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CN114402516A - 用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法 - Google Patents

用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法 Download PDF

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CN114402516A CN202080064922.2A CN202080064922A CN114402516A CN 114402516 A CN114402516 A CN 114402516A CN 202080064922 A CN202080064922 A CN 202080064922A CN 114402516 A CN114402516 A CN 114402516A
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Abstract

一种用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法，用于控制三角形连接级联多电平变换器(110)的装置(100)包括：变换器控制器(102)被配置为：接收电流信号，该电流信号指示流经变换器(110)的相应相臂的相电流；从该电流信号确定指示变换器(110)的循环电流的谐波电流信号；以及基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号，以使得流经变换器(110)的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。

Description

用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法
技术领域
本公开实施例总体上涉及级联多电平变换器领域，并且特别地涉及用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法。
背景技术
级联多电平变换器是用于驱动和配电系统解决方案的有前途的候选。级联多电平变换器可以基于串联连接的功率模块或单元而容易地在中高电压下操作。三角形连接级联多电平变换器已经有利地应用于控制功率负载不平衡。然而，三角形连接级联多电平变换器的缺点在于，存在流经三相臂的循环电流。循环电流可能导致诸如变换器效率降低等问题。
为了解决这个问题，可以有两种替代解决方案。一些变换器拓扑，诸如Y连接级联多电平变换器的拓扑，可以自然地限制流经三相臂的循环电流，因为在这些变换器拓扑中没有用于循环电流的电路路径。然而，在相同的电压电平和功率尺度下，Y连接级联多电平变换器中每个变换器单元的额定电流远大于三角形连接级联多电平变换器的额定电流。为了避免半导体器件的并联操作，可以推荐将三角形连接级联多电平变换器的拓扑用于大尺度功率应用。
对于三角形连接级联多电平变换器的拓扑，已经提出了一些传统的解决方案来限制循环电流。然而，传统解决方案中的控制方法都是针对静态同步补偿器(STATCOM)，并且不能直接应用于电压驱动。
期望提供一种用于控制电压驱动应用中的三角形连接级联多电平变换器的循环电流的改进解决方案。
发明内容
本公开实施例针对用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法，其能够提高电压驱动器中的功率容量。
在第一方面，本公开实施例提供了一种用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置。该装置包括变换器控制器，该变换器控制器被配置为：接收电流信号，该电流信号指示流经变换器的相应相臂的相电流；从电流信号确定指示变换器的循环电流的谐波电流信号；并且基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号，以使得流经变换器的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。
与传统的解决方案相比，根据本公开实施例的装置在对变换器的硬件系统进行少量改动甚至不改动的情况下，控制将具有期望幅值的循环电流注入相臂中，以扩展变换器的额定功率范围。这样，以变换器的最小材料成本扩展了功率范围。
在一些实施例中，变换器控制器被配置为：从电流信号确定指示变换器的三阶谐波循环电流的谐波电流信号；并且生成谐波电压信号，以使得三阶谐波循环电流的幅值是变换器的额定电流幅值的0.167倍。
在一些实施例中，变换器控制器还被配置为：接收与电耦接至变换器的负载相关联的相电压参考信号；并且通过将谐波电压信号与相电压参考信号进行组合，生成用于控制变换器的控制信号，以使得相电流的峰值幅值为第一幅值，其中第一幅值与相电流中的循环电流的第二幅值相关联。
在一些实施例中，变换器控制器被配置为基于谐波电流信号和参考电流信号的比较来生成谐波电压信号。
在一些实施例中，变换器控制器被配置为：从电流信号确定谐波电流信号的第一DC分量；将第一DC分量与参考电流信号的第一参考DC分量进行比较，以生成第一DC差；从电流信号确定谐波电流信号的第二DC分量；将第二DC分量与参考电流信号的第二参考DC分量进行比较，以生成第二DC差；并且基于第一DC差和第二DC差，生成谐波电压信号。
在一些实施例中，参考电流的第一参考DC分量被设定为变换器的额定电流幅值的0.167倍，并且参考电流的第二参考DC分量被设定为零。
在一些实施例中，变换器控制器被配置为：从电流信号确定谐波电流信号的第一AC分量；将第一AC分量与参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，以生成第一AC差；从电流信号确定谐波电流信号的第二AC分量；将第二AC分量与参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，以生成第二AC差；并且基于第一AC差和第二AC差，生成谐波电压信号。
在一些实施例中，装置还包括：单元控制器，单元控制器被配置为基于从控制信号生成的单元控制信号，控制相臂中的多个变换器单元中的一个变换器单元，使得循环电流的幅值为预定幅值。
在一些实施例中，单元控制器还被配置为：接收DC电压值，该DC电压值指示多个变换器单元中的一个变换器单元的电容器两端的DC电压；将DC电压值与标称值进行比较，以生成补偿因数；并且基于所生成的补偿因数和单元控制信号，控制多个变换器单元中的一个变换器单元。
在一些实施例中，单元控制器被配置为通过将DC电压值除以标称值来生成补偿因数。
在一些实施例中，单元控制器被配置为：通过将单元控制信号的电平除以补偿因数来确定补偿控制信号；并且基于补偿控制信号控制多个变换器单元中的一个变换器单元。
在第二方面，本公开实施例提供了一种用于控制三角形连接级联多电平变换器的方法。该方法包括：接收电流信号，该电流信号指示流经变换器的相应相臂的相电流；从电流信号确定指示变换器的循环电流的谐波电流信号；以及基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号，以使得流经变换器的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。
在一些实施例中，确定指示循环电流的谐波电流信号包括确定指示三阶谐波循环电流的谐波电流信号，并且生成谐波电压信号，使得循环电流的幅值为预定幅值包括生成谐波电压信号，使得三阶谐波循环电流的幅值是变换器的额定电流幅值的0.167倍。
在一些实施例中，该方法还包括：接收与电耦接至变换器的负载相关联的相电压参考信号；以及通过将谐波电压信号与相电压参考信号进行组合，生成用于控制变换器的控制信号，以使得相电流的峰值幅值为第一幅值，其中第一幅值与相电流中的循环电流的第二幅值相关联。
在一些实施例中，生成谐波电压信号包括基于谐波电流信号和参考电流信号的比较来生成谐波电压信号。
在一些实施例中，基于比较生成谐波电压信号包括：从电流信号确定谐波电流信号的第一DC分量；将第一DC分量与参考电流信号的第一参考DC分量进行比较，以生成第一DC差；从电流信号确定谐波电流信号的第二DC分量；将第二DC分量与参考电流信号的第二参考DC分量进行比较，以生成第二DC差；以及基于第一DC差和第二DC差，生成谐波电压信号。
在一些实施例中，将第一DC分量与第一参考DC分量进行比较包括将第一DC分量与变换器额定电流幅值的0.167倍进行比较，并且其中将第二DC分量与第二参考DC分量进行比较包括将第二DC分量与零进行比较。
在一些实施例中，基于比较生成谐波电压信号包括：从电流信号确定谐波电流信号的第一AC分量；将第一AC分量与参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，以生成第一AC差；从电流信号确定谐波电流信号的第二AC分量；将第二AC分量与参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，以生成第二AC差；以及基于第一AC差和第二AC差，生成谐波电压信号。
在一些实施例中，该方法还包括：基于从控制信号生成的单元控制信号，控制相臂中的多个变换器单元中的一个变换器单元，使得循环电流的幅值为预定幅值。
在一些实施例中，该方法还包括：接收DC电压值，该DC电压值指示多个变换器单元中的一个变换器单元中的电容器两端的DC电压；将DC电压值与标称值进行比较，以生成补偿因数；以及基于所生成的补偿因数和单元控制信号，控制多个变换器单元中的一个变换器单元。
在一些实施例中，生成补偿因数包括通过将DC电压值除以标称值来生成补偿因数。
在一些实施例中，控制多个变换器单元中的一个变换器单元包括：通过将单元控制信号的电平除以补偿因数来确定补偿控制信号；并且基于补偿控制信号控制多个变换器单元中的一个变换器单元。
在第三方面，本公开实施例提供了一种用于控制三角形连接级联多电平变换器的系统。该系统包括：如上所述的装置；第一控制器，第一控制器被配置为基于电耦接至变换器的负载，生成相电压参考信号；以及第二控制器，第二控制器被配置为基于谐波电压信号，生成用于多个变换器单元的多个单元控制信号。
在第四方面，本公开实施例提供了一种计算机可读介质，具有存储在其上的指令。当在至少一个处理器上执行指令时，该指令使得至少一个处理器执行如上所述的方法。
根据本公开实施例，三角形连接级联多电平变换器的循环电流被控制为具有期望幅值并且被注入相臂中。这样，在对硬件系统进行少量改动或甚至不改动的情况下，提高了三角形连接级联多电平变换器的功率容量，并且减小了每个变换器单元中的DC电容器的电压波动，从而延长了DC电容器的工作寿命。这样，可以节省三角形连接级联多电平变换器的制造成本，延长DC电容器的寿命，并且降低DC电容器的维护成本。
附图说明
参照附图示出和说明实施例。附图用于说明基本原理，因此仅说明理解基本原理所必需的方面。附图并非按比例绘制。为了更全面地理解本发明及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中：
图1示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置的框图；
图2示出三角形连接级联多电平变换器的电路图；
图3示出三角形连接级联多电平变换器的变换器单元的电路图；
图4示出三角形连接级联多电平变换器的三阶谐波循环电流的曲线图；
图5示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器的系统的框图；
图6示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器的循环电流的装置的框图；
图7示出根据本公开实施例的变换器控制器的框图；
图8示出具有和不具有根据本公开实施例的变换器控制器的仿真结果的曲线图；
图9示出根据本公开实施例的变换器控制器的闭环控制反馈的仿真结果的曲线图；并且
图10示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器的循环电流的方法的流程图。
具体实施方式
现在将参考若干示例实施例来讨论本发明描述的主题。讨论这些实施例的目的仅在于使本领域技术人员能够更好地理解并由此实现本发明的主题，而非暗示对主题范围的任何限制。
术语“包括”或“包含”及其变体应理解为开放术语，意指“包括但不限于”。术语“或”应解读为“和/或”，除非上下文中另有明确说明。术语“基于”应理解为“至少部分地基于”。术语“一个实施例”和“实施例”应理解为“至少一个实施例”。术语“另一实施例”应理解为“至少一个其它实施例”。除非另有说明或限制，否则术语“安装”、“连接”、“支撑”和“耦接”及其变型被广泛使用并且包括直接和间接安装、连接、支撑和耦接。此外，“连接”和“耦接”不限于物理或机械连接或耦接。在以下描述中，相同的附图标记和标号用于描述附图中相同、相似或相应的部分。其它显式和隐式定义可以包含在下文中。
在上述传统解决方案中，已经提出了一种用于控制STATCOM中的循环电流的方法，以用于在不平衡电压状态下操作STATCOM。尽管传统的解决方案利用三角形连接变换器的拓扑，但并不是每个变换器单元中都有AC源和整流器电路。因此，这种拓扑只能用于STATCOM，而不能直接应用于诸如中间电压(MV)驱动的电压驱动。传统的解决方案中没有提及注入循环电流以用于功率容量扩展。STATCOM只考虑无功功率生成，而MV驱动应用需要考虑有功功率生成和无功功率生成两者。这意味着对于相同的电压范围和功率尺度，用于MV驱动应用的DC电容器的电压波动大于用于STATCOM应用的DC电容器的电压波动。因此，用于MV驱动应用的三角形连接级联多电平变换器的循环电流控制更加复杂。
鉴于上述考虑，本公开实施例提供了一种用于控制三角形连接级联多电平变换器的循环电流的改进解决方案，该方案可以在对其硬件系统少量改动或者甚至不改动的情况下应用于电压驱动并帮助改进级联多电平变换器的功率容量。
根据一些实施例，循环电流由变换器控制器控制，以具有期望幅值并且被注入三角形连接级联多电平变换器的相臂中。变换器控制器确定流经三角形连接级联多电平变换器的相臂的循环电流，并且以闭环方式控制循环电流，使得流经三角形连接级联多电平变换器的相臂的循环电流被控制为具有期望幅值。这样，具有期望幅值的循环电流被注入相臂中以获得期望的相电流，从而扩展了三角形连接级联多电平变换器的额定功率范围。
下面将参考附图详细描述本公开的实施例。
图1示出用于控制三角形连接级联多电平变换器110的装置100的框图。装置100包括变换器控制器102。
变换器控制器102被配置为接收指示流经变换器110的相应相臂的相电流的电流信号。在一些实施例中，变换器110包括以三角形形状彼此连接的三个相臂。在一些实施例中，变换器控制器102分别从电流传感器接收电流信号。电流传感器电耦接至相臂，并且感测相电流以生成表示相电流的电流信号。在一些实施例中，电流传感器可以包含在变换器控制器102中。在其它实施例中，电流传感器可以设置在变换器控制器102的外部。
此外，变换器控制器102被配置为从电流信号确定指示变换器的110循环电流的谐波电流信号。循环电流在变换器110中沿顺时针方向或逆时针方向流动。变换器控制器102根据接收到的表示相应相臂的实际相电流的电流信号，计算谐波电流信号。在一些实施例中，变换器控制器102可以从电流信号确定指示变换器110的三阶谐波循环电流的谐波电流信号。在其它实施例中，变换器控制器102可以确定指示任意阶谐波循环电流的谐波电流信号。
此外，变换器控制器102被配置为基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号。谐波电压信号使得流经变换器的相臂的循环电流的幅值小于预定幅值。在一些实施例中，循环电流的幅值可以被控制至预定义的幅值。在其它实施例中，循环电流的幅值可以被控制为零。在一些实施例中，变换器控制器102生成谐波电压信号，以使得第三阶谐波循环电流的幅值为预定幅值。在其它实施例中，变换器控制器102生成谐波电压信号，以使得任意阶谐波循环电流的幅值为预定幅值。
在一些实施例中，变换器控制器102基于谐波电流信号和参考电流信号的比较，生成谐波电压信号。在一些实施例中，变换器控制器102将谐波电流信号的DC分量与参考电流信号的DC分量进行比较。在其它实施例中，变换器控制器102将谐波电流信号的AC分量与参考电流信号的AC分量进行比较。
根据一些实施例，变换器控制器102生成谐波电压信号，从而以闭环方式控制循环电流。在这种控制下，在变换器110的相臂中流动的循环电流可以被控制在预定义的幅值。在一些实施例中，三阶谐波循环电流的幅值被控制为变换器110的额定电流幅值的0.167倍。若将变换器110的额定电流设定为1pu，则三阶谐波循环电流的幅值维持在0.167pu。
在一些实施例中，变换器控制器102还被配置为接收与电耦接至变换器110的负载相关联的相电压参考信号。相电压参考信号被生成以用于控制变换器110的相臂中的变换器单元生成被设定为满足负载需求的输出电流。
在一些实施例中，变换器控制器102还被配置为通过将谐波电压信号与相电压参考信号进行组合，生成控制信号。控制信号用于控制变换器110以使得相电流的峰值幅值为第一幅值。变换器控制器102可以包括组合器或加法器，以用于将谐波电压信号与相电压参考信号进行组合。第一幅值与相电流中的循环电流的第二幅值相关联。这样，生成用于控制变换器110的变换器单元的控制信号，使得注入有期望幅值的循环电流的相臂的相电流在变换器110中流动。
在一些实施例中，当幅值为0.167pu的三阶谐波循环电流被注入相臂中时，相电流或组合相电流的峰值达到0.866pu。因此，1/0.866≈1.155意味着注入三阶谐波循环电流可以有助于变换器110获得大约15.5％的额外功率。这样，扩展了变换器110的额定功率范围，并且提高了变换器110的功率容量。此外，由于组合相电流的峰值减小，变换器110的相臂中的每个变换器单元中的DC电容器的电压波动减小。
在一些实施例中，装置100还可以包括变换器单元104。每个单元控制器104被配置为基于从控制信号生成的对应的单元控制信号，控制相臂中的变换器单元202中对应的变换器单元202。该控制使得循环电流的幅值为预定幅值。单元控制信号基于控制信号而被分别生成，并且单元控制信号针对变换器单元而被分别生成。在一些实施例中，单元控制器104基于单元控制信号生成PWM信号，并且通过PWM信号控制变换器单元，使得循环电流的幅值被控制为预定义的幅值。在一些实施例中，变换器单元由单元控制信号控制，使得三阶谐波循环电流的幅值被控制在0.167pu的幅值。
在一些实施例中，单元控制器104还被配置为接收DC电压值，该DC电压值指示变换器单元中的DC电容器两端的DC电压。单元控制器104将DC电压值与标称值进行比较以生成补偿因数，并且基于生成的补偿因数和单元控制信号，控制变换器单元。这样，单元控制器104可以基于DC电压值补偿单元控制信号，并且基于补偿控制信号控制变换器单元。这样，各变换器单元中的DC电容器的电压波动进一步减小，从而进一步延长了DC电容器的工作寿命。
图2示出三角形连接级联多电平变换器110的电路图。用于MV驱动的三角形连接级联多电平变换器的变换器拓扑如图2所示。变换器110包括分别连接在端子A和B之间、端子B和C之间以及端子C和A之间的三个相臂。变换器110包括每个相臂中的多个变换器单元202。多个变换器单元202在每个相臂中级联。变换器110还可以包括每个相臂中的臂电感器204。如图2所示，循环电流在变换器110的相臂中流动。这种循环电流一般是由多种原因引起的，包括变压器对称容差(TST)、各单元DC电压纹波等。在一些实施例中，循环电流如图2所示沿顺时针方向流动。在其它实施例中，循环电流可以沿逆时针方向流动。
图3示出三角形连接级联多电平变换器110的变换器单元202的电路图。如图3所示，变换器单元202包括AC源302、整流电路304、电容器306和电桥电路308。整流电路304包括二极管，以对从AC源302供应的AC电流整流来生成DC电流。电容器306向电桥电路308输出DC电压。电桥电路308输出从DC电压变换的AC电流。在一些实施例中，电桥电路308可以包括如图3所示的全桥电路。在其它实施例中，电桥电路308可以包括半桥电路。电桥电路308包括接收PWM信号以用于输出期望的AC电流或电压的晶体管。
在一些实施例中，单元控制器104基于单元控制信号生成PWM信号，并且将PWM信号输出至晶体管以控制晶体管的切换。这样，单元控制器104基于单元控制信号控制晶体管的输出电流。循环电流被组合成输出电流，并且组合的电流在相臂中流动。另外，变换器控制器102基于输出电流中的循环电流生成控制信号。基于控制信号，分别为变换器单元202生成单元控制信号。这样，变换器控制器102生成用于通过相应的单元控制器104控制变换器单元202的控制信号，使得输出电流中的循环电流被控制为期望幅值。也就是说，变换器控制器以闭环方式控制循环电流，使得循环电流的幅值维持在期望值。这样，具有期望幅值的循环电流被注入变换器110的相臂中。
图4示出三角形连接级联多电平变换器110的三阶谐波循环电流的曲线图。在图4所示的波形中，sinwt表示变换器单元202中的晶体管的额定输出电流，并且Iz*sin3wt表示在变换器110中流动的三阶谐波循环电流，其中IZ表示被注入变换器110中的三阶谐波循环电流的幅值。另外，iL(＝sinwt+Iz*sin3wt)表示流经变换器110中的三相臂的相电流。
如图4所示，随着Iz从0pu增加至1pu，iL的峰值先减小并且继而增加。根据公式计算，当Iz＝0.167pu时，相电流的峰值iL_peak可以达到最小值0.866pu。此外，1/0.866≈1.155意味着，注入具有幅值为0.167pu的三阶谐波循环电流(即Iz＝0.167pu)可以有助于变换器110获得大约15.5％的额外功率。以这种方式，即使是在保持变换器110的原始功率分量不变的情况下提高了变换器110的功率容量。此外，由于相电流的峰值iL_peak减小，所以每个变换器单元中的DC电容器的电压波动减小。
图5示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器110的系统500的框图。在一些实施例中，系统500包括第一控制器502、第二控制器504，以及参照图1描述的装置100。在一些实施例中，系统500包括第一控制器502、第二控制器504、变换器控制器102和单元控制器104。
在一些实施例中，第一控制器502被配置为生成与电耦接至变换器110的负载相关联的相电压参考信号。在一些实施例中，相电压参考信号与电机模型通量和扭矩相关联，并且第一控制器502基于计算得到的电机模型通量和扭矩及相关联的参考信号，生成相电压参考信号。生成相电压参考信号以用于控制变换器单元202提供与负载相关联的输出功率。
在一些实施例中，第二控制器504被配置为基于谐波电压信号，生成用于多个变换器单元202的多个单元控制信号。将由第一控制器502生成的相电压参考信号与由变换器控制器102生成的谐波电压信号进行组合，生成控制信号。第二控制器504接收控制信号并基于控制信号生成多个单元控制信号。在一些实施例中，在变换器控制器102的外部设置加法器，并且加法器被配置为将相电压参考信号与谐波电压信号进行组合。在其它实施例中，加法器被设置在变换器控制器102中，以将相电压参考信号与谐波电压信号进行组合。
在一些实施例中，第二控制器504基于包含在变换器110中的变换器单元202，生成相应的单元控制信号。在一些实施例中，第二控制器504提供变换器控制器102与单元控制器104之间的接口。第二控制器504将可应用于控制变换器单元202的相应单元控制信号分配给单元控制器104。
在一些实施例中，提供分别对应于包含在变换器110中的多个变换器单元202的多个单元控制器104。单元控制器104中的每个单元控制器104从第二控制器504接收对应的单元控制信号，以基于单元控制信号生成PWM信号。此外，单元控制器104中的每个单元控制器104向对应的变换器单元202发送PWM信号，并且控制变换器单元202中的晶体管地切换以生成输出电流。这样，基于通过组合谐波电压信号而生成的控制信号来控制变换器110的变换器单元202，以使得循环电流具有预定义的幅值。这样，通过组合循环电流和输出电流而获得的相电流被控制为具有预定峰值义的幅值。
图6示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器110的循环电流的装置100的框图。
第一控制器502生成相电压参考信号Vabc_ref，并且变换器控制器102生成谐波电压信号Uabc_ref。在一些实施例中，加法器602设置在变换器控制器102的外部，并且将相电压参考信号Vabc_ref与谐波电压信号Uabc_ref进行组合以生成控制信号，如图6所示。在其它实施例中，加法器602被包含在变换器控制器102中。
第二控制器504从加法器602接收控制信号，以生成用于变换器单元202的相应单元控制信号。
单元控制器104分别从第二控制器504接收单元控制信号，以生成用于控制变换器单元202中的相应电桥电路308的PWM信号。在一些实施例中，单元控制器104还被配置为接收指示变换器单元202中的电容器306两端的DC电压的DC电压值Udc。单元控制器104被配置为将DC电压值Udc与标称值进行比较，生成补偿因数。此外，单元控制器104被配置为基于生成的补偿因数和单元控制信号，控制变换器单元202。
在一些实施例中，单元控制器104被配置为通过将DC电压值除以标称值来生成补偿因数。单元控制器104被配置为通过将单元控制信号的电平除以补偿因数来确定补偿控制信号，并且基于补偿控制信号控制变换器单元202。将补偿PWM信号作为补偿控制信号提供给电桥电路308，以控制输出电流。这样，每个变换器单元202中的电容器306的电压波动进一步减小，从而进一步延长了DC电容器的工作寿命。
图7示出根据本公开实施例的变换器控制器102的框图。如图7所示，变换器控制器102可以包括计算模块702和参考电压生成模块704。
在一些实施例中，计算模块702接收指示流经臂电感器的相电流的电流信号Iarm_a、Iarm_b和Iarm_c。电流信号可以由电流传感器测量。如图7所示，计算模块702可以包括锁相环(PLL)单元，以获得输出电流的基波相位角wt，并且继而可以生成三阶谐波循环电流的相位角3wt。计算模块702还可以包括平均单元，用于获得三阶谐波循环电流的幅值。计算模块702还可以包括变换单元，以获得三阶谐波循环电流的DC分量和AC分量。计算模块702还可以包括低通滤波器(LPF)，以获得三阶谐波循环电流电流I3d、I3q的DC分量。I3d和I3q是DQ向量中的Iz。I3d_ref和I3q_ref是用于DQ向量中三阶谐波循环电流的闭环控制的参考电流的参考DC分量。
在一些实施例中，参考电压生成模块704将I3d与I3d_ref进行比较以生成第一DC差，并且将I3q和I3q_ref进行比较以生成第二DC差。为了将三阶谐波循环电流注入相臂中以用于变换器110的功率扩展，当wt＝2kπ(k＝0、1、2……)时，三阶谐波循环电流和相臂中的基波电流的相位角应当相等。为了实现这一点，I3d_ref应设定为期望幅值Iz，并且I3q_ref＝0pu。在一些实施例中，Iz＝0.167pu。参考电压生成模块704包括PI控制单元和变换单元，以基于第一DC差和第二DC差生成谐波电压信号Uabc_ref，来用于以闭环PI控制的方式控制三阶谐波循环电流具有预定义的幅值。
需要注意的是，图7所示的变换器控制器102的实施方式仅仅是一个示例性实施例，并且本公开不限于此。在其它实施例中，变换器控制器102可以以闭环方式控制任意阶谐波循环电流。在其它实施例中，变换器控制器102可以实现为任何其它类型的闭环PI控制。
在其它实施例中，变换器控制器102可以以闭环PR控制的方式实现。在这些实施例中，变换器控制器102被配置为从电流信号确定谐波电流信号的第一AC分量和第二AC分量。变换器控制器102将第一AC分量与参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，生成第一AC差，并且将第二AC分量与参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，生成第二AC差。此外，变换器控制器102基于第一AC差和第二AC差，生成谐波电压信号。
根据一些实施例，在对变换器的硬件系统进行少量改动甚至不改动的情况下，注入循环电流可以有助于帮助三角形连接级联多电平变换器扩展变换器的功率容量。因此，可以节省变换器的资金成本。例如，通过对变换器使用三阶谐波循环电流控制，在对变换器的硬件系统进行少量改动或甚至不改动的情况下，变换器的额定功率范围可以进一步扩展大约15.5％。因此，对于电压驱动应用，以变换器的最小材料成本获得了功率范围扩展。
此外，每个变换器单元中的DC电容器的电压波动减小，这可以有助于延长DC电容器的工作寿命。DC电容器是三角形连接级联多电平变换器中的主要部件。DC电容器的这种寿命延长对于延长变换器寿命和降低此类变换器的维护成本来说是非常有帮助的。因此，通过限制DC电容器的电压波动，延长了变换器的每个变换器单元中的DC电容器的寿命，并且降低了维护成本。
在MATLAB中建立三角形连接级联多电平变换器的仿真模型。表1列出仿真模型的参数。
表1
Figure BDA0003548992030000151
表2示出仿真结果。IL_peak表示流经臂电感器的电流的峰值，IZ_peak表示三阶谐波循环电流的峰值，并且Ploss_arm表示臂电流流经1Ω电阻时的功率损耗，即，(∫IL 2dt)/T。
表2
Figure BDA0003548992030000152
Figure BDA0003548992030000161
可以看出，对于相同的电机负载，在变换器控制的帮助下，流经臂电感器的电流的峰值从1.13pu减小为0.89pu。这样，三角形连接变换器的基波电流可以进一步从0.89pu增加至1.0pu，这意味着变换器的额定功率增加了约+15％。
对于每个变换器单元中的DC电容器的电压波动，仿真结果如表3所示。可以看出，电压波动随着三阶谐波循环电流参考Iz_ref的电流幅值增加而显著减小。因此，更多循环电流注入可以有助于进一步减小DC电压波动。
表3
Figure BDA0003548992030000162
图8示出具有和不具有根据本公开实施例的变换器控制器的仿真结果的曲线图。在MATLAB中建立三角形连接级联多电平变换器的仿真模型。IL表示流经臂电感器的相电流，并且Iz表示循环电流。从图8中也可以获得类似的结论，其中在图8的(a)部分所示的波形中的相电流IL的峰值远大于图8的(b)部分所示的波形中的相电流IL的峰值。
图9示出根据本公开实施例的变换器控制器的闭环控制反馈的仿真结果曲线图。图9示出闭环控制的反馈可以遵循参考信号。
根据本公开实施例，对变换器的循环电流控制有助于在对变换器的硬件系统进行少量改动或甚至不改动的情况下，将变换器的额定功率范围扩展大约15.5％。此外，每个变换器单元中的DC电容器的电压波动减小，这可以有助于延长DC电容器的工作寿命。DC电容器的这种寿命延长对于延长变换器寿命和降低此类变换器的维护成本来说是非常有帮助的。这样，以变换器的最小材料成本获得功率范围扩展，并且延长了变换器的每个变换器单元中的DC电容器的寿命，降低了的维护成本。
图10示出根据本公开实施例的用于控制三角形连接级联多电平变换器的循环电流的方法的流程图1000。
在框1002，该方法包括接收电流信号，该电流信号指示流经变换器的相应相臂的相电流。
在框1004，该方法包括从电流信号确定指示变换器的循环电流的谐波电流信号。在一些实施例中，从电流信号确定谐波电流信号的第一DC分量和第二DC分量。在其它实施例中，从电流信号确定谐波电流信号的第一AC分量和第二AC分量。
在框1006，该方法包括基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号。谐波电压信号使得流经变换器的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。在一些实施例中，三阶谐波循环电流的幅值被控制为变换器的额定电流幅值的0.167倍。
在一些实施例中，基于谐波电流信号和参考电流信号的比较，生成谐波电压信号。在一些实施例中，将第一DC分量与参考电流信号的第一参考DC分量进行比较，生成第一DC差，并且将第二DC分量与参考电流信号的第二参考DC分量进行比较，生成第二DC差。在一些实施例中，将第一DC分量与变换器额定电流幅值的0.167倍进行比较，并且将第二DC分量与零进行比较。此外，基于第一DC差和第二DC差生成谐波电压信号。
在其它实施例中，将第一AC分量与参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，生成第一AC差，并且将第二AC分量与参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，生成第二AC差。此外，基于第一AC差和第二AC差，生成谐波电压信号。
在一些实施例中，该方法还可以包括接收与电耦接至变换器的负载相关联的相电压参考信号。该方法还可以包括通过将谐波电压信号与相电压参考信号进行组合，生成控制信号。控制信号用于控制变换器，以使得相电流的峰值幅值为第一幅值。第一幅值与相电流中的循环电流的第二幅值相关联。
在一些实施例中，该方法还可以包括基于从控制信号生成的单元控制信号，控制相臂的多个变换器单元中的一个变换器单元。该控制使得循环电流的幅值为预定幅值。在一些实施例中，该方法还包括接收DC电压值，该DC电压值指示多个变换器单元中的一个变换器单元的电容器两端的DC电压。将DC电压值与标称值进行比较，生成补偿因数。在一些实施例中，通过将DC电压值除以标称值来生成补偿因数。此外，基于所生成的补偿因数和单元控制信号，控制多个变换器单元中的一个变换器单元。在一些实施例中，基于补偿控制信号控制多个变换器单元中的一个变换器单元。
根据本公开的另一方面，提供了一种计算机可读介质。该计算机可读介质包括存储在其上的指令。当在至少一个处理器上执行指令时，该指令使得至少一个处理器执行如上所述的方法。
虽然在以上讨论中包含了若干细节，但这些不应解释为对本文所描述主题的范围的限制，而应解释为特定于具体实施例的特征的描述。提供本公开的先前描述以使得本领域技术人员能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对于本领域技术人员来说是显而易见的，本文限定的通用原理可以在不偏离本公开主旨或范围的情况下应用于其它变型。因此，本公开并非旨在限于本文描述的示例和设计，而是与本文公开的原理和新颖特征的最宽泛范围一致。

Claims (24)

1.一种用于控制三角形连接级联多电平变换器(110)的装置(100)，包括：
变换器控制器(102)，所述变换器控制器(102)被配置为：
接收电流信号，所述电流信号指示流经所述变换器(110)的相应相臂的相电流；
从所述电流信号确定指示所述变换器(110)的循环电流的谐波电流信号；并且
基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号，以使得流经所述变换器(110)的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。
2.根据权利要求1所述的装置(100)，其中所述变换器控制器(102)被配置为：
从所述电流信号确定所述谐波电流信号，所述谐波电流信号指示变换器(110)的三阶谐波循环电流；并且
生成所述谐波电压信号，以使得所述三阶谐波循环电流的幅值是所述变换器(110)的额定电流的幅值的0.167倍。
3.根据权利要求1所述的装置(100)，其中所述变换器控制器(102)还被配置为：
接收所述变换器(110)的负载相关联的相电压参考信号，所述负载电耦接至所述变换器(110)；并且
通过将所述谐波电压信号与所述相电压参考信号进行组合，生成用于控制所述变换器(110)的控制信号，以使得所述相电流的峰值幅值为第一幅值，
其中所述第一幅值与所述相电流中的所述循环电流的第二幅值相关联。
4.根据权利要求1所述的装置(100)，其中所述变换器控制器(102)被配置为基于所述谐波电流信号和所述参考电流信号的比较来生成所述谐波电压信号。
5.根据权利要求4所述的装置(100)，其中所述变换器控制器(102)被配置为：
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第一DC分量；
将所述第一DC分量与所述参考电流信号的第一参考DC分量进行比较，以生成第一DC差；
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第二DC分量；
将所述第二DC分量与所述参考电流信号的第二参考DC分量进行比较，以生成第二DC差；并且
基于所述第一DC差和所述第二DC差，生成所述谐波电压信号。
6.根据权利要求5所述的装置(100)，其中所述参考电流的第一参考DC分量被设定为所述变换器(110)的额定电流的幅值的0.167倍，并且所述参考电流的第二参考DC分量被设定为零。
7.根据权利要求4所述的装置(100)，其中所述变换器控制器(102)被配置为：
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第一AC分量；
将所述第一AC分量与所述参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，以生成第一AC差；
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第二AC分量；
将所述第二AC分量与所述参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，以生成第二AC差；并且
基于所述第一AC差和所述第二AC差，生成所述谐波电压信号。
8.根据权利要求3所述的装置(100)，还包括:
单元控制器(104)，所述单元控制器(104)被配置为基于从所述控制信号生成的单元控制信号，控制所述相臂中的多个变换器单元(202)中的一个变换器单元，使得所述循环电流的幅值为所述预定幅值。
9.根据权利要求8所述的装置(100)，其中所述单元控制器(104)还被配置为：
接收DC电压值，所述DC电压值指示所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元中的电容器(306)两端的DC电压；
将所述DC电压值与标称值进行比较，以生成补偿因数；并且
基于所生成的补偿因数和所述单元控制信号，控制所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元。
10.根据权利要求9所述的装置(100)，其中所述单元控制器(104)被配置为通过用所述DC电压值除以所述标称值来生成所述补偿因数。
11.根据权利要求10所述的装置(100)，其中所述单元控制器(104)被配置为：
通过用所述单元控制信号的电平除以所述补偿因数来确定补偿控制信号；并且
基于所述补偿控制信号控制所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元。
12.一种用于控制三角形连接级联多电平变换器(110)的方法，包括：
接收电流信号，所述电流信号指示流经变换器(110)的相应相臂的相电流；
从所述电流信号确定指示变换器(110)的循环电流的谐波电流信号；以及
基于所确定的谐波电流信号和参考电流信号，生成谐波电压信号，以使得流经所述变换器(110)的相臂的循环电流的幅值为预定幅值。
13.根据权利要求12所述的方法，其中确定指示所述循环电流的所述谐波电流信号包括确定指示三阶谐波循环电流的所述谐波电流信号，并且
其中生成所述谐波电压信号以使得所述循环电流的幅值为所述预定幅值包括生成所述谐波电压信号，以使得所述三阶谐波循环电流的幅值是所述变换器(110)的额定电流的幅值的0.167倍。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括：
接收所述变换器(110)的负载相关联的相电压参考信号，所述负载电耦接至所述变换器(110)；以及
通过将所述谐波电压信号与所述相电压参考信号进行组合，生成用于控制所述变换器(110)的控制信号，以使得所述相电流的峰值幅值为第一幅值，
其中所述第一幅值与所述相电流中的循环电流的第二幅值相关联。
15.根据权利要求12所述的方法，其中生成所述谐波电压信号包括基于所述谐波电流信号和所述参考电流信号的比较来生成所述谐波电压信号。
16.根据权利要求15所述的方法，其中基于所述比较生成所述谐波电压信号包括：
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第一DC分量；
将所述第一DC分量与所述参考电流信号的第一参考DC分量进行比较，以生成第一DC差；
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第二DC分量；
将所述第二DC分量与所述参考电流信号的第二参考DC分量进行比较，以生成第二DC差；以及
基于所述第一DC差和所述第二DC差，生成所述谐波电压信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其中将所述第一DC分量与所述第一参考DC分量进行比较包括将所述第一DC分量与所述变换器(110)的额定电流幅值的0.167倍进行比较，并且
其中将所述第二DC分量与所述第二参考DC分量进行比较包括将所述第二DC分量与零进行比较。
18.根据权利要求15所述的方法，其中基于所述比较生成所述谐波电压信号包括：
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第一AC分量；
将所述第一AC分量与所述参考电流信号的第一参考AC分量进行比较，以生成第一AC差；
从所述电流信号确定所述谐波电流信号的第二AC分量；
将所述第二AC分量与所述参考电流信号的第二参考AC分量进行比较，以生成第二AC差；以及
基于所述第一AC差和所述第二AC差，生成所述谐波电压信号。
19.根据权利要求14所述的方法，还包括:
基于从所述控制信号生成的单元控制信号，控制所述相臂中的多个变换器单元(202)中的一个变换器单元，使得所述循环电流的幅值为所述预定幅值。
20.根据权利要求19所述的方法，还包括:
接收DC电压值，所述DC电压值指示所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元中的电容器(306)两端的DC电压；
将所述DC电压值与标称值进行比较，以生成补偿因数；以及
基于所生成的补偿因数和所述单元控制信号，控制所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元。
21.根据权利要求20所述的方法，其中生成所述补偿因数包括通过用所述DC电压值除以所述标称值来生成所述补偿因数。
22.根据权利要求21所述的方法，其中控制所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元包括：
通过用所述单元控制信号的电平除以所述补偿因数来确定补偿控制信号；以及
基于所述补偿控制信号控制所述多个变换器单元(202)中的一个变换器单元。
23.一种用于控制三角形连接级联多电平变换器(110)的系统(500)，包括：
根据权利要求1-11中任一项所述的装置(100)；
第一控制器(502)，所述第一控制器(502)被配置为基于电耦接至所述变换器(110)的负载，生成相电压参考信号；以及
第二控制器(504)，所述第二控制器(504)被配置为基于所述谐波电压信号，生成用于所述多个变换器单元(202)的多个单元控制信号。
24.一种计算机可读介质，具有存储在其上的指令，所述指令当在至少一个处理器上执行时，使得所述至少一个处理器执行根据权利要求12-22中任一项所述的方法。
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