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CN114221626B - 具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器及带宽扩展方法 - Google Patents

具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器及带宽扩展方法 Download PDF

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CN114221626B
CN114221626B CN202111555742.7A CN202111555742A CN114221626B CN 114221626 B CN114221626 B CN 114221626B CN 202111555742 A CN202111555742 A CN 202111555742A CN 114221626 B CN114221626 B CN 114221626B
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nmos transistor
bandwidth
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drive
circuit
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李景虎
陈日清
丁昊凡
洪鑫
于健海
涂航辉
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Xiamen EOchip Semiconductor Co Ltd
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Abstract

具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器及带宽扩展方法，属于集成电路领域，本发明为解决在全温范围内提升核心放大器带宽技术存在的问题。本发明包括前置放大器TIA、相位分裂级PS、预驱动级Pre‑Drive、输出驱动级BUFF和失调消除电路OC；所述前置放大器TIA采用栅漏电压相消技术扩展带宽，实现其‑3dB带宽大于一阶TIA闭环带宽的2倍以上；预驱动级Pre‑Drive用于驱动输出缓冲器BUFF，通过调整预驱动级Pre‑Drive电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异。

Description

具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器及带宽扩展 方法
技术领域
本发明涉及对无电感型高速跨阻放大器在全温范围内进行带宽扩展的技术，属于集成电路领域。
背景技术
在光纤通信集成电路的接收端，需要将光信号通过光电二极管(PD)转换为电流信号，再通过高速跨阻放大器(TIA)将电流信号转换为电压信号。在4G/5G基准、数据中心和百/千兆光纤入户等应用场景中，通常要求芯片工作的温度范围为-40℃—85℃。温度的变化会改变器件跨导、电阻阻值和电容值等，从而改变跨阻放大器主通道零极点位置，并减小-3dB带宽，导致其带宽不足或者幅频特性曲线出现过冲，造成眼图变差和灵敏度降低等。如图1所示，即使采取适当的温度补偿技术，在-40℃—85℃温度范围内，前置放大器主通道带宽相差也超过15％，增益相差超过5％。
为了提升核心放大器带宽，现有技术主要采取以下两种方式：
图2采用常见的电感峰化技术提升核心放大器带宽，负载电感L1和输出节点寄生电容C0谐振，实现带宽扩展。但是，电感峰化技术会显著增加芯片的面积和生产成本。
图3通过封装键合线引入的寄生电感和输入端口寄生电容CD在前置放大器-3dB带宽附近谐振，以增加跨阻放大器主通道带宽。同时也利用输出级的峰化网络提高高频增益，补偿输入级带宽的滚降，实现带宽扩展。但输入级和输出级的高低频增益受温度和工艺影响较大，因此，无法保证跨阻放大器的全温性能。
发明内容
本发明目的是为了解决在全温范围内提升核心放大器带宽技术存在的问题，提供了一种具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器。采用栅漏电压相消技术扩展前置放大器主通道带宽；采用预驱动级电路产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器在不同温度条件下的带宽差异。提升高速跨阻放大器带宽的全温性能，确保跨阻放大器电路长期工作可靠性。
本发明所述具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器，包括前置放大器TIA、相位分裂级PS、预驱动级Pre-Drive、输出驱动级BUFF和失调消除电路OC；
前置放大器TIA包括放大器-A和跨阻RF，跨阻RF并联跨接在放大器-A的输入端和输出端之间；
前置放大器TIA的输出端TIA_OUT连接相位分裂级PS的正相输入端，
相位分裂级PS的正相输出端连接预驱动级Pre-Drive的反相输入端；相位分裂级PS的反相输出端连接预驱动级Pre-Drive的正相输入端；
预驱动级Pre-Drive的正相输出端连接输出缓冲器BUFF的反相输入端；预驱动级Pre-Drive的反相输出端连接输出缓冲器BUFF的正相输入端；
输出缓冲器BUFF的正相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚OP和电阻Ra的一端；输出缓冲器BUFF的反相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚ON和电阻Rb的一端；
电阻Ra的另一端连接失调消除电路OC的反相输入端，电阻Rb的另一端连接失调消除电路OC的正相输入端；失调消除电路OC的输出端连接相位分裂级PS的反相输入端；电容C并联跨接在失调消除电路OC反相输入端和输出端之间；
所述前置放大器TIA采用栅漏电压相消技术扩展带宽，实现其-3dB带宽大于一阶TIA闭环带宽的2倍以上；预驱动级Pre-Drive用于驱动输出缓冲器BUFF，通过调整预驱动级Pre-Drive电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异。
优选地，前置放大器TIA包括NMOS晶体管MN1～MN5、PMOS晶体管MP1、跨阻RF、电阻R1～R3、电容C1和可变电阻VR；
NMOS晶体管MN1的栅极同时连接输入端口TINP、可变电阻VR的一端和跨阻RF的一端；
NMOS晶体管MN1的漏极同时连接可变电阻VR的另一端、电阻R1的一端和NMOS晶体管MN2的源极；
NMOS晶体管MN2的栅极连接电压偏置端口VB1；
NMOS晶体管MN2的漏极同时连接电阻R2的一端和NMOS晶体管MN5的栅极；
NMOS晶体管MN3的漏极同时连接跨阻RF的另一端、NMOS晶体管MN5的源极、电容C1的一端、电阻R3的一端和前置放大器TIA输出端口TIA_OUT；
NMOS晶体管MN5的漏极连接NMOS晶体管MN4的源极；
NMOS晶体管MN4的栅极同时连接电阻R3的另一端、电容C1的另一端和PMOS晶体管MP1的漏极；
PMOS晶体管MP1的栅极连接电压偏置端口VB2；
NMOS晶体管MN1、MN3的源极连接GND；
电阻R2的另一端、电阻R1的另一端、NMOS晶体管MN4的漏极和PMOS晶体管MP1的源极同时连接电压VDD；
通过栅漏电压相消技术使得NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex两端电压差为0，以提升前置放大器主通道带宽。
优选地，预驱动级电路Pre-Drive包括带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA和负温度系数控制电压产生电路V_NTC；
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA包括NMOS晶体管MN6～MN11、电阻R5～R9、MOS电容MNC1和MNC2；
NMOS晶体管MN7的栅极同时连接电压偏置端口VB5和NMOS晶体管MN8的栅极；
NMOS晶体管MN7的漏极同时连接MOS电容MNC1的栅极、电阻R5的一端、电阻R6的一端和NMOS晶体管MN11的源极；
NMOS晶体管MN11的漏极连接NMOS晶体管MN6的源极；
NMOS晶体管MN11的栅极连接信号正相输入端口INP；
NMOS晶体管MN6的栅极同时连接电压偏置端口VB4和NMOS晶体管MN9的栅极；
NMOS晶体管MN6的漏极同时连接输出端口OUTN和电阻R8的一端；
NMOS晶体管MN8的漏极同时连接MOS电容MNC2的栅极、电阻R5的另一端、电阻R7的一端和NMOS晶体管MN10的源极；电阻R7的另一端和电阻R6的另一端同时连接共模电压端CFB；
NMOS晶体管MN10的漏极连接NMOS晶体管MN9的源极；
NMOS晶体管MN10的栅极连接信号反相输入端口INN；
NMOS晶体管MN9的漏极同时连接输出端口OUTP和电阻R9的一端；
MOS电容MNC1、MNC2共源极、共漏极；
电阻R8、R9的另一端同时连接电源VDD；
NMOS晶体管MN7、MN8的源极连接GND；
负温度系数控制电压产生电路V_NTC由晶体管MN12和正温度系数电流源IPTAT；
晶体管MN12的栅极连接共模电压端CFB；
晶体管MN12的源极连接MOS电容MNC1和MNC2的源漏公共端C_Contrl和热电流源IPTAT的正端；
热电流源IPTAT的负端接地；
晶体管MN12的漏端连接电源电压VDD；
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的MOS电容的电容值随温度增加而线性增加，进而实现预驱动级电路Pre-Drive的高频峰值增益随温度增加而正比例增加；
通过调整预驱动级电路Pre-Drive的负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异，跨阻放大器总的幅频特性曲线在不同温度下差异变小，实现高带宽。
本发明还提供另一个技术方案，所述一种全温范围内带宽扩展方法，该方法基于所述具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器实现，该方法包括前置放大器TIA的栅漏电压相消步骤，具体为：采用NMOS晶体管MN1、MN2构成的共源共栅结构和电阻R1形成电流注入单元，来扩展跨阻放大器TIA输入端光电接口环节的带宽；并通过栅漏电压相消技术降低NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex对前置放大器TIA输出节点带宽的影响，提升前置放大器主通道带宽；
NMOS晶体管MN5的栅极电压：
Figure BDA0003418588040000041
NMOS晶体管MN4的源极电压：
Figure BDA0003418588040000042
式中：
Vx是MN5的源极电压；
gm4、gm5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的跨导；
gmb4、gmb5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的体跨导；
R0是NMOS晶体管MN3的输出阻抗；
r5是NMOS晶体管MN5的内阻；
通过设计NMOS晶体管MN4、MN5的尺寸进而改变相应的跨导和内阻使得V4＝V5，令NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex＝0，以消除NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex的影响。
优选地，该方法还包括预驱动级Pre-Drive高频增益和零极点位置可调步骤，具体为：
忽略晶体管MN6和MN9的影响，预驱动级Pre-Drive中带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的传递函数为：
Figure BDA0003418588040000051
式中：
gm11为NMOS晶体管MN11的跨导，
CL为OUTP和OUTN输出节点电容，
CMNC1为MOS电容的电容值；
则：带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的零点为：
Figure BDA0003418588040000052
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第一极点为：
Figure BDA0003418588040000053
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第二极点为：
Figure BDA0003418588040000054
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的高频峰值增益为：
Figure BDA0003418588040000055
通过改变MOS电容MNC1的电容值来实现预驱动级的高频峰值增益大小和零极点位置可调。
本发明的有益效果：本发明提供了适用于高速跨阻放大器全温范围内的带宽扩展方法及其电路，减小芯片面积，降低生产成本。通过调整预驱动电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器在不同温度条件下的带宽差异，提升高速跨阻放大器带宽的全温性能，确保芯片的长期工作可靠性。跨阻放大器的全温性能已经通过了仿真结果验证。
附图说明
图1是采用温度补偿技术的跨阻放大器频响图；
图2是常用的带有负载电感的放大器结构示意图；
图3是常用的串联峰化技术放大器结构示意图；
图4是带有电容电阻简并放大器的频响图，其中虚线为理想曲线，实线为实际曲线；
图5是本发明所述具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器的原理图；
图6是具有栅漏电压相消技术的前置放大器的结构示意图；
图7是预驱动级电路的结构示意图；
图8是栅漏电压相消技术原理图，其中图8(a)为交流通路简化图，图8(b)为电路小信号图；
图9是前置放大器随着温度增加过冲带宽减小的仿真图；
图10是预驱动级的高频峰值增益随温度增加而正比例增加仿真图；
图11是跨阻放大器总的幅频特性曲线在不同温度下变化情况仿真图。
具体实施方式
具体实施方式一：下面结合图4～11说明本实施方式，本实施方式所述具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器，包括前置放大器TIA、相位分裂级PS、预驱动级Pre-Drive、输出驱动级BUFF和失调消除电路OC；
前置放大器TIA包括放大器-A和跨阻RF，跨阻RF并联跨接在放大器-A的输入端和输出端之间；
前置放大器TIA的输出端TIA_OUT连接相位分裂级PS的正相输入端，
相位分裂级PS的正相输出端连接预驱动级Pre-Drive的反相输入端；相位分裂级PS的反相输出端连接预驱动级Pre-Drive的正相输入端；
预驱动级Pre-Drive的正相输出端连接输出缓冲器BUFF的反相输入端；预驱动级Pre-Drive的反相输出端连接输出缓冲器BUFF的正相输入端；
输出缓冲器BUFF的正相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚OP和电阻Ra的一端；输出缓冲器BUFF的反相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚ON和电阻Rb的一端；
电阻Ra的另一端连接失调消除电路OC的反相输入端，电阻Rb的另一端连接失调消除电路OC的正相输入端；失调消除电路OC的输出端连接相位分裂级PS的反相输入端；电容C并联跨接在失调消除电路OC反相输入端和输出端之间；
所述前置放大器TIA采用栅漏电压相消技术扩展带宽，实现其-3dB带宽大于一阶TIA闭环带宽的2倍以上；预驱动级Pre-Drive用于驱动输出缓冲器BUFF，通过调整预驱动级Pre-Drive电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异。
图5上半部分是本发明提出的带宽扩展技术原理，三个曲线图分别对应前置放大器TIA、预驱动级Pre-Drive和跨阻放大器总的输出，每个曲线图中给出在高(H)、中(N)、低(L)温时幅频特性。前置放大器在不同的温度条件下带宽和过冲差异明显，预驱动级电路产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器在不同温度条件下的带宽和过冲差异，实现跨阻放大器高质量的全温性能。为了实现芯片面的最小化，本发明不使用占较大面积的电感产生频响过冲去弥补温度变化、工艺变化带来的高频增益滚降。在图5中的TIA级，尽可能的最大化设计其带宽，虽然高温频响曲线相较于低温频响曲线过冲消失，高频增益滚降。但是在预驱动级(Pre-Drive)以电容电阻简并放大器CNF_DA为基础结构，将零点ωZ推到第一极点ωP1的前面，产生第一极点ωP1和第二极点ωP2之间的尖峰过冲(如图4所示为预达到曲线)，在此基础结构上加入随温度变化的源级负反馈电容，最终使得图5中的预驱动级的高温频响曲线依旧出现过冲扩展了带宽，补偿了TIA级高温频响曲线高频增益滚降的损失。最后输出的频响曲线图ALL，全温范围下，频响曲线变化减小。
图5下半部分是本发明的一种适用于高速跨阻放大器全温范围内的带宽扩展电路结构框图，包括前置放大器TIA、相位分裂级PS、预驱动级Pre-Drive、直流失调消除电路OC和输出缓冲器BUFF。为了避免TIA的阶跃响应有振荡而产生码间干扰，前置放大器采用栅漏电压相消技术扩展带宽，实现其-3dB带宽大于一阶TIA闭环带宽的2倍以上。栅漏电压相消技术和传统结构相比具有面积小，结构简单等优点。预驱动级电路用于驱动输出缓冲器，通过调整预驱动级电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器在不同温度条件下的带宽差异。
前置放大器TIA包括NMOS晶体管MN1～MN5、PMOS晶体管MP1、跨阻RF、电阻R1～R3、电容C1和可变电阻VR；
NMOS晶体管MN1的栅极同时连接输入端口TINP、可变电阻VR的一端和跨阻RF的一端；
NMOS晶体管MN1的漏极同时连接可变电阻VR的另一端、电阻R1的一端和NMOS晶体管MN2的源极；
NMOS晶体管MN2的栅极连接电压偏置端口VB1；
NMOS晶体管MN2的漏极同时连接电阻R2的一端和NMOS晶体管MN5的栅极；
NMOS晶体管MN3的漏极同时连接跨阻RF的另一端、NMOS晶体管MN5的源极、电容C1的一端、电阻R3的一端和前置放大器TIA输出端口TIA_OUT；
NMOS晶体管MN5的漏极连接NMOS晶体管MN4的源极；
NMOS晶体管MN4的栅极同时连接电阻R3的另一端、电容C1的另一端和PMOS晶体管MP1的漏极；
PMOS晶体管MP1的栅极连接电压偏置端口VB2；
NMOS晶体管MN1、MN3的源极连接GND；
电阻R2的另一端、电阻R1的另一端、NMOS晶体管MN4的漏极和PMOS晶体管MP1的源极同时连接电压VDD。
图6所述的前置放大器电路中的关键点在于栅漏电压相消技术，利用晶体管NM4、MP1、电容C1、电阻R3和偏置电压VB2构成放大电路降低晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex对前置放大器输出节点带宽的影响，增大前置放大器主通道带宽。本实施方式中采用的手段是令晶体管NM4、MP1、电容C1、电阻R3和VB2构成放大电路降低晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex两端电压相等，当电容两端不存在电压差时，电容并不会被充电或者放电，该电容Cpex＝0。合理设计相关参数，使得MN5的栅漏极电压相等，寄生电容Cpex被忽略，因此不会在MN5的栅极产生弥勒电容，该技术将极大扩展前置放大器主通道工作带宽。
前置放大器TIA的栅漏电压相消步骤，具体为：采用NMOS晶体管MN1、MN2构成的共源共栅结构和电阻R1形成电流注入单元，来扩展跨阻放大器TIA输入端光电接口环节的带宽；并通过栅漏电压相消技术降低NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex对前置放大器TIA输出节点带宽的影响，提升前置放大器主通道带宽；
将图6电路关键器件提取出来并简化成交流通路图8(a)。
结合图8(a)交流通路简化图画出栅漏电压相消技术电路的小信号图，参见图8(b)。
NMOS晶体管MN5的栅极电压V5：
Figure BDA0003418588040000081
NMOS晶体管MN4的源极电压V4：
Figure BDA0003418588040000082
式中：
Vx是MN5的源极电压；
gm4、gm5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的跨导；
gmb4、gmb5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的体跨导；
R0是NMOS晶体管MN3的输出阻抗；
r5是NMOS晶体管MN5的内阻；
由电容公式C＝Q/U可知，当电容两端不存在电压差时，电容并不会被充电或者放电，该电容等效为0。通过设计NMOS晶体管MN4、MN5的尺寸进而改变相应的跨导和内阻使得V4＝V5，MN5的栅漏寄生电容Cpex将被忽略，因此不会在MN5的栅极产生弥勒电容，该技术将极大扩展前置放大器主通道工作带宽。
但是，温度的变化会改变晶体管MN1和MN2的跨导和电阻R3阻值等，从而改变跨阻放大器主通道的增益和极点位置，导致前置放大器幅频特性曲线在不同温度下存在过冲差异。如图9所示的前置放大器随着温度增加过冲带宽减小的仿真图，低温(L)曲线的过冲带宽最大，高温(H)曲线的过冲带宽最小。
为了补偿前置放大器幅频特性曲线存在过冲和带宽差异，提升高速跨阻放大器带宽的全温性能，确保芯片的长期工作可靠性。本实施方式在前置放大器TIA的后级进一步加入了预驱动级电路Pre-Drive，如图7所示，预驱动级电路Pre-Drive包括带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA和负温度系数控制电压产生电路V_NTC；
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA包括NMOS晶体管MN6～MN11、电阻R5～R9、MOS电容MNC1和MNC2；
NMOS晶体管MN7的栅极同时连接电压偏置端口VB5和NMOS晶体管MN8的栅极；
NMOS晶体管MN7的漏极同时连接MOS电容MNC1的栅极、电阻R5的一端、电阻R6的一端和NMOS晶体管MN11的源极；
NMOS晶体管MN11的漏极连接NMOS晶体管MN6的源极；
NMOS晶体管MN11的栅极连接信号正相输入端口INP；
NMOS晶体管MN6的栅极同时连接电压偏置端口VB4和NMOS晶体管MN9的栅极；
NMOS晶体管MN6的漏极同时连接输出端口OUTN和电阻R8的一端；
NMOS晶体管MN8的漏极同时连接MOS电容MNC2的栅极、电阻R5的另一端、电阻R7的一端和NMOS晶体管MN10的源极；电阻R7的另一端和电阻R6的另一端同时连接共模电压端CFB；
NMOS晶体管MN10的漏极连接NMOS晶体管MN9的源极；
NMOS晶体管MN10的栅极连接信号反相输入端口INN；
NMOS晶体管MN9的漏极同时连接输出端口OUTP和电阻R9的一端；
MOS电容MNC1、MNC2共源极、共漏极；
电阻R8、R9的另一端同时连接电源VDD；
NMOS晶体管MN7、MN8的源极连接GND；
可见，电阻R6和R7用来实时监测带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的共模电压VCFB，该电压也是MOS电容MNC1和MNC2的栅极电压。带容性负反馈的差分放大电路传递函数为(忽略晶体管MN6和MN9的影响，CL为OUTP和OUTN输出节点电容)：
Figure BDA0003418588040000101
由上式子可以得出零点、第一极点、第二极点、直流增益和高频峰值增益，其幅频特性曲线如图4所示，通过改变MNC1电容值可以实现预驱动级的高频增益大小和零极点位置可调。
式中：
gm11为NMOS晶体管MN11的跨导，
CL为OUTP和OUTN输出节点电容，
CMNC1为MOS电容的电容值；
则：带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的零点为：
Figure BDA0003418588040000102
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第一极点为：
Figure BDA0003418588040000103
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第二极点为：
Figure BDA0003418588040000111
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的高频峰值增益为：
Figure BDA0003418588040000112
通过改变MOS电容MNC1的电容值来实现预驱动级的高频峰值增益大小和零极点位置可调。
负温度系数控制电压产生电路V_NTC由晶体管MN12和正温度系数电流源IPTAT；
晶体管MN12的栅极连接共模电压端CFB；
晶体管MN12的源极连接MOS电容MNC1和MNC2的源漏公共端C_Contrl和热电流源IPTAT的正端；
热电流源IPTAT的负端接地；
晶体管MN12的漏端连接电源电压VDD。
负温度系数控制电压产生电路V_NTC由晶体管MN12和正温度系数电流源IPTAT组成。当工作温度升高时，正温度系数电流源IPTAT输出电流变大，根据晶体管的饱和电流公式：
Figure BDA0003418588040000113
式中：un是电子迁移率；
COX是单位面积的栅氧化层电容；
W是晶体管的宽；
L是晶体管的长；
VGS是栅源电压；
Vth是阈值电压；
ID随温度增加，VGS相应的增大，即晶体管MN12的源极电压C_Contrl线性变小。实现负温度系数控制电压。
由于CFB端的电压随温度变化很小，当该控制电压作用到带容性负反馈的差分放大电路中的MOS电容MNC1和MNC2时，MOS电容的栅源和栅漏之间电压差随温度增加而变大，因此MOS电容值随温度增加而线性增加。其高频峰值增益随温度增加而成正比例增加。
通过调整预驱动级电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器在不同温度条件下的带宽差异，跨阻放大器总的幅频特性曲线在不同温度下差异变小，实现高带宽。仿真结果如图11所示。

Claims (3)

1.具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器，其特征在于，包括前置放大器TIA、相位分裂级PS、预驱动级Pre-Drive、输出驱动级BUFF和失调消除电路OC；
前置放大器TIA包括放大器-A和跨阻RF，跨阻RF并联跨接在放大器-A的输入端和输出端之间；
前置放大器TIA的输出端TIA_OUT连接相位分裂级PS的正相输入端，
相位分裂级PS的正相输出端连接预驱动级Pre-Drive的反相输入端；相位分裂级PS的反相输出端连接预驱动级Pre-Drive的正相输入端；
预驱动级Pre-Drive的正相输出端连接输出缓冲器BUFF的反相输入端；预驱动级Pre-Drive的反相输出端连接输出缓冲器BUFF的正相输入端；
输出缓冲器BUFF的正相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚OP和电阻Ra的一端；输出缓冲器BUFF的反相输出端同时连接跨阻放大器输出引脚ON和电阻Rb的一端；
电阻Ra的另一端连接失调消除电路OC的反相输入端，电阻Rb的另一端连接失调消除电路OC的正相输入端；失调消除电路OC的输出端连接相位分裂级PS的反相输入端；电容C并联跨接在失调消除电路OC反相输入端和输出端之间；
所述前置放大器TIA采用栅漏电压相消技术扩展带宽，实现其-3dB带宽大于一阶TIA闭环带宽的2倍以上；预驱动级Pre-Drive用于驱动输出缓冲器BUFF，通过调整预驱动级Pre-Drive电路的源级负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异；
前置放大器TIA包括NMOS晶体管MN1～MN5、PMOS晶体管MP1、跨阻RF、电阻R1～R3、电容C1和可变电阻VR；
NMOS晶体管MN1的栅极同时连接输入端口TINP、可变电阻VR的一端和跨阻RF的一端；
NMOS晶体管MN1的漏极同时连接可变电阻VR的另一端、电阻R1的一端和NMOS晶体管MN2的源极；
NMOS晶体管MN2的栅极连接电压偏置端口VB1；
NMOS晶体管MN2的漏极同时连接电阻R2的一端和NMOS晶体管MN5的栅极；
NMOS晶体管MN3的漏极同时连接跨阻RF的另一端、NMOS晶体管MN5的源极、电容C1的一端、电阻R3的一端和前置放大器TIA输出端口TIA_OUT；
NMOS晶体管MN5的漏极连接NMOS晶体管MN4的源极；
NMOS晶体管MN4的栅极同时连接电阻R3的另一端、电容C1的另一端和PMOS晶体管MP1的漏极；
PMOS晶体管MP1的栅极连接电压偏置端口VB2；
NMOS晶体管MN1、MN3的源极连接GND；
电阻R2的另一端、电阻R1的另一端、NMOS晶体管MN4的漏极和PMOS晶体管MP1的源极同时连接电压VDD；
通过栅漏电压相消技术使得NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex两端电压差为0，以提升前置放大器主通道带宽；
预驱动级电路Pre-Drive包括带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA和负温度系数控制电压产生电路V_NTC；
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA包括NMOS晶体管MN6～MN11、电阻R5～R9、MOS电容MNC1和MNC2；
NMOS晶体管MN7的栅极同时连接电压偏置端口VB5和NMOS晶体管MN8的栅极；
NMOS晶体管MN7的漏极同时连接MOS电容MNC1的栅极、电阻R5的一端、电阻R6的一端和NMOS晶体管MN11的源极；
NMOS晶体管MN11的漏极连接NMOS晶体管MN6的源极；
NMOS晶体管MN11的栅极连接信号正相输入端口INP；
NMOS晶体管MN6的栅极同时连接电压偏置端口VB4和NMOS晶体管MN9的栅极；
NMOS晶体管MN6的漏极同时连接输出端口OUTN和电阻R8的一端；
NMOS晶体管MN8的漏极同时连接MOS电容MNC2的栅极、电阻R5的另一端、电阻R7的一端和NMOS晶体管MN10的源极；电阻R7的另一端和电阻R6的另一端同时连接共模电压端CFB；
NMOS晶体管MN10的漏极连接NMOS晶体管MN9的源极；
NMOS晶体管MN10的栅极连接信号反相输入端口INN；
NMOS晶体管MN9的漏极同时连接输出端口OUTP和电阻R9的一端；
MOS电容MNC1、MNC2共源极、共漏极；
电阻R8、R9的另一端同时连接电源VDD；
NMOS晶体管MN7、MN8的源极连接GND；
负温度系数控制电压产生电路V_NTC由晶体管MN12和正温度系数电流源IPTAT；
晶体管MN12的栅极连接共模电压端CFB；
晶体管MN12的源极连接MOS电容MNC1和MNC2的源漏公共端C_Contrl和热电流源IPTAT的正端；
热电流源IPTAT的负端接地；
晶体管MN12的漏端连接电源电压VDD；
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的MOS电容的电容值随温度增加而线性增加，进而实现预驱动级电路Pre-Drive的高频峰值增益随温度增加而正比例增加；
通过调整预驱动级电路Pre-Drive的负反馈电容值产生随温度变化的高频增益，补偿前置放大器TIA在不同温度条件下的带宽差异，跨阻放大器总的幅频特性曲线在不同温度下差异变小，实现高带宽。
2.一种全温范围内带宽扩展方法，该方法基于权利要求1所述具有全温范围内带宽扩展特性的高速跨阻放大器实现，其特征在于，该方法包括前置放大器TIA的栅漏电压相消步骤，具体为：采用NMOS晶体管MN1、MN2构成的共源共栅结构和电阻R1形成电流注入单元，来扩展跨阻放大器TIA输入端光电接口环节的带宽；并通过栅漏电压相消技术降低NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex对前置放大器TIA输出节点带宽的影响，提升前置放大器主通道带宽；
NMOS晶体管MN5的栅极电压：
Figure FDA0003794633970000031
NMOS晶体管MN4的源极电压：
Figure FDA0003794633970000032
式中：
Vx是MN5的源极电压；
gm4、gm5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的跨导；
gmb4、gmb5分别为NMOS晶体管MN4、MN5的体跨导；
R0是NMOS晶体管MN3的输出阻抗；
r5是NMOS晶体管MN5的内阻；
通过设计NMOS晶体管MN4、MN5的尺寸进而改变相应的跨导和内阻使得V4＝V5，令NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex＝0，以消除NMOS晶体管MN5的栅漏等效电容Cpex的影响。
3.根据权利要求2所述的一种全温范围内带宽扩展方法，其特征在于，该方法还包括预驱动级Pre-Drive高频增益和零极点位置可调步骤，具体为：
忽略晶体管MN6和MN9的影响，预驱动级Pre-Drive中带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的传递函数为：
Figure FDA0003794633970000041
式中：
gm11为NMOS晶体管MN11的跨导，
CL为OUTP和OUTN输出节点电容，
CMNC1为MOS电容的电容值；
则：带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的零点为：
Figure FDA0003794633970000042
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第一极点为：
Figure FDA0003794633970000043
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的第二极点为：
Figure FDA0003794633970000044
带容性负反馈的差分放大电路CNF_DA的高频峰值增益为：
Figure FDA0003794633970000045
通过改变MOS电容MNC1的电容值来实现预驱动级的高频峰值增益大小和零极点位置可调。
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