制的形式将信号发射出去；获得远场目标接收到信号后产生具有脉冲重复周期性的回波信号并对其进行匹配滤波；采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。本发明在目标和干扰的距离、角度信息未知的情况下发射信号，取一个脉冲重复周期内的回波信号进行处理，由于在同一脉冲重复周期内的干扰信号和真实目标信号之间的距离较为接近，而盲源分离BSS方法可以利用时域距离上的差异进行分离，因此本发明可以抑制脉内快速转发主瓣欺骗式干扰，同时也适应于脉冲间信号。

Description

基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法
技术领域
本发明属于本发明涉及雷达信号处理技术领域，具体涉及一种基于 BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法。
背景技术
随着现代电磁环境日益复杂，雷达干扰和抗干扰之间的斗争日趋激烈复杂。对于旁瓣干扰抑制问题可以通过旁瓣对消、自适应干扰置零和超低副瓣天线技术等方法基本解决。但是对于主瓣干扰抑制仍存在很多问题。尤其是数字射频存储器技术的发展，使得干扰机可以转发生成与目标信号相类似的欺骗式干扰。欺骗式干扰的存在会影响目标的检测、跟踪和识别。主瓣欺骗式干扰尤其是当目标信号和干扰信号方向完全相同时，对于雷达系统的性能影响十分严重。因此如何对抗主瓣欺骗式干扰已成为一个亟待解决的问题。
目前已有的抗主瓣欺骗式干扰的手段：如频率分集阵雷达二维自适应匹配滤波抑制干扰信号；基于新体制波形分集阵雷达，利用多假设检验的干扰样本挑选方法提高干扰协方差矩阵的估计性能；FDA-MIMO雷达基于非自适应波束形成的抗干扰算法等。上述方法都是在空域中对受干扰的回波信号进行处理，而当回波信号中真实目标信号与假目标信号位于同一个脉冲重复周期内时，空域处理方案不能满足剔除主瓣欺骗式干扰信号的效果。即上这类方法只适用于脉间干扰，对于脉内干扰的抑制适用性并不强。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于BSS的 OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明提供的一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法包括：
步骤1：根据OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构，构建 OFDM-LFM-MIMO雷达发射信号；
步骤2：以脉冲体制的形式将所述发射信号发射出去，获得远场目标接收发射信号后产生的具有脉冲重复周期性的回波信号；
其中，每个脉冲重复周期内的回波信号包含主瓣欺骗式干扰信号以及真实目标反射的目标信号；
步骤3：将任一脉冲重复周期内的回波信号作为观测信号进行匹配滤波，得到匹配滤波输出信号；
步骤4：采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
其中，所述OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构包括：M个发射阵列和N个接收阵列的阵元，第m个阵元发射信号的数学表达式可以表示为：
Figure BDA0003476667550000021
第m个阵元发射信号的复包络可以表示为：
Figure BDA0003476667550000022
其中，
Figure BDA0003476667550000023
f0表示参考阵元上的载波频率，Δf表示各发射阵元间的频率增量，μ表示线性调频率，μ＝B/Tp，B表示单个线性调频信号的带宽，Tp表示发射信号的脉冲持续时间。
其中，在窄带情况下，到达远场目标的发射信号为：
Figure BDA0003476667550000031
其中，τm＝(R0-(m-1)dsinθ0)/c表示第m个阵元发射信号到目标的传播时延，c代表光速，τ0＝2R0/c表示各发射阵元的公共双程时延，d为相邻阵元间隔，λ0＝c/f0表示波长。
可选的，第n个阵元接收到的由目标反射的回波信号为：
Figure BDA0003476667550000032
其中，
Figure BDA0003476667550000033
表示目标到第n个阵元接收信号的传播时延，β是复回波幅度。
可选的，所述步骤3包括：
步骤31：对每个接收通道的观测信号与频率增量Δf相关项进行数字混频；
步骤32：对每一个接收通道的观测信号分别通过M组匹配滤波进行处理；
其中，
目标信号匹配滤波的输出为：
Figure BDA0003476667550000034
Figure BDA0003476667550000041
Figure BDA0003476667550000042
主瓣欺骗式干扰匹配滤波的输出为：
Figure BDA0003476667550000043
所以观测信号的匹配滤波输出为：
Figure BDA0003476667550000044
其中，n为匹配滤波后的噪声矢量，满足n～N(0,σ2IMN)，IMN表示MN维单位矩阵，σ2表示高斯白噪声的方差。
可选的，所述步骤4包括：
步骤41：对匹配滤波输出信号进行去均值处理，以使观测信号转化为零均值随机变量，获得去均值后的输出信号；
步骤42：对所述去均值后的匹配滤波输出信号进行白化处理，以去除各个分离信号之间的相关性，获得白化后的输出信号；
步骤43：对白化后的输出信号进行四阶累积量计算；
步骤44：对输出信号的四阶累积量进行特征值分解，得到酉矩阵；
步骤45：对酉矩阵进行矩阵联合对角化处理，获得分离真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号的分离矩阵；
步骤46：使用所述分离矩阵对所述白化后的输出信号进行分离，以将所述真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号分离在不同通道，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
其中，所述真实目标信号表示为：
Figure BDA0003476667550000045
其中，
Figure BDA0003476667550000051
表示分离矩阵，Z(n)表示白化后的匹配滤波输出信号。
本发明提供了一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，根据OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构，构建 OFDM-LFM-MIMO雷达发射信号；发射机以脉冲体制的形式将信号发射出去，获得远场目标接收到发射信号后产生的具有脉冲重复周期性的回波信号；将任一脉冲重复周期内的回波信号作为观测信号进行匹配滤波，得到匹配滤波输出信号；采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。本发明在目标和干扰的距离、角度信息未知的情况下发射信号，取一个脉冲重复周期内的回波信号，由于在同一脉冲周期内的主瓣欺骗式干扰信号和真实目标信号之间的距离较为接近，而盲源分离BSS方法可以利用时域距离上的差异进行分离，因此本发明可以抑制脉内快速转发主瓣欺骗式干扰，同时也适应于脉冲间信号。
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
图1是本发明的一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法的流程示意图；
图2是本发明中OFDM-LFM-MIMO雷达阵列和目标相对位置分布图；
图3是本发明仿真中的OFDM-LFM-MIMO雷达在单个真实目标条件下在时域接收信号匹配滤波后的输出情况；
图4是本发明仿真中的OFDM-LFM-MIMO雷达在单个真实目标条件下经过盲源分离BSS操作后真实目标信号输出情况；
图5是本发明仿真中的OFDM-LFM-MIMO雷达在两个真实目标条件下在时域接收信号匹配滤波后的输出情况；
图6是本发明仿真中的OFDM-LFM-MIMO雷达在两个真实目标条件下经过盲源分离BSS操作后真实目标信号输出情况。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，本发明提供的一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法包括：
步骤1：根据OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构，构建 OFDM-LFM-MIMO雷达发射信号；
其中，雷达发射信号受雷达发射信号模型的限制，模型限定了发射信号的相关参数，例如脉冲持续时间、线性调频率、载波频率等等。雷达发射信号模型在目标和干扰的距离、角度信息未知情况下，发射出去。
本发明的OFDM-LFM-MIMO雷达的发射阵列和接收阵列均为均匀线阵，且阵元间距d＝λ/2，λ为波长，以第一个阵元为参考阵元。
假设发射阵列与接收阵列的阵元数分别为M和N，第m个阵元发射信号的数学表达式可以表示为：
Figure BDA0003476667550000061
其中，
Figure BDA0003476667550000062
f0表示参考阵元上的载波频率，Δf表示各发射阵元间的频率增量。μ表示线性调频率，其中μ＝B/Tp，B表示单个线性调频信号的带宽，Tp表示发射信号的脉冲持续时间。
所以第m个阵元发射信号的复包络可以表示为：
Figure BDA0003476667550000063
步骤2：以脉冲体制的形式将所述发射信号发射出去，获得远场目标接收发射信号后产生的具有脉冲重复周期性的回波信号；
其中，每个脉冲重复周期内的回波信号包含主瓣欺骗式干扰信号以及真实目标反射的目标信号；
如图2所示，假设空间远场距离为R0，角度为θ0处存在一个点目标。
在窄带情况下，到达远场目标的信号为：
Figure BDA0003476667550000071
其中，τm＝(R0-(m-1)dsinθ0)/c表示第m个阵元发射信号到目标的传播时延，c代表光速，τ0＝2R0/c表示各发射阵元的公共双程时延，d为相邻阵元间隔，λ0＝c/f0表示波长。
第n(n＝1,2,…，N)个阵元接收到的由目标反射的回波信号为：
Figure BDA0003476667550000072
其中，
Figure BDA0003476667550000074
表示目标到第n个阵元接收信号的传播时延，β是复回波幅度(由信道传播效应等多种因素构成)。值得说明的是，这里暂未考虑Doppler项的影响。
步骤3：将任一脉冲重复周期内的回波信号作为观测信号进行匹配滤波，得到匹配滤波输出信号；
在本发明中，所述步骤3包括：
步骤31：对每个接收通道的观测信号与频率增量Δf相关项进行数字混频；
值得说明的是：对每个接收通道与Δf相关项进行数字混频，即乘以 e-j2πΔf(m-1)t。
步骤32：对每一个接收通道的观测信号分别通过M组匹配滤波进行处理；
当进行数字混频后，则在t时刻第n个接收阵元的信号经过M组匹配滤波器后的输出可以表示为：
Figure BDA0003476667550000081
yn(t,θ0)是一个M×1维的列矢量，(·)T表示转置运算。
根据OFDM-LFM信号的性质可得最终匹配滤波后的信号为MN×1维列矢量：
Figure 1
其中，r∈CMN×1、a(R0,θ0)∈CM×1、b(θ0)∈CN×1分别表示匹配滤波输出矢量、发射导向矢量和接收导向矢量，⊙表示哈达玛(Hadamard)乘积，
Figure BDA0003476667550000087
表示克罗内克(Kronecker)乘积。其中：
Figure BDA0003476667550000083
Figure BDA0003476667550000084
同理，主瓣欺骗式干扰匹配滤波的输出为：
Figure BDA0003476667550000085
所以观测信号的匹配滤波输出为：
Figure BDA0003476667550000086
n为匹配滤波后的噪声矢量，满足n～N(0,σ2IMN)，IMN表示MN维单位矩阵，σ2表示高斯白噪声的方差；
步骤4：采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
在本发明中，所述步骤4包括：
步骤41：对匹配滤波输出信号进行去均值处理，以使观测信号转化为零均值随机变量，获得去均值后的输出信号；
对信号进行盲源分离前，通常要对信号进行一定的处理，称为预处理。首先去除信号的均值，使得观测信号为零均值随机变量。即
Figure BDA0003476667550000091
其中
Figure BDA0003476667550000092
表示经过去均值处理后的观测信号，E[X(t)]表示X(t)的期望，在实际计算中，常用算数平均代替数学期望，即：
Figure BDA0003476667550000093
步骤42：对所述去均值后的输出信号进行白化处理，以去除各个分离信号之间的相关性，获得白化后的输出信号；
值得说明是：接下来对去均值后的信号进行白化，去除各个分离信号之间的相关性，使白化后的各信号分量之间二阶统计独立。具体白化过程如下：
Z(n)＝WX(n)
W为白化矩阵。白化后Z的信号的协方差矩阵可以表示为：
Rzz＝E[Z(n)ZH(n)]
＝E[WX(n)XH(n)WH]
＝WRxxWH
Rxx表示观测信号的协方差矩阵。
Figure BDA0003476667550000101
其中
Figure BDA0003476667550000102
表示观测信号的协方差矩阵对应的特征值矩阵， [ΓL+1,ΓMN-L-1]表示观测信号的协方差矩阵的特征值对应的特征向量矩阵，ΛL+1表示较大特征值构成矩阵，ΓL+1表示较大特征值对应的特征向量矩阵，ΛMN-L-1表示较小特征值构成矩阵，ΓMN-L-1表示较小特征值对应的特征向量矩阵。由于ΛL+1中的特征值远大于ΛMN-L-1中的特征值，所以上式可以近似表示为：
Figure BDA0003476667550000103
所以上式可以表示为：
Figure BDA0003476667550000104
因为白化后Z的协方差矩阵为单位阵，即
Rzz＝I
通过上式可以解得白化矩阵W为
Figure BDA0003476667550000105
步骤43：对白化后的输出信号进行四阶累积量计算；
值得说明的是：由于在盲源分离问题中，每个源信号的幅度都不可解，所以假设
Figure BDA0003476667550000106
中每个信号都有单位功率，所以
Figure BDA0003476667550000111
其中U＝WA，所以U是一个归一化的正交矩阵，即UUH＝UHU＝I。
由于白化仅能复信号之间的二阶独立性，不能恢复信号各分量之间的统计独立性，所以这里引入四阶累积量。
对白化后的信号Z进行四阶累积量计算。
Figure BDA0003476667550000112
可以得到M2个M×M的累积量矩阵。根据四阶累积量的性质可知，相互独立的源信号之间的四阶累积量为零，即恢复了信号之间的独立性。
步骤44：对白化后的输出信号的四阶累积量进行特征值分解，得到酉矩阵；
值得说明是：对四阶累积量进行特征值分解，即
Qz＝UΛUH
由上式可知U为酉矩阵，所以可以对U进行矩阵联合对角化操作，即令
Figure BDA0003476667550000113
步骤45：对酉矩阵进行矩阵联合对角化处理，获得分离真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号的分离矩阵；
值得说明的是：通过雅可比角度近似对角化即可求得
Figure BDA0003476667550000114
即得到分离矩阵。
步骤46：使用所述分离矩阵对所述白化后的输出信号进行分离，以将所述真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号分离在不同通道，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
在得到分离矩阵后，本发明进而可以得到源信号的近似，即：
Figure BDA0003476667550000121
通过以上处理，既可以将目标信号和干扰信号分离在不同的通道。从而实现干扰抑制。其中，
Figure BDA0003476667550000122
表示分离矩阵，Z(n)表示白化后的匹配滤波输出信号。
本发明提供的一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，根据OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构，构建 OFDM-LFM-MIMO雷达发射信号；发射机以脉冲体制的形式将信号发射出去，获得远场目标接收到信号后产生的具有脉冲重复周期性的回波信号；将任一脉冲重复周期内的回波信号作为观测信号进行匹配滤波，得到匹配滤波输出信号；采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。本发明在目标和干扰的距离、角度信息未知的情况下发射信号，取一个脉冲重复周期内的回波信号进行处理，由于在同一脉冲重复周期内的主瓣欺骗式干扰信号和真实目标信号之间的距离较为接近，而盲源分离BSS方法可以利用时域距离上的差异进行分离，因此本发明可以抑制脉内快速转发主瓣欺骗式干扰，同时也适应于脉冲间信号。
仿真实验
下面通过仿真对本发明效果进行进一步验证说明。
1.仿真参数：
假设在远场窄带条件下，阵元数M＝N，M表示发射阵元数，N表示接收阵元数，波长λ＝c/f0，阵元间距d＝λ/2，其余仿真参数在每个仿真实验中列出：
仿真1，在该仿真实验中，真实目标个数为1，干扰个数为5，其余仿真参数如表1：
表1仿真参数一览表
Figure BDA0003476667550000131
仿真1，在上述表1的仿真参数下，采用本发明技术，对 OFDM-LFM-MIMO雷达在时域维对真目标与假目标的分布情况进行了仿真，结果如图3所示。
图3中箭头所指即为真假目标的位置，从图中可以看出，由于假目标功率较高，所以真目标被淹没在假目标中，无法对真目标和假目标进行区分。图4是经过盲源分离处理后得到的目标信号。从图中可以看出，经过盲源分离操作后，可以有效的将干扰信号和目标信号分离在不同的通道，从而达到干扰抑制的目的。由此可见，本发明可以在距离未知条件下，对脉内和脉间主瓣欺骗式干扰进行抑制。
仿真2，在该仿真实验中，真实目标个数为2，干扰个数为5，其余仿真参数如表2：
表2仿真参数一览表
Figure BDA0003476667550000132
Figure BDA0003476667550000141
仿真2，在上述表2的仿真参数下，采用本发明技术，对 OFDM-LFM-MIMO雷达在时域维对真目标与假目标的分布情况进行了仿真，结果如图5所示。
图5中箭头所指即为真假目标的位置，从图中可以看出，由于假目标功率较高，所以真目标被淹没在假目标中，无法对真目标和假目标进行区分。图6是经过盲源分离处理后得到的目标信号。从图中可以看出，经过盲源分离操作后，可以有效的将干扰信号和两个目标信号分离在不同的通道，从而达到干扰抑制的目的。由此可见，本发明可以在距离未知条件下，对多目标情况下脉内和脉间主瓣欺骗式干扰进行抑制。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，包括：
步骤1：根据OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构，构建OFDM-LFM-MIMO雷达发射信号；
步骤2：以脉冲体制的形式将所述发射信号发射出去，获得远场目标接收发射信号后产生的具有脉冲重复周期性的回波信号；
其中，每个脉冲重复周期内的回波信号包含主瓣欺骗式干扰信号以及真实目标反射的目标信号；
步骤3：将任一脉冲重复周期内的回波信号作为观测信号进行匹配滤波，得到匹配滤波输出信号；
步骤4：采用矩阵联合对角化的盲源分离方法，对匹配滤波输出信号进行盲源分离处理，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
2.根据权利要求1所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，所述OFDM-LFM-MIMO雷达阵列的几何结构包括：M个发射阵列和N个接收阵列的阵元，第m个阵元发射信号的数学表达式可以表示为：
Figure FDA0003476667540000011
第m个阵元发射信号的复包络可以表示为：
Figure FDA0003476667540000012
其中，
Figure FDA0003476667540000013
f0表示参考阵元上的载波频率，Δf表示各发射阵元间的频率增量，μ表示线性调频率，μ＝B/Tp，B表示单个线性调频信号的带宽，Tp表示发射信号的脉冲持续时间。
3.根据权利要求2所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，
在窄带情况下，到达远场目标的发射信号为：
Figure FDA0003476667540000021
其中，τm＝(R0-(m-1)dsinθ0)/c表示第m个阵元发射信号到目标的传播时延，c代表光速，τ0＝2R0/c表示各发射阵元的公共双程时延，d为相邻阵元间隔，λ0＝c/f0表示波长。
4.根据权利要求3所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，
第n个阵元接收到的由目标反射的回波信号为：
Figure FDA0003476667540000022
Figure FDA0003476667540000023
Figure FDA0003476667540000024
其中，
Figure FDA0003476667540000025
表示目标到第n个阵元接收信号的传播时延，β是复回波幅度。
5.根据权利要求4所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，所述步骤3包括：
步骤31：对每个接收通道的观测信号与频率增量Δf相关项进行数字混频；
步骤32：对每一个接收通道的观测信号分别通过M组匹配滤波进行处理；
其中，
目标信号匹配滤波的输出为：
Figure FDA0003476667540000031
Figure FDA0003476667540000032
Figure FDA0003476667540000033
主瓣欺骗式干扰匹配滤波的输出为：
Figure FDA0003476667540000034
所以观测信号的匹配滤波输出为：
Figure FDA0003476667540000035
其中，n为匹配滤波后的噪声矢量，满足n～N(0,σ2IMN)，IMN表示MN维单位矩阵，σ2表示高斯白噪声的方差。
6.根据权利要求5所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，所述步骤4包括：
步骤41：对匹配滤波输出信号进行去均值处理，以使观测信号转化为零均值随机变量，获得去均值后的输出信号；
步骤42：对所述去均值后的匹配滤波输出信号进行白化处理，以去除各个分离信号之间的相关性，获得白化后的输出信号；
步骤43：对白化后的输出信号进行四阶累积量计算；
步骤44：对输出信号的四阶累积量进行特征值分解，得到酉矩阵；
步骤45：对酉矩阵进行矩阵联合对角化处理，获得分离真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号的分离矩阵；
步骤46：使用所述分离矩阵对所述白化后的输出信号进行分离，以将所述真实目标信号与主瓣欺骗式干扰信号分离在不同通道，以抑制主瓣欺骗式干扰信号，获得真实目标信号。
7.根据权利要求6所述的基于BSS的OFDM-LFM-MIMO雷达主瓣欺骗式干扰抑制方法，其特征在于，所述真实目标信号表示为：
Figure FDA0003476667540000041
其中，
Figure FDA0003476667540000042
表示分离矩阵，Z(n)表示白化后的匹配滤波输出信号。
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