CN114069631B - 一种低压配网谐波控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低压配网谐波抑制电路，包括由电阻R ₁和R ₂构成的电压采样电路、谐波处理模块、误差放大器EA1、乘法器M1、比较器及RS触发器；其中，谐波处理模块由模拟数字转换器、锁相环模块、傅里叶分析模块、乘法器M2、加法器A1、数字模拟转换器组成；谐波补偿功能通过电流控制结合谐波处理模块实现。本发明不仅具有高功率因数的特点，还同时兼具谐波补偿功能。应用在低压局域配电网中，可优化甚至替代有源滤波器等集中式谐波治理方案。

Description

一种低压配网谐波控制电路

技术领域

本发明属于功率变换器控制技术领域，尤其涉及一种低压配网谐波控制电路。

背景技术

配电网低压侧包含各种各样的负载，其中大部分是非线性负载。当电流流过非线性负载时，与外加电压不是线性关系，将产生含谐波分量的非正弦电流。在实际应用中，谐波可能由各种电力电子变换电路产生，如不可控整流器、晶闸管斩波等。谐波是配电系统中的一种电能质量问题，可能造成电力设备的损坏和保护装置的误动作。图1为并联有源电力滤波器(Active Power Filter,APF)在非线性负载电路中的连接关系，其产生与非线性负载电流谐波电流幅值相等、相位相反的电流，以抵消谐波电流，使i_s为基频正弦波，以避免非线性负载在网侧产生影响。APF及其控制技术具有不受电网结构、负载类型的影响、不与系统发生谐振等优势，但是随着配电网中非线性负载的增多，呈现出分散无序、分布随机的特点，这将导致APF容量和成本增加的问题；同时，APF集中补偿的特点与谐波源的分布并不相匹配，这将使补偿结果受线路参数及其他配电网支路的影响。

图2为单级Boost型功率因数校正变换器。整流二极管D_bridge实现不控整流。变压器L_m、开关管S₁、二极管D₁、电容C_o构成Boost变换器。非线性负载通常由二极管组成的不控整流桥组成，将不控整流桥与PFC电路相结合，实现谐波的本地治理，与非线性负载分布随机的特点相适应。PFC变换器可使电源侧电流满足低谐波的要求。但是，当非PFC式的非线性负荷存在于配电网中，将导致PFC变换器输入侧电压畸变，进而使电源侧电流谐波增大，使PFC变换器工作在非额定状态，降低了变换器的转换效率。

传统的APF集中式谐波治理方式，由于其分布特点与谐波源的分布不匹配，补偿结果易受电路参数等因素影响。传统PFC式变换器谐波本地治理方式，难以有效消除配电网中网侧的谐波干扰，无法适应对电能质量要求较高场所的供电需求。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供一种低压配网谐波控制电路。

本发明基于的Boost PFC变换器，包括二极管整流桥D_bridge、有源开关S₁、电感L_m、输出电容C_o及其控制电路。

本发明的一种低压配网谐波控制电路，包括由电阻R₁和R₂构成的电压采样电路、谐波处理模块、误差放大器EA1、乘法器M1、比较器及RS触发器，具体为：

误差放大器EA1的反相输入和输出端并联电容C_e，反相输入接电阻R_e，电阻R_e的另一端接输出电压采样信号k₂v_o，误差放大器EA1的同相输入接入基准电压V_ref，误差放大器EA1的输出接乘法器M1的输入端；电阻R₁一端接入PFC变换器中不控整流器输出侧，另一端与电阻R₂的一端串联，电阻R₂的另一端接至地，在电阻R₁与电阻R₂的公共端接入谐波处理模块，即将输入电压采样信号k₁|v_in-k|接入谐波处理模块的输入端，谐波处理模块的另一端接入乘法器M1的另一输入端，谐波幅值放大的控制信号v_c-k传递至电流内环控制电路；乘法器M1的输出接比较器的反相输入；比较器的同相输入端接入电感电流采样信号v_s，比较器的输出接RS触发器的R端，RS触发器的S端接入过零检测信号，RS触发器的Q端接PFC变换器的开关管S₁门极驱动器，控制开关管S₁按照控制目标进行开通与关断。

谐波处理模块由模拟数字转换器、锁相环模块、傅里叶分析模块、乘法器M2、加法器A1、数字模拟转换器组成，具体为：

模拟数字转换器的输入端接输入电压采样信号k₁|v_in-k|作为谐波处理模块的输入，输出端接锁相环模块和傅里叶分析模块，锁相环模块的另一端输出频率信号f_h.k和相位信号θ_h.k，傅里叶分析模块的另一端输出幅值信号A_h.k；将谐波幅值信号接入乘法器M2，乘法器M2另外两端分别接入幅值放大因子m和谐波特征信号，乘法器M2输出重构的谐波信号，接入加法器A1的一端，加法器A1的另一端接入基波信号，加法器A1的输出接入数字模拟转换器，数字模拟转换器的另一端作为谐波处理模块的输出。

本发明的一种谐波抑制电路的谐波控制电路的控制方法，谐波处理模块通过电流控制实现谐波补偿功能，具体为：

当输出电压达到被控目标电压时，EA1的误差电压信号v_e视为固定的电平；谐波处理模块基于输入电压采样信号k₁|v_in-k|获取谐波信号，输出基波信号与幅值放大的谐波信号，修正输入峰值限制信号i_L-ref，当电感电流采样信号v_s大于i_L-ref时，比较器输出高电平，RS触发器的S端复位，当电感电流达到0时，RS触发器的S端置位，控制输入电流为目标波形，使输入电流包含与PFC变换器输入侧谐波电流幅值相等，相位相反的补偿电流，实现谐波补偿控制。

本发明与现有技术相比的有益技术效果为：

1、本发明利用改变控制回路参考信号的方法，使PFC不仅具有一般电流控制的Boost PFC变换器高功率因数的特点，还同时兼具谐波补偿功能。

2、本发明提出的谐波抑制方法适用于所有PFC变换器实现谐波补偿功能。将谐波处理模块嵌入电流控制的输入电压采样信号后，在不改变电流控制和PFC变换器拓扑，不影响PFC变换器原有工作性能的前提下有效实现谐波补偿控制。

3、本发明提出的控制思路，应用在低压局域配电网中，将数量众多的单个PFC变换器构成一个多级并联的谐波补偿系统，具有容量大，分布随机的特点。在补偿容量足够且稳定时，可优化甚至替代有源滤波器等集中式谐波治理方案。

附图说明

图1为并联型PWM整流器拓扑图。

图2为Boost PFC变换器拓扑图。

图3为Boost PFC变换器拓扑及谐波补偿控制电路。

图4为谐波处理模块。

图5为低压配电网等效电路。

图6为Boost PFC变换器的电感电流和控制时序。

图7为谐波回路控制框图。

图8为正弦输入条件下的v_in和i_in波形。

图9为3次谐波工况下，m＝1时的谐波处理模块输出信号和电感电流波形。

图10为3次谐波工况下，m＝7.4时的谐波处理模块输出信号和电感电流波形。

图11为电容性谐波工况下，m＝1时的电源电压波形、流过PCC处的电流和谐波电流波形。

图12为电容性谐波工况下，m＝1时的PCC电压波形和PFC变换器电路波形。

图13为电容性谐波工况下，m＝7.4时的PCC电压波形、PFC变换器电路波形和流过PCC处的电流波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方法对本发明做进一步详细说明。

本发明的一种谐波抑制电路的谐波控制电路包括由电阻R₁和R₂构成的电压采样电路、谐波处理模块、误差放大器EA1、乘法器M1、比较器及RS触发器，如图3所示，具体为：误差放大器EA1的反相输入和输出端并联电容C_e，反相输入接电阻R_e，电阻R_e的另一端接输出电压采样信号k₂v_o，误差放大器EA1的同相输入接入基准电压V_ref，误差放大器EA1的输出接乘法器M1的输入端；电阻R₁一端接入PFC变换器中不控整流器输出侧，另一端与电阻R₂的一端串联，电阻R₂的另一端接至地，在电阻R₁与电阻R₂的公共端接入谐波处理模块，即将输入电压采样信号k₁|v_in-k|接入谐波处理模块的输入端，谐波处理模块的另一端接入乘法器M1的另一输入端，谐波幅值放大的控制信号v_c-k传递至电流内环控制电路；乘法器M1的输出接比较器的反相输入；比较器的同相输入端接入电感电流采样信号v_s，比较器的输出接RS触发器的R端，RS触发器的S端接入过零检测信号，RS触发器的Q端接PFC变换器的开关管S₁门极驱动器，控制开关管S₁按照控制目标进行开通与关断。

谐波处理模块嵌入输入电压采样信号后，实现谐波幅值放大功能，具体为：利用PFC变换器输入电流i_in跟随输入电压v_in的特点，依靠两者之间存在的固定比例关系，利用数字信号处理器提取低压配电网网侧存在的谐波电流i_h，并乘以幅值放大因子m，实现控制信号中谐波成分的放大。

图4为谐波处理模块图，其中k₁|v_in-k|和v_c-k与图3相同名称信号对应分别代表输入电压采样信号、谐波处理模块放大信号。每个周期开始时刻，ZCD侦测到输入电流i_in为0，输出高电平，传送至RS触发器的S端，触发器输出高电平，开关管S₁导通，电感L_m电流线性增大。k₁|v_in-k|接入模拟数字转换器的输入端，将k₁|v_in-k|转换为数字信号处理器可用的离散信号，再分别接入锁相环模块和傅里叶分析模块，得到频率信号f_h.k、相位信号θ_h.k、幅值信号A_h.k。将谐波幅值A_h.k放大m倍为mA_h.k，基波幅值A_h.1保持不变，通过加法器A1将基波信号和谐波信号叠加，作为谐波处理模块放大信号v_c-k；同时，误差放大器EA1通过比较输出电压k₂v_o与V_ref产生误差电压信号v_e，v_e与v_c-k相乘作为电感电流的峰值限制信号i_L-ref，当电感L_m电流线性增大至i_L-ref时，比较器发生翻转输出复位信号，RS触发器复位，输出低电平，开关管S₁关断，电感L通过D₁向输出电容C_o和负载R_o续流放电。当下一个时钟信号到来时，一个开关周期结束。

结合图5对本发明实现网侧谐波的原理作详细分析。v_g为低压配电网电压，Z_g为等效线路阻抗，非线性负荷等效为并联结构的谐波源i_h与电阻Z_p，阻性负荷和PFC变换器等效为电流源i_in-h和i_in-f。此时，低压配电网PCC处的电流i_g(t)及其基波分量i_f(t)具体数学表达式如(1)所示：

式中，i_in-f和i_in-h分别为PFC变换器输入电流的基波成分和谐波成分，非线性负荷电流i_nl由基波成分i_p-f(t)和谐波成分i_h(t)组成。可得PCC处的电压，即PFC变换器输入电压的数学表达式如(2)所示：

v_in(t)＝v_g(t)-Z_gi_g(t) (2)

根据PFC变换器的工作原理，当电感电流处于CRM状态时，i_in(t)将跟随v_in(t)变化，可将两者之间的关系表示为：

i_in(t)＝p·v_in(t) (3)

式中，p为固定的比例系数，在数值上为i_in(t)与v_in(t)基波信号幅值的比值，由低压配电网的线路阻抗和控制环路的设计参数决定，在稳态下可视为一个常数。此时，将(1)和(2)代入(3)，i_in(t)可被表示为：

由式(4)可得i_in-h(t)与i_h(t)的关系为：

对于单相PFC变换器，i_in(t)一般远小于v_in(t)；同时，低压配电网中的Z_g也较小，因此pZ_g远小于1。因此，电流控制的Boost PFC变换器自身具有一定的谐波补偿能力，但在幅值关系上，因控制信号中谐波幅值较小，即控制环路的补偿增益较小，难以达到较好的谐波补偿效果。

当谐波处理模块被引入，在网侧无谐波时，谐波补偿模块工作于k₁|v_in-k|＝v_c-k状态，此时对谐波补偿控制的分析与峰值电流控制相似。由(1)式，结合图3和图4可知，流经PCC处的电流i_g,PFC变换器输入电流i_in和电感峰值控制信号i_L-ref可表示为：

式中，k_m为乘法器M1的电压增益。根据式(6)和电流控制原理，可得到在半个工频内的励磁电感L_m波形与控制时序，如图6所示。其中，在一个开关周期内，电感电流平均值i_Lm-avg与Boost PFC变换器的输入电流i_in相等，而i_L-pk跟随i_L-ref的变化。由于电感电流i_Lm在上升或者下降时的斜率保持恒定，所以可得i_L-ref(t)的幅值是i_Lm-avg的两倍，因此可得整流桥后的输入电流|i_in(t)|和比例系数p为：

当网侧引入非线性负载时，PCC处电压v_in(t)因非线性负载的影响而畸变。由式(1)和式(7),可得i_in(t)与i_h(t)之间的关系为：

为实现较好的谐波补偿效果，需要将控制信号中的谐波信号和基波信号进行解耦，实现谐波信号的单独控制，取无补偿工况下的谐波电流幅值及相位信息，并对其中的幅值信息进行放大。当m被引入到控制环路，即将幅值放大后的谐波电流m·i_h(t)叠加到i_in(t)中，此时可将控制系统描述为图7。其中，负反馈回路的存在保证控制回路的稳定性。可将此时的谐波电流关系表示为：

被补偿后的输入电流i_in-c(t)可被表示为：

其中，

与(7)式比较，由于非线性负载的引入，附加的基波成分Z_gi_p-f(t)和谐波成分Z_gi_h(t)被引入i_in-c(t)中。通过控制m,可以衰减线路阻抗和电路参数对谐波补偿增益的限制。当m＝0时，PFC变换器工作于谐波抑制模式，此时的谐波电流信息可由PCC处电压获取；当m>0时，PFC变换器将工作在谐波补偿模式。根据(11)式的约束，当m选取一个较大的值时，可得到较好的谐波补偿效果，即满足如下条件

根据(10)式和(12)式，设置一个较大的m值不仅能使谐波补偿增益接近于1，而且能够有效降低线路阻抗对补偿增益的影响。结合图3，此时谐波处理模块输出为v_c-k＝m_h·k₁|v_in-h|+k₁|v_in-f|，在补偿前，v_in中包含基波成分v_in-f和谐波成分v_in-h。谐波成分的幅值在被放大m倍后，谐波电流-i_in-h(t)被叠加到i_in-c(t)中，一个较好补偿效果的谐波补偿被有效实现，此时流经PCC点的电流可视为仅包含基波成分，PCC电压为正弦波，当配电侧非线性负载产生的谐波电流发生变化，将引起PCC电压畸变，再次进行谐波信号幅值和相位的更新，将PCC电压校正为正弦，实现了自适应的补偿过程。

基于谐波补偿控制的Boost PFC变换器实验平台，表1为电路参数。

表1实验样机的电路参数

图8是自适应谐波补偿控制下的Boost PFC变换器的输入电压和输入电流实验波形图，可以看出输入电流具有很好的正弦度，且与输入电压波形的相位几乎一致，其PF值达到0.988，该控制方法与电流控制的Boost PFC电路一样，可以实现PFC功能。

图9-图10，以3次谐波为例，验证了自适应谐波补偿控制对单次谐波的补偿效果。通过对补偿前后的波形对比，电流内环的参考控制信号被明显改变，其中叠加了与非线性负载谐波电流相关的3次谐波信号；且该信号实现了对电感电流充放电过程的改变，使PFC变换器的输入电流叠加了与非线性负载谐波电流大小相等，方向相反的谐波成分，抵消了谐波电流在PCC处的干扰，最终使PFC变换器的输入电压为一个十分接近正弦变化的波形，有效降低了谐波电流对PFC负载侧的影响。

图11、图12和图13为低压局域配电网带电容性负载时的谐波补偿实验结果。此时自适应补偿控制将补偿一个复杂的谐波成分，而不仅仅含有一个或几个主要的低次谐波，这与实际应用中的情况相同。对比补偿前后的PCC处实验波形，i_g和v_in皆为接近正弦变化的波形，补偿效果明显，此时谐波成分被有效抑制，表明了该方法在实际应用中具有较好的前景。

根据以上分析可知，本发明提出了一种谐波补偿控制，实现了Boost PFC变换器对配电网PCC谐波的补偿，并将其推广到多级并联，保证了该方法的可靠性和工程价值。同时具有低成本，大容量，高可靠性的特点。

Claims (3)

1.一种低压配网谐波抑制电路，其特征在于，包括由电阻R₁和R₂构成的电压采样电路、谐波处理模块、误差放大器EA1、乘法器M1、比较器及RS触发器，具体为：

误差放大器EA1的反相输入和输出端并联电容C_e，反相输入接电阻R_e，电阻R_e的另一端接输出电压采样信号k₂v_o，误差放大器EA1的同相输入接入基准电压V_ref，误差放大器EA1的输出接乘法器M1的输入端；电阻R₁一端接入谐波抑制电路中不控整流器输出侧，另一端与电阻R₂的一端串联，电阻R₂的另一端接至地，在电阻R₁与电阻R₂的公共端接入谐波处理模块，即将输入电压采样信号k₁|v_in-k|接入谐波处理模块的输入端，谐波处理模块的另一端接入乘法器M1的另一输入端，谐波幅值放大的控制信号v_c-k传递至电流内环控制电路；乘法器M1的输出接比较器的反相输入；比较器的同相输入端接入电感电流采样信号v_s，比较器的输出接RS触发器的R端，RS触发器的S端接入过零检测信号，RS触发器的Q端接谐波抑制电路的开关管S₁门极驱动器，控制开关管S₁按照控制目标进行开通与关断；

每个周期开始时刻，ZCD侦测到输入电流i_in为0，输出高电平，传送至RS触发器的S端，触发器输出高电平，开关管S₁导通，电感L_m电流线性增大；k₁|v_in-k|接入模拟数字转换器的输入端，将k₁|v_in-k|转换为数字信号处理器可用的离散信号，再分别接入锁相环模块和傅里叶分析模块，得到频率信号f_h.k、相位信号θ_h.k、幅值信号A_h.k；将谐波幅值A_h.k放大m倍为mA_h.k，基波幅值A_h.1保持不变，通过加法器A1将基波信号和谐波信号叠加，作为谐波处理模块放大信号v_c-k；同时，误差放大器EA1通过比较输出电压k₂v_o与V_ref产生误差电压信号v_e，v_e与v_c-k相乘作为电感电流的峰值限制信号i_L-ref，当电感L_m电流线性增大至i_L-ref时，比较器发生翻转输出复位信号，RS触发器复位，输出低电平，开关管S₁关断，电感L通过D₁向输出电容C_o和负载R_o续流放电。

2.根据权利要求1所述的一种低压配网谐波抑制电路，其特征在于，所述谐波处理模块由模拟数字转换器、锁相环模块、傅里叶分析模块、乘法器M2、加法器A1、数字模拟转换器组成，具体为：

模拟数字转换器的输入端接输入电压采样信号k₁|v_in-k|作为谐波处理模块的输入，输出端接锁相环模块和傅里叶分析模块，锁相环模块的另一端输出频率信号f_h.k和相位信号θ_h.k，傅里叶分析模块的另一端输出幅值信号A_h.k；将谐波幅值信号接入乘法器M2，乘法器M2另外两端分别接入幅值放大因子m和谐波特征信号，乘法器M2输出重构的谐波信号，接入加法器A1的一端，加法器A1的另一端接入基波信号，加法器A1的输出接入数字模拟转换器，数字模拟转换器的另一端作为谐波处理模块的输出。

3.根据权利要求1所述的一种低压配网谐波抑制电路，其特征在于，所述谐波处理模块通过电流控制实现谐波补偿功能，具体为：

当输出电压达到被控目标电压时，EA1的误差电压信号v_e视为固定的电平；谐波处理模块基于输入电压采样信号k₁|v_in-k|获取谐波信号，输出基波信号与幅值放大的谐波信号，修正输入峰值限制信号i_L-ref，当电感电流采样信号v_s大于i_L-ref时，比较器输出高电平，RS触发器的S端复位，当电感电流达到0时，RS触发器的S端置位，控制输入电流为目标波形，使输入电流包含与谐波抑制电路输入侧谐波电流幅值相等、相位相反的补偿电流，实现谐波补偿控制。

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