CN114301356B - 基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，首先将六相永磁电机分成两套绕组进行控制，并设置旋转电压矢量，在第一套绕组的估计d轴、q轴注入该旋转电压矢量的分量，第二套绕组的估计d轴、q轴注入该旋转电压矢量的分量的相反数，然后根据六相电压求取零序电压，对零序电压进行变换后输入至低通滤波器；最后将滤波结果输入至PI环节和积分环节，即可获得电机的估计位置；本发明提供的方法解决了传统脉振高频注入方法中存在的六倍频干扰问题，消除了旋转综合矢量脉振高频电压注入产生的转矩脉动，同时由于相电流高频频率更低，对铁芯的损耗更少。

Description

基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置 传感器控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法。

背景技术

六相永磁电机驱动系统广泛应用于船舶电力推进、机车动力牵引、混合动力汽车和多电飞机等领域。而采用无位置技术的永磁电机驱动系统可以减小系统的体积与成本。

现有的无位置传感器技术分为两类，即基于反电动势和基于凸极效应的无位置传感器控制技术。由于电机在零速情况下没有扩展反电动势，低速情况下反电动势谐波成分含量大，因此在零低速情况下，采用基于反电动势的观测器方法难以准确估算转子位置。基于凸极效应的无位置传感器控制方法主要利用电机自身的非理想特性对电机的转速和位置信号进行估计。由于没有用到反电动势等受到速度约束的物理量，因此在零低速情况下也有较好的性能。

高频信号注入法作为基于凸极效应的无位置传感器控制方法的一种，基本原理是向电机绕组中注入一定的高频信号，检测含有转子位置信息的信号反馈值，进而得到电机转子角度。该方法实现方式简单，鲁棒性较好，且对系统硬件没有额外的要求。脉振高频注入法通过在同步旋转坐标系的直轴d轴中注入高频正弦电压信号，注入的信号会在静止坐标系中形成一个高频的脉振电压信号，通过对交轴高频电流信号进行幅值调制后，可以提取出其中与转子位置有关的信息，以此方式来获得转子的位置速度信息。

由于零序电压幅值不取决于注入信号的频率，所以，基于零序电压的高频注入的无位置传感器控制可以显著提高系统鲁棒性和位置估计精度。但是对于基于零序电压的脉振高频电压注入法，在计算转子位置的实际值和估计值的误差的过程中，会引入一个六倍频扰动量(该扰动量的频率为电机电角频率的六倍)，从而影响了转子位置的辨识精度。

为了解决六倍频扰动量的干扰问题，申请号CN202110675485.4提出了一种旋转综合矢量的脉振高频注入法，该方法将一个旋转的高频电压信号注入到估计同步旋转坐标系中，可以使得六倍频扰动量得到很好的抑制。然而该方法注入的旋转矢量的高频电压信号，会在电机中产生较大的转矩脉动。

为了解决转矩脉动的问题，申请号CN202111403763.7提出了一种改进的逆二倍坐标脉振高频注入的方法，该方法通过向两套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系分别注入相反的高频电压信号，不仅可以得到转子位置估计信号，同时消除了转矩脉动。然而该方法向以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系注入高频信号，使得相电流高频频率高于在以转子同步旋转坐标系注入高频信号的相电流频率，因此该方法对铁芯损耗较大。

发明内容

发明目的：针对上述背景技术中存在的问题，本发明提供了基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，在抑制了六倍频扰动量的干扰问题的同时，消除了现有基于旋转综合矢量的脉振高频注入法的转矩脉动，同时，与现有的抑制转矩脉动的逆二倍坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制方法相比，本发明相电流高频频率更低，对铁芯的损耗更小。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，将对称六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率的差值输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；将u^* _{d_set1}与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，将u*_{q_set1}与高频电压U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht和u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；将u^* _{q_set2}与高频电压-U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht，将u^* _{d_set2}与高频电压-U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht，并且分别对u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht和u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；

将两个相反的旋转综合矢量分别注入到对称六相永磁电机的两套独立绕组的估计坐标系中来估计电机转子位置，具体步骤如下：

步骤S1、设置旋转电压矢量其中U_h为旋转电压矢量的长度，为旋转电压矢量的相位角，ω_h为旋转电压矢量的角频率，为估计的转子位置角，所述旋转电压矢量U_h在估计的d轴上的分量为U_hcosω_ht，在估计的q轴上的分量为U_h sinω_ht；

步骤S2、将旋转电压矢量注入到电机第一套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₁如下：

其中，L₀为电机自感的平均值，M₀为电机互感的平均值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，L₂为电机自感二次谐波幅值；

将相反的旋转电压矢量注入到电机第二套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₂：

将两套绕组上产生的零序电压U₀₁和U₀₂求和，获取对称六相永磁电机的零序电压如下：

步骤S3、对步骤S2获取的对称六相永磁电机的零序电压进行变换如下：

将变换结果输入至低通滤波器进行滤波，获得结果如下：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将步骤S3所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获得电机的转子位置估计信号。

进一步地，所述步骤S2中求取零序电压U₀₁的具体步骤包括：

步骤S2.1、设定轴与电机的实际d轴夹角为电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，满足第一套绕组产生的dq轴电流的变化率为：

步骤S2.2、分别计算产生的三相电流变换率如下：

由可得：

其中M2为电机互感二次谐波幅值。

步骤S2.3、分别计算产生的三相电压如下：

步骤S2.4、计算产生的零序电压如下：

同样地，求取产生的零序电压如下：

有益效果：

本发明提供的基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法通过在估计的d轴、q轴上注入高频信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统脉振高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；在对称六相电机双套绕组的估计d轴、q轴注入相反的旋转电压矢量分量，消除了旋转综合矢量脉振高频电压注入产生的转矩脉动；同时，本发明采用的方法相电流高频频率更低，对铁芯的损耗更小。

附图说明

图1为本发明采用的对称六相永磁电机的转速控制框图；

图2为现有技术中传统对称六相永磁电机的转速控制框图；

图3为申请号CN202110675485.4提出的基于旋转综合矢量的脉振高频注入的六相永磁电机无位置方法的控制框图；

图4为申请号CN202110675485.4提出的无位置方法中的转子位置及误差波形图；

图5为申请号CN202110675485.4提出的无位置方法中的转矩波形图；

图6为申请号CN202111403763.7提出的抑制转矩脉动的逆二倍坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制框图；

图7为本发明提出的用于对称六相永磁电机的旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法的控制框图；

图8为本发明提出的用于对称六相永磁电机的旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法的转子位置及误差波形图；

图9为本发明提出的用于对称六相永磁电机的旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法的转矩波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供的基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，基于如图1所示的对称六相永磁电机的转速控制原理，将对称六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率的差值输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；将u^* _{d_set1}与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，将u^* _{q_set1}与高频电压U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht和u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；将u^* _{q_set2}与高频电压-U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht，将u^* _{d_set2}与高频电压-U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht，并且分别对u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht和u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比。

现有技术中申请号CN202110675485.4提出了一种旋转综合矢量的脉振高频注入法，采用的转速控制方法如图2所示，将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率的差值输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*，通过电流传感器获取电机的六相电流i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f，对i_a，i_b，i_c，i_d，i_e和i_f进行abcdef/dq变换，获得实际q轴电流i_q和d轴电流i_d；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_q的差值i_q ^*-i_q输入至第二PI环节，得到u^* _q；设定给定d轴电流i^* _d，将给定d轴电流i^* _d和实际d轴电流i_d的差值i^* _d-i_d输入至第二PI环节，得到u^* _d；将u^* _d与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _d+U_hcosω_ht,将u^* _q与高频电压U_hsinω_ht相加获得u^* _q+U_hsinω_ht,对u^* _d+U_hcosωt和u^* _q+U_hsinω_ht进行dq/abcdef变换，得到对应逆变器六相桥臂的占空比。

旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置传感器控制框图如图3所示，它的核心思想是在估计坐标系注入旋转综合矢量的高频电压信号来估计电机转子位置。具体地，

首先分别计算产生的dq轴电流的变化率，然后计算产生的六相电流变换率，进而获取产生的六相电压，由获取的六相电压最终计算产生的零序电压如下：

对作如下变换：

将经过低通滤波器得到其中k为滤波系数；

将依次通过PI调节器和积分环节得到电机转子的辨识位置。

如图4所示为转子位置及误差波形图，可以看出，对于上述技术方案而言，进入PI调节器的只有没有六倍频的干扰。

但是，在该算法中，在估计参考坐标系注入的高频电压信号，会在电机q轴产生如下电流：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

其中，P_r为电机的转子极对数，ψ_fm为电机的永磁磁链。

可以看出，该电流产生了频率为ω_h，幅值为的转矩脉动。如图5所示，转矩脉动峰峰值为0.2N.m。

申请号CN202111403763.7则提出了一种改进的逆二倍坐标脉振高频注入的方法，采用了与本专利相同的转速估计方法，如图1所示。该方法提出的抑制转矩脉动的逆二倍坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制框图如图6所示，核心思想是通过向两套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系分别注入相反的高频电压信号，获取转子位置估计信号，消除转矩脉动。具体步骤包括：

首先，第一套绕组将注入到电机第一套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系上，获取实际注入的三相电压U_AO、U_BO、U_CO；分别计算高频注入产生的三相电流变换率进而获取高频注入产生的三相电压U_AA1、U_BB1、U_CC1；最终计算第一套绕组零序电压如下：

其中，L₀为电机自感的平均值，M₀为电机互感的平均值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，L₂为电机自感二次谐波幅值，M2为电机互感二次谐波幅值。

同样地，求取第二套绕组零序电压如下：

最终求解六相电机零序电压如下：

对零序电压进行变换如下：

将变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：

其中k为滤波系数；

将低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节即可获得电机的估计位置。

由上述技术方案可知，进入PI调节器的为同时，高频信号注入在q轴上产生的电流如下所示：

该电流产生的转矩脉动如下所示：

但是，高频电压注入产生的A相高频电流如下所示：

相电流高频频率为f_h±4f_e与f_h±2f_e的叠加，其中f_h为注入高频，f_e为基频。

定子铁芯损耗可以表示为：

其中，P_h，P_c，P_e依次代表磁滞损耗、经典涡流损耗和异常涡流损耗，B_p为磁通密度幅值，f为相电流频率，k_h，x为磁滞损耗系数，k_c为经典涡流损耗系数，k_e为异常损耗系数。

因此，可以看出定子铁芯损耗与相电流频率正相关，而该方法采用在以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系注入高频信号，使得该方法比传统的估计坐标系下高频注入法的铁芯损耗大。

本发明针对上述方法对铁芯损耗较大的问题，提出了一种用于对称六相永磁电机的旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，如图7所示，其采用的是图1所示的双套绕组控制的六相永磁电机转速控制方法，具体步骤如下：

步骤S1、设置旋转电压矢量其中U_h为旋转电压矢量的长度，为旋转电压矢量的相位角，ω_h为旋转电压矢量的角频率，为估计的转子位置角，所述旋转电压矢量在估计的d轴上的分量为U_hcosω_ht，在估计的q轴上的分量为U_h sinω_ht；

步骤S2、将旋转电压矢量注入到电机第一套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₁如下：

步骤S2.1、设定轴与电机的实际d轴夹角为电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，满足第一套绕组产生的dq轴电流的变化率为：

步骤S2.2、分别计算产生的三相电流变换率如下：

由可得：

步骤S2.3、分别计算产生的三相电压如下：

步骤S2.4、计算产生的零序电压如下：

将相反的旋转电压矢量注入到电机第二套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₂，具体如下：

步骤L2.1、记轴与电机的实际d轴夹角为电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则第二套绕组产生的dq轴电流的变化率为：

步骤L2.2、分别计算产生的三相电流变换率为：

由可得

步骤L2.3、分别计算产生的三相电压为：

步骤L3.3、计算产生的零序电压为：

将两套绕组上产生的零序电压U₀₁和U₀₂求和，获取对称六相永磁电机的零序电压如下：

步骤S3、对步骤S2获取的对称六相永磁电机的零序电压进行变换如下：

将变换结果输入至低通滤波器进行滤波，获得结果如下：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将步骤S3所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获得电机的转子位置估计信号。

如图8所示为本发明提供的无位置传感器控制方法的转子位置及误差波形图。可以看出，对于本发明的算法，进入PI调节器的只有没有六倍频的干扰。

本专利设置两套三相绕组空间电角度相差180度，此时零序电压为：

如果设置两套三相绕组空间电角度相差0度，一套绕组正接，另一套绕组反接，此时零序电压为：

本发明提出的方案中，将两对独立的高频信号注入到两套独立的绕组中，进行无位置传感器控制，注入的第一对高频信号会在第一套绕组的q轴产生高频电流，该高频信号在q轴上产生的电流为注入的第二对高频信号会在第二套绕组的q轴产生高频电流，该高频信号在q轴上产生的电流为则两对高频信号在q轴产生的总电流为零，故该注入方法没有转动脉动。

可以看出，该电流不会产生转矩脉动，相对于基于旋转综合矢量的脉振高频注入的无位置方法，本发明产生的转矩脉动变为零，如图9所示。

此外，本专利提出的方案中A相电流为：

由于则A相电流可以化简为

当电机稳定时则得到A相电流高频频率为f_h+f_e，其中f_h为注入高频，f_e为基频。

申请号CN202110675485.4提出的方案中，产生的A相高频电流如下所示：

由于则A相电流可以化简为

当电机稳定时则得到A相电流高频频率为f_h-2f_e与f_h+2f_e的叠加。

定子铁芯损耗可以表示为：

本专利的铁芯损耗可以表示为

申请号CN202110675485.4的铁芯损耗可以表示

由于f_h+2f_e大于f_h+f_e，那么P_Fe2(2)＞P_Fe，可知本专利定子铁芯损耗小于申请号CN202110675485.4。

可以看出定子铁芯损耗与相电流频率正相关，与申请号CN202110675485.4提出的方案相比，后者由于通过向两套绕组的以两倍估计转子电角速度逆时针旋转的估计坐标系分别注入高频电压信号，由于角速度较大，导致相电流高频频率较大，直接导致定子铁芯损耗增加。本发明由于基于同步轴注入相反的高频电压信号，相电流高频频率必然小于前者，定子铁芯损耗必然小于基于逆二倍频坐标脉振高频注入的技术方案。

综上所述，本发明提出的方案通过在估计的d轴、q轴上注入高频信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统脉振高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；其次，在对称六相电机双套绕组的估计d轴、q轴注入相反的旋转电压矢量分量，消除了旋转综合矢量脉振高频电压注入产生的转矩脉动；最后，在估计转子同步旋转坐标系注入高频，与抑制转矩脉动的逆二倍坐标脉振高频注入的对称六相电机无位置传感器控制方法相比，本方法相电流高频频率更低，铁芯损耗更小。本发明提出的方案可以有效提高转子位置辨识的精度，消除转矩脉动、降低铁芯损耗。

应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，将对称六相永磁电机绕组分为两套独立绕组，其中A，B，C为第一套绕组，X，Y，Z为第二套绕组；将给定电机电角频率ω^*与估计电角频率的差值输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流i_q ^*；

通过电流传感器获取电机第一套绕组的三相电流i_a，i_b，i_c，对i_a，i_b，i_c进行abc/dq变换，获得第一套绕组的实际q轴电流i_{q_set1}和d轴电流i_{d_set1}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set1}的差值i_q ^*-i_{q_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set1}；设定给定d轴电流i^* _{d_set1}，将给定d轴电流i^* _{d_set1}和实际d轴电流i_{d_set1}的差值i^* _{d_set1}-i_{d_set1}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set1}；将u^* _{d_set1}与高频电压U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht，将u^* _{q_set1}与高频电压U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht，对u^* _{d_set1}+U_hcosω_ht和u^* _{q_set1}+U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器A，B，C相桥臂的占空比；

同样地，通过电流传感器获取电机第二套绕组的三相电流i_x，i_y，i_z，对i_x，i_y，i_z进行abc/dq变换，获得第二套绕组的实际q轴电流i_{q_set2}和d轴电流i_{d_set2}；将给定q轴电流i_q ^*和实际q轴电流i_{q_set2}的差值i_q ^*-i_{q_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{q_set2}；设定给定d轴电流i^* _{d_set2}，将给定d轴电流i^* _{d_set2}和实际d轴电流i_{d_set2}的差值i^* _{d_set2}-i_{d_set2}输入至第二PI环节，得到u^* _{d_set2}；将u^* _{q_set2}与高频电压-U_hsinω_ht相加获得u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht，将u^* _{d_set2}与高频电压-U_hcosω_ht相加获得u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht，并且分别对u^* _{d_set2}-U_hcosω_ht和u^* _{q_set2}-U_hsinω_ht进行dq/abc变换，得到对应逆变器X，Y，Z相桥臂的占空比；

其特征在于，将两个相反的旋转综合矢量分别注入到对称六相永磁电机的两套独立绕组的估计坐标系中来估计电机转子位置，具体步骤如下：

步骤S1、设置旋转电压矢量其中U_h为旋转电压矢量的长度，为旋转电压矢量的相位角，ω_h为旋转电压矢量的角频率，为估计的转子位置角，所述旋转电压矢量在估计的d轴上的分量为U_hcosω_ht，在估计的q轴上的分量为U_hsinω_ht；

步骤S2、将旋转电压矢量注入到电机第一套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₁如下：

其中，L₀为电机自感的平均值，M₀为电机互感的平均值，L_d为电机d轴电感，L_q为电机q轴电感，L₂为电机自感二次谐波幅值；

将相反的旋转电压矢量注入到电机第二套绕组的估计坐标系上，求取产生的零序电压U₀₂：

将两套绕组上产生的零序电压U₀₁和U₀₂求和，获取对称六相永磁电机的零序电压如下：

步骤S3、对步骤S2获取的对称六相永磁电机的零序电压进行变换如下：

将变换结果输入至低通滤波器进行滤波，获得结果如下：

其中k为滤波系数；

步骤S4、将步骤S3低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节，获得电机的转子位置估计信号。

2.根据权利要求1所述的基于旋转综合矢量脉振高频电压双套绕组反向注入的无位置传感器控制方法，其特征在于，所述步骤S2中求取零序电压U₀₁的具体步骤包括：

步骤S2.1、设定轴与电机的实际d轴夹角为电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，满足第一套绕组产生的dq轴电流的变化率为：

步骤S2.2、分别计算产生的三相电流变换率如下：

由可得：

其中M2为电机互感二次谐波幅值；

步骤S2.3、分别计算产生的三相电压如下：

步骤S2.4、计算产生的零序电压如下：

同样地，求取产生的零序电压如下：